CN105515597A - 一种接收机自动增益控制电路 - Google Patents

Abstract

一种接收机自动增益控制电路，具体涉及信号处理技术领域。它解决了接收机模拟型自动增益控制电路适应性、工作稳定性、稳幅精度差和现有的接收机数字型自动增益控制电路复杂，稳幅速度慢，不能实时监测输入信号的频谱的不足。该接收机自动增益控制电路，包括可变增益放大器，可变增益放大器的输出端连接模数转换器，模数转换器的输出端连接数字信号处理器、自动增益控制环路和频谱分析单元，经由模数转换器输出的信号分成三部分，一部分进入数字信号处理器，另两部分分别进入自动增益控制环路和频谱分析单元；自动增益控制环路包括依次连接的求信号绝对值电路、自适应均衡器、求极大值电路、门限比较电路和误差处理电路。

Description

一种接收机自动增益控制电路

技术领域

本发明属于信号处理技术领域，具体涉及一种接收机自动增益控制电路。

背景技术

自动增益控制电路是接收机中必不可少的一个重要电路。接收机输入信号通常是微弱信号，其动态范围很宽，要对输入射频信号进行处理，就要有自动增益控制电路。自动增益控制电路的作用是对输入的微弱信号进行适当的放大，而对输入的较大信号进行适当的衰减，将信号适配到合适电平，从而能够进行后续的信号处理。

使用模拟型自动增益控制的接收机电路原理框图如图1所示。输入的射频信号，经可变增益放大器放大后，再经过一个定向耦合器，将前向信号的小部分能量耦合至自动增益控制电路，而前向信号的主要部分送给信号处理单元，经接收机处理后得到输出信号。耦合来的前向信号送给射频检波器进行检波，检波输出信号再经放大后与参考电平进行比较，经误差放大电路反馈给可变增益放大器的控制端，以控制输入信号的放大增益，使输出信号的峰值或者有效值稳定在一定的范围内。射频可变增益放大器的增益通常是通过控制PIN二极管的衰减实现的。射频检波器可以设计成有效值检波电路，也可以设计成峰值检波电路，常用肖特基二极管实现。当参考电平以对数表达时，可以将放大电路设计为对数放大器，对数形式的误差电平经误差放大单元中的指数放大器放大后，控制线性的可变增益放大器。可以看出模拟型的自动增益控制电路，使用了一些射频微波元器件，如可变增益放大器、定向耦合器、检波器等，其成本很高。基于二极管的检波器由于存在非线性、温度漂移等问题，导致自动增益控制电路稳幅误差较大，在许多模拟接收机中，稳幅输出变化高达3dB～6dB。另外，检波电路采用模拟方式实现，其时间常数不易调整，很难满足不同类型接收机的要求。例如，很多雷达、通信接收机采用了突发传输模式，另外采用了各种复杂的调制方式，信号的峰均比相差极大，这就要求自动增益控制电路的参数变化范围很宽，采用模拟方式实现困难。

随着信息技术的发展，越来越多的接收机采用了全数字实现方式。所谓全数字接收机，是将接收的射频信号经下混频后转换成中频信号，对中频信号进行采样后转换成数字中频信号，对信号的解调、分析等都是在数字域上进行的。自动增益控制电路的作用是对输入的微弱信号进行适当的放大，而对输入的较大信号进行适当的衰减，以使混频产生的中频信号适配到合适电平，能够进行有效的量化，从而能够进行后续的数字信号处理。使用数字自动增益控制的中频接收机电路框图如图2所示。混频产生的中频输入信号经过一可变增益放大器后进行A/D转换，对转换后的中频信号进行数字信号处理，从而得到输出信号。A/D转换后的数字中频信号同时输出至自动增益控制环路。全数字自动增益控制电路的原理框图如图3所示，包括可变增益放大器、A/D转换器、数字下混频器、CIC抽取滤波器、低通滤波器、求模电路、门限比较电路、误差处理电路。采用数字自动增益控制的中频接收机中只有前端器件使用了射频微波元器件，其成本较采用模拟型自动增益控制的接收机大大降低。下面说明数字自动增益控制电路工作原理。

对于中频输入信号，单一频率正弦信号的数学表达式为：

s(t)＝Acos(2πf_it+θ)，(1)

(1)式中f_i为输入信号频率，A为幅度，θ为相位。

若A/D变换器采样时钟满足奈奎斯特抽样定理，采样后的信号形式为：

s(n)＝Acos(ω_in+θ)，(2)

经正交数字下混频后，两路输出分别为：

对I支路和Q支路进行低通滤波，滤除高频分量，则两路输出分别为：

对I支路和Q支路求平方和的开方，相当于计算矢量信号I+jQ的幅度，即对复数求模运算，得到

由此求得中频输入信号的频谱幅度A，进而得到射频输入信号的频谱幅度。对于有一定带宽的中频输入信号，该结论同样正确。

CIC(CascadedIntegrator-CombFilter：级联积分梳状滤波器)抽取数字滤波器的典型结构如图4所示，它是由积分器、分频器、微分器构成的。设输入信号时钟为f_s，分频数为R，积分器工作时钟频率为f_s，微分器工作时钟频率为f_s/R，CIC抽取数字滤波器的输出信号时钟为f_s/R，速度降低了R倍。积分器与微分器的个数相同，记为N，称为滤波器的阶数。微分器中的延迟单元延迟M个时钟周期，一般M取1或2。CIC滤波器可以看成是一种特殊形式的低通滤波器，可用于对FIR滤波器的镜像频谱进行抑制。其传输函数为：

CIC抽取滤波器的幅频响应为：

在CIC滤波器设计时，计算最大动态范围是非常重要的，最大动态范围增长出现在DC频率处。内部位宽B_inner可以解释为输入位宽B_input与最大动态范围增长之和。具体表达式为：

B_inner＝B_input+N*log2(RM)，(9)

图5是一个CIC抽取滤波器的频响曲线，CIC滤波器参数为N＝4，M＝1，R＝7，f_c＝1/8，图中的频率值是以f_s/R为单位的。

上述的推导中未考虑CIC抽取滤波器的影响，加入CIC抽取滤波器后，可以得到类似的结果。

FIR(finiteimpulseresponse)滤波器称为有限脉冲响应数字滤波器，具有优良的频率相位特性，是一种最常用的数字滤波器。其输入输出关系为：

其电路形式如图6所示，a(m)称为滤波器的系数，它决定了滤波器的幅频特性，N称为滤波器的阶数，阶数越大滤波器的精度越高。FIR数字滤波器的设计方法有窗函数法，频率采样法，以及各种优化设计方法。在全数字自动增益控制电路中，FIR滤波器设计为低通滤波器，其参数影响自动增益控制电路的噪声带宽。

求得中频信号的幅度后，再经门限比较电路、误差处理电路，反馈给可变增益放大器的控制端，以使中频信号电平在A/D转换器的合适区间内。门限比较电路可以采用双门限比较电路形式。当中频信号的幅度大于设定的上门限时，控制误差处理电路的输出信号，使可变增益放大器的增益降低。当中频信号的幅度小于设定的下门限时，控制误差处理电路的输出信号，使可变增益放大器的增益提高。误差处理电路包含一个编码电路，可以是一个查找表。对于门限比较电路的输出误差信号，经查表得到可变增益放大器的控制信号。当误差信号为线性形式，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于对数误差曲线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于直线。

在很多通信设备与仪器中，需要监测输入信号的频谱，关于的频谱分析采用如下方式：

一个序列x(n)的N点离散傅立叶变换(DFT)为：

X(k)的离散傅立叶逆变换(IDFT)为：

复数X(k)含有序列x(n)的频谱幅度信息和频谱相位信息。设序列x(n)的取样时钟频率为f_s，则X(k)的频谱分辨率为f_s/N。X(k)中的第一个向量X(0)，含有序列x(n)的DC分量信息；X(k)中的第二个向量X(1)，含有序列x(n)的f_s/N处频谱分量信息；X(k)中的第三个向量，含有序列x(n)的2f_s/N处频谱分量信息；X(k)中的第四个向量，含有序列x(n)的3f_s/N处频谱分量信息；依此类推。

工程实践中，x(n)经常为实序列。当x(n)为实序列时，X(k)具有共扼对称性，X(k)的另外N/2点的值为

X(N-k)＝X^*(k)，k＝1,2,...,N/2-1，(13)

即在X(k)的N个向量中，只有前N/2个向量是独立的有效信息，后面的N/2个向量与前面的N/2个向量有共扼对称关系。因此一个实序列x(n)的N点离散傅立叶变换的有效信息为：

X(k)是一个复数序列，可以表示为

X(k)＝a(k)+jb(k),k＝0,1,...,N/2-1，(15)

式(15)中a(k)与b(k)分别是一个实数序列。当输入数据x(n)为一个实数序列时，X(k)的实部序列为：

当输入数据x(n)为一个实数序列时，X(k)的虚部序列为：

$b\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}x\left(n\right)sin(-2\mathrm{\π}nk/N),k=0,1,...,N/2-1,---\left(17\right)$

序列X(k)的模为：

|X(k)|＝|a(k)+jb(k)|＝sqrt(a(k)*a(k)+b(k)*b(k)),k＝0,1,...,N/2-1，(18)

式(18)中sqrt为平方根运算符。序列X(k)的相角为：

θ(k)＝arctan(b(k)/a(k)),k＝0,1,...,N/2-1，(19)

式(19)中arctan为反正切运算符。

若序列x(n)的长度N满足

N＝2^M，M为自然数，(20)

工程上一般采用快速傅立叶变换(FFT)法计算x(n)的离散傅立叶变换(DFT)。FFT算法就是不断地把长序列的DFT分解成几个短序列的DFT，并利用旋转因子的周期性和对称性来减少DFT的运算次数。快速傅立叶变换的时间复杂度为Nlog₂N，而离散傅立叶变换的时间复杂度为N²。当N较大时，FFT算法比DFT算法的运算次数大大减少。例如，当N为1024时，FFT算法比DFT算法速度提高200倍以上。N越大，FFT算法的优越性越明显。FFT算法基本上分为两大类：时域抽取法FFT和频域抽取法FFT。按基数分类，又分为：基2FFT、基4FFT、分裂基FFT。其中，基4FFT算法的运算效率高于基2FFT算法，分裂基FFT算法的运算效率高于基4FFT算法，但运算效率的提高以增加算法或硬件的复杂性为代价。

例如，时域抽取法基2FFT是按n的奇偶把x(n)分解为两个N/2点的子序列x₁(r)和x₂(r)，则X(k)表示为

式(21)中N为DFT变换长度。上面运算可采用如图7所示的流程符号表示，根据其形状称之为蝶形运算符号。这样，就将N点DFT分解为两个N/2点DFT和N/2个蝶形运算。

与第一次分解相同，将x₁(r)按奇偶分解成两个N/4点的子序列x₃(l)和x₄(l)，得到

用同样的方法可计算出

这样，经过第二次分解，又将N/2点DFT分解为两个N/4点DFT和N/4个蝶形运算。依此类推，经过M-1次分解，最后将N点DFT分解成N/2个2点DFT。

发明内容

本发明的目的是针对现有的接收机中的自动增益控制电路通常采用模拟型的自动增益控制电路或者采用数字自动增益控制，存在适应性较差、工作稳定性差、电路复杂，稳幅速度慢，不能实时监测输入信号的频谱的不足，提出了一种带有频谱监测功能，精度高，电路简洁，稳幅速度快的一种接收机自动增益控制电路。

本发明具体采用如下技术方案：

一种接收机自动增益控制电路，包括可变增益放大器，所述可变增益放大器的输出端连接模数转换器，所述模数转换器的输出端连接数字信号处理器、自动增益控制环路和频谱分析单元，经由模数转换器输出的信号分成三部分，一部分进入数字信号处理器，另两部分分别进入自动增益控制环路和频谱分析单元；所述自动增益控制环路包括依次连接的求信号绝对值电路、自适应均衡器、求极大值电路、门限比较电路和误差处理电路，所述自动增益控制环路中的信号由求信号绝对值电路进入，由误差处理电路输出到可变增益放大器的控制端；所述频谱分析单元包括预处理电路，所述预处理电路的输出端里连接快速傅立叶变换电路，所述快速傅立叶变换电路的输出端分成两路，分别连接求模电路和求相位电路，所述求模电路的输出端连接增益校正电路，所述增益校正电路的输出端分成两路，分别连接对数电路和后处理电路，所述对数电路连接后处理电路，所述求相位电路连接后处理电路。

优选地，所述自适应均衡器为最小均方误差自适应滤波器或低通滤波器。自适应滤波器能够对信号的幅度进行快速均衡,可以降低噪声信号对于信号的影响，提高信号幅值的计算精度。低通滤波器形式，如图11所示。设该低通滤波器的阶数N＝2^M-1，则右移的位数为M位，这样得到低通滤波器的增益为单位增益。相当于自适应滤波器中W_i(k)的权值相同。例如当N＝31时，右移5位，信号的直流增益为一。该低通滤波器不使用乘法器，消耗的电路资源大大降低。低通滤波器的带宽控制可通过改变N来实现，N越大，低通滤波器的带宽越低，对信号噪声的抑制越好。

优选地，所述求极大值电路采用移动求极值方法。

优选地，所述门限比较电路为双门限比较电路。

优选地，所述快速傅立叶变换电路采用流水线结构快速傅立叶变换电路或突发结构快速傅立叶变换电路，如果需要进行实时频谱监测，可采用流水线结构FFT电路。如果需要进行快速频谱监测，可采用突发结构快速傅立叶变换电路，该突发结构快速傅立叶变换电路包括数据缓存电路和蝶形运算单元电路，所述蝶形运算单元电路的输入端和输出端分别连有数据交换电路。

优选地，所述频谱分析单元包括定点运算电路和浮点运算电路，所述快速傅立叶变换电路中的流水线结构快速傅立叶变换采用了定点数表示方式，大大降低了电路消耗的资源

优选地，所述求模电路包括两个浮点乘法器电路、加法器电路和求平方根电路，用于完成复数的求模运算。

优选地，所述增益校正电路包括一个浮点乘法器、增益校正锁存器和时序控制电路。增益校正电路就是对每个数据包中数据的增益进行同步切换，以得到正确的单边带幅度谱数值。

本发明具有的有益效果是：该接收机自动增益控制电路稳幅的速度、精度、适应性、稳定性远高于传统的模拟自动增益控制电路。与常规的数字化实现方法相比，该接收机自动增益控制电路更简洁，稳幅速度快。

附图说明

图1：使用模拟型自动增益控制的接收机电路框图；

图2：使用数字自动增益控制的中频接收机电路框图；

图3：全数字自动增益控制电路框图；

图4：CIC抽取滤波器电路原理框图；

图5：一个CIC抽取滤波器的频率响应；

图6：FIR数字滤波器电路原理框图；

图7：蝶形运算符号；

图8：一种接收机自动增益控制电路框图；

图9：频谱分析单元电路框图；

图10：LMS自适应滤波器电路结构；

图11：一种简洁的低通滤波器电路结构；

图12：31阶低通滤波器频响曲线；

图13：63阶低通滤波器频响曲线；

图14：求极大值电路框图；

图15：门限比较电路框图；

图16：误差处理电路框图；

图17：一个级联的数控可变增益放大器；

图18：流水线结构FFT处理器电路框图；

图19：突发结构FFT处理器电路框图；

图20：Avalon-ST总线的包传输方式接口信号图；

图21：FFT变换电路接口信号；

图22：流水线结构FFT数据流的仿真波形；

图23：FFT数据流的输入流控制波形；

图24：FFT数据流的输出流控制波形；

图25：频谱分析单元信号；

图26：频谱分析单元框图；

图27：幅度及相位计算电路框图；

图28：定点数格式；

图29：单精度浮点数格式；

图30：求模电路框图；

图31：增益校正电路框图；

图32：LOG10电路框图；

图33：反正切电路主要信号；

图34：反正切电路框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的具体实施方式做进一步说明：

如图8-9所示，一种接收机自动增益控制电路，包括可变增益放大器，可变增益放大器的输出端连接模数转换器，模数转换器的输出端连接数字信号处理器、自动增益控制环路和频谱分析单元，经由模数转换器输出的信号分成三部分，一部分进入数字信号处理器，另两部分分别进入自动增益控制环路和频谱分析单元；自动增益控制环路包括依次连接的求信号绝对值电路、自适应均衡器、求极大值电路、门限比较电路和误差处理电路，自动增益控制环路中的信号由求信号绝对值电路进入，由误差处理电路输出到可变增益放大器的控制端；频谱分析单元包括预处理电路，预处理电路的输出端里连接快速傅立叶变换(FFT)电路，快速傅立叶变换电路的输出端分成两路，分别连接求模电路和求相位电路，求模电路的输出端连接增益校正电路，增益校正电路的输出端分成两路，分别连接对数电路和后处理电路，对数电路连接后处理电路，求相位电路连接后处理电路。

可变增益放大器为45dB动态范围数控，采用4线并行方式或3线串行接口方式控制其增益，步进为3dB，带宽为LF～600MHz，噪声系数为7dB。

在现代信号处理技术中,最优滤波的提出具有里程碑式的意义。典型的代表是维纳滤波(对于平稳信号)和卡尔曼滤波(对于非平稳信号)。但是在实际应用中,由于很难获得有关输入信号的先验知识,或者由于信号的统计特性是随时间变化的,最优滤波很难实现。一种比较实用的方法是自适应滤波,即通过构造迭代算法,在每次获取新的输入数据的同时,按某一准则更新滤波器系数,可以很好的逼近最优滤波。采用最小均方误差准则时,就是最小均方误差(LMS)自适应滤波器。当前,自适应滤波技术已广泛应用于系统辨识、回声消除、信道均衡等众多领域。

LMS自适应滤波器的电路结构如图10所示。基于最陡下降算法的LMS算法的迭代公式为

e(k)＝d(k)-y(k)，(25)

w(k+1)＝w(k)+2ue(k)x(k)，(26)

式(23)、(24)、(25)中x(k)为输入信号，y(k)为输出信号，d(k)为期望信号，即参考输入，e(k)为误差信号，w(k)为可变的滤波器系数。N为滤波器的阶数，u为迭代步长。LMS算法的收敛速度和精度主要取决于这两个参数。为了保证算法收敛，要求0<u<1/λ_max，λ_max为输入信号自相关矩阵的最大特征值，滤波器的收敛速度随u的大小变化。在输入为稳态信号时，经过一定次数的迭代，均方误差最小,该FIR滤波器收敛于维纳最优解。LMS算法的稳态误差与步长u成正比,收敛速度与步长u成反比,这一矛盾使得固定步长的LMS算法的收敛速度与稳态误差性能不能同时满足,必须在两个性能指标之间进行权衡。鉴于此，可以采用变步长LMS算法。变步长算法的基本思想：在初始收敛阶段或系统参数发生时变时，自适应滤波器的权值与最优权值相距较远，为保证有较快的收敛速度及对时变系统的跟踪速度，选取较大的步长u(k)；在算法接近收敛时，滤波器的权值接近最优权值，选取较小的步长u(k)，以减少算法的稳态误差。一种变步长自适应滤波算法为

u(k)＝β(1-exp(-α|e(k)|²))，(27)

w(k+1)＝w(k)+2u(k)e(k)x(k)，(28)

式(26)、(27)中exp为指数函数。其中α>0，0<β<λ_max。α和β的的选取原则为：根据初始误差|e(k)|值的大小来选择,使初始误差|e(k)|所对应的u(k)值尽可能大，并且在e(k)接近零时u(k)值很小。

自适应均衡器为最小均方误差自适应滤波器或低通滤波器。自适应滤波器能够对信号的幅度进行快速均衡,可以降低噪声信号对于信号的影响，提高信号幅值的计算精度。低通滤波器形式，如图11所示。设该低通滤波器的阶数N＝2^M-1，则右移的位数为M位，这样得到低通滤波器的增益为单位增益。相当于自适应滤波器中W_i(k)的权值相同。例如当N＝31时，右移5位，信号的直流增益为一。该低通滤波器不使用乘法器，消耗的电路资源大大降低。低通滤波器的带宽控制可通过改变N来实现，N越大，低通滤波器的带宽越低，对信号噪声的抑制越好。图12是当采样频率为400MHz，N＝31时，低通滤波器的频响曲线。图13是当采样频率为400MHz，N＝63时，低通滤波器的频响曲线。

如图14所示，求极大值电路采用移动求极值方法。用来从输入的W个数据中求得最大值，每个时钟周期数据移动一次，求得相临的W个数据的极大值。

如图15所示，门限比较电路为双门限比较电路。得到信号的幅度后，输入到门限比较电路，与基准信号r(n)进行比较，得到误差信号y(n)。误差信号与基准信号及幅度信号的关系，可以简单地表示为：

y(n)＝r(n)-x(n)，(29)

当基准信号r(n)以对数形式表示时，需要将线性的幅度信号转换为对数形式，求得的误差信号y(n)是以对数形式表示的。当基准信号r(n)以线性形式表示时，求得的误差信号y(n)是以线性形式表示的。

当中频信号的幅度x(n)大于设定的上门限r₁(n)时，控制误差处理电路的输出信号，使可变增益放大器的增益降低。当中频信号的幅度小于设定的下门限r₂(n)时，控制误差处理电路的输出信号，使可变增益放大器的增益提高。当中频信号的幅度在上下门限之间时，保持可变增益放大器的增益不变。这样对于一些突发信号、捷变频信号的分析、解调具有重要意义。

误差处理电路的一种实现方式如图16所示。输入的误差信号乘以系数k得到x(n)，将该信号与y(n)信号延迟一拍后的信号进行相加，得到y(n)，y(n)再经过编码电路得到输出信号。y(n)与x(n)的关系为：

y(n)＝x(n)+y(n-1)，(30)

系数k用来调节自动增益控制环路的增益。误差处理电路用来对输入误差信号进行积分，得到积分误差信号y(n)，y(n)再经过编码电路得到控制可变增益放大器的输出信号。误差信号x(n)也可以不经过积分电路，直接进入编码电路，在这种工作模式下，电路的瞬态响应可能更好。编码电路是一个逻辑电路，可以是一个查找表，用来将误差信号映射成可变增益放大器的控制信号。

当误差信号以对数形式表示，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于直线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于指数误差曲线。

当误差信号为线性形式，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于对数误差曲线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于直线。

当误差信号为线性形式时，自动增益控制环路的稳态精度与系数k及输入信号的幅度成正比，自动增益控制环路的时间常数与系数k及输入信号的幅度成反比，当输入信号的幅度改变较小时，自动增益控制环有较长的稳定时间。当误差信号为对数形式时，自动增益控制环路的稳态精度与系数k成正比，自动增益控制环路的时间常数与系数k成反比，与输入信号的幅度无关。因此误差信号以对数形式表示时，具有很大的优势。

在自动增益控制电路中还可以设计保持电路。没有输入信号时，即检测到输入信号的电平在一个阈值之下时，保持上次有输入信号时的增益状态。这样就达到了有输入信号时，系统有极快的稳幅速度，没有输入信号时，系统的增益有较长的保持时间，即该自动增益控制电路具有快冲慢放的特点。

在有输入信号的情况下，本发明自动增益控制电路的稳幅时间为自动增益控制电路的数据处理时间加上若干个时钟周期，约为几百个时钟周期。因此本发明自动增益控制电路的稳幅时间可达us量级，能够满足雷达、通信、导航、电子侦察等领域高性能接收机的需求。

很多高灵敏度接收机的动态范围要求在90dB以上，这时用一只可变增益放大器是无法实现的，需要将多只可变增益放大器级联。

AD8369是AnalogDevices公司设计的45dB动态范围数控可变增益放大器，使用4线并行方式或3线串行接口控制其增益，步进为3dB，其带宽为LF～600MHz，噪声系数为7dB。当其负载阻抗为200Ω时，放大增益为-10dB～+35dB，使用4线并行方式控制其增益时，二进制0000对应-10dB，二进制1111对应+35dB，其对数增益跟编码值呈线性关系。因此AD8369是一种对数线性数控放大器。AD8370是AnalogDevices公司设计的宽带数控可变增益放大器，使用基于3线串行接口的8位数据控制其增益，其带宽为LF～750MHz，噪声系数为7dB。当其工作在低增益模式时，放大增益为-25dB～+17dB，步进为0.056倍/编码，二进制00000001对应放大倍数0.056倍，即-25dB，二进制01111111对应放大倍数7.1倍，即17dB，其增益值跟编码值呈线性关系。因此AD8370是一种线性数控放大器。在低增益模式时，其2dB分辨率放大增益为-11dB～+17dB。将多个数控可变增益放大器级联，可以大大扩展自动增益控制电路的动态范围。一个级联的数控可变增益放大器如图17所示，使用了两只AD8369和一只AD8370，得到自动增益控制电路的动态范围为-45～87dB，步进分辨率为6dB。当AD8370工作在7dB～17dB范围内时，其步进分辨率优于0.22dB，这样整个自动增益控制电路的动态范围为-13dB～87dB，步进分辨率为0.22dB。编码电路将输入误差信号转换成三只数控可变增益放大器的控制信号，将某个误差值对应于某个增益值上。对AD8369的控制采用并行接口，使用4根数据线。对AD8370的控制采用3线串行接口，使用并串转换电路，将8位的控制数据转变成串行数据。

快速傅立叶变换电路采用流水线结构快速傅立叶变换电路和突发结构快速傅立叶变换电路，如果需要进行实时频谱监测，可采用流水线结构FFT电路。如果需要进行快速频谱监测，可采用突发结构快速傅立叶变换电路，该突发结构快速傅立叶变换电路包括数据缓存电路和蝶形运算单元电路，所述蝶形运算单元电路的输入端和输出端分别连有数据交换电路。

基于前面论述的快速傅立叶变换流程，得到基2FFT的流水线结构电路，如图18所示。在该电路结构中，共需要M阶蝶形运算电路。流水线结构的FFT电路，具有最大的数据吞吐率，能够进行实时的频谱分析，但硬件资源的消耗也最大。

如果我们增加一个数据缓存电路，并且在一个蝶形运算单元电路的前面和后面增加数据交换电路，则我们进行快速傅立叶变换时，可以重复利用该单元电路，这样得到了突发结构的FFT电路，如图19所示，能够进行快速的频谱分析，硬件资源的消耗大大降低。

如果需要进行实时频谱监测，可采用流水线结构FFT电路。如果需要进行快速频谱监测，可采用突发结构FFT电路。

该FFT电路可自行设计，也可采用FPGA中的IP核电路。FFT电路有两种实现方式。一种是基于浮点运算单元的实现方式，优点是精度高，兼容性好，缺点是电路耗费的资源多。另一种是基于定点运算单元的实现方式，优点是电路耗费的资源少，缺点是精度不是标准的单精度或双精度浮点数，由FFT内部运算电路的数据位数决定。

设计的FFT电路的输入输出信号采用Avalon-ST总线协议的包传输方式。Avalon-ST总线是Altera公司提出的一种片上系统(SoC：SystemOnaChip)总线标准，应用广泛。Avalon-ST总线的包传输方式适应于高速数据流的传输，其信号如图20所示。

图中带箭头的横线表示信号的传输方向，省略了端口接收端的信号名称。当ready信号有效时，发送端通过data端口发送数据，valid信号指明了发送的数据是否有效。

error信号为错误标识号，数值零代表传输没有错误。sop信号用来标识包的开始，eop表示包的结尾。所有信号采用正逻辑，即高电平表示该信号有效，低电平表示该信号无效。

下面以18位的FFT变换为例，说明FFT变换电路的Avalon-ST总线接口信号。FFT变换电路的输入输出信号如图21所示。

其中，CLK为输入时钟信号。RESET_N为复位输入信号，低电平有效。INVERSE为输入信号，低电平指定进行FFT变换，高电平指定进行逆FFT变换。SINK_VALID为输入数据有效信号，高电平指示发送的数据有效。SINK_SOP为输入信号，高电平有效，用来标识数据包的开始。SINK_EOP为输入信号，高电平有效，用来标识数据包的结束。SINK_REAL为复输入数据的实部。SINK_IMAG为复输入数据的虚部，当输入数据为实数时，SINK_IMAG接GND。SINK_ERROR为传输错误指示输入信号，为00时表示没有传输错误，为01表示丢失SOP信号，为10表示丢失EOP信号，为11表示意外的EOP信号。SINK_READY为输出信号，为高电平时表示本FFT电路可以接收数据。SOURCE_READY为输入信号，来自下游模块，为高电平时表示下游模块可以接收数据。SOURCE_ERROR为传输错误指示输出信号，为零表示输出数据流没有传输错误，不为零表示或者在上游模块中或者在本FFT模块中发生了传输错误，错误标号同SINK_ERROR。SOURCE_SOP为输出信号，高电平有效，用来标识FFT输出数据包的开始。SOURCE_EOP为输出信号，高电平有效，用来标识FFT输出数据包的结束。SOURCE_VALID为输出数据有效信号，高电平指示FFT发送的数据有效。SOURCE_EXP为指数输出信号，说明FFT输出数据的缩放比例。SOURCE_REAL为输出数据的实部。SOURCE_IMAG为输出数据的虚部。图22是流水线结构FFT数据流的仿真波形。图23是FFT数据流的输入流控制波形。图24是FFT数据流的输出流控制波形。

由于离散傅立叶变换X(k)含有序列x(n)的相对频谱信息，我们进行频谱分析时要得到的是序列x(n)的绝对频谱信息，则序列x(n)的修正离散傅立叶变换为：

信号x(n)的频谱幅度信息为：

信号x(n)的相位信息为：

θ'(k)＝θ(k),k＝0,1,...,N-1，(33)

工程中，我们一般要求得的是信号x(n)的单边带有效值频谱幅度信息。实信号x(n)的有效值频谱幅度信息Y(k)为：

Y(k)＝X'(k)*sqrt(2)＝1.41421356*X'(k),k＝1,...,N/2-1

Y(0)＝X'(0)，(34)

式中的Y(0)表示序列x(n)的DC幅度，Y(1)表示序列x(n)的f_s/N频率处的单边带有效值频谱幅度，Y(2)表示序列x(n)的2f_s/N频率处的单边带有效值频谱幅度，Y(3)表示序列x(n)的3f_s/N频率处的单边带有效值频谱幅度，依此类推。

图25是频谱分析单元的信号连接图，图26是频谱分析单元的简要框图。图27是频谱分析单元中求模电路及求相位电路框图。频谱分析单元包括定点运算电路和浮点运算电路，快速傅立叶变换电路中的流水线结构快速傅立叶变换采用了定点数表示方式，大大降低了电路消耗的资源。

定点数的格式如图28所示，最高位是符号位，表示该数据是正数还是负数，一部分数据位表示整数N，另一部分数据位表示小数F，合起来表示了一个+N.F或-N.F二进制数。IEEE-754标准的单精度浮点数格式如图29所示，最高位是符号位，表示该浮点数是正数还是负数，接下来的8位表示指数，其余的23位表示尾数。设计的流水线结构FFT变换电路采用了定点数表示方式，与浮点数实现方式相比，大大降低了电路消耗的资源。

FFT变换得到的频谱数据I和Q是一种相对值，需要进行校正。幅度及相位计算电路中的增益校正单元就是对相对幅度谱进行校正，得到正确的单边带幅度谱数值的电路。IQ数据经过定点转浮点电路后，将FFT变换得到的频谱数据转换成浮点数，经过求模电路得到相对幅度谱，相对幅度谱数据经过增益校正电路得到正确的幅度谱数据，再经过求LOG10电路，得到对数幅度谱数据。IQ数据经过反正切电路得到定点形式的相位谱数据，再经过定点转浮点电路，得到浮点相位谱数据，单位为弧度。弧度值乘以180/π，即57.29578，得到以角度为单位的相位谱数据。

求模电路包括两个浮点乘法器电路、加法器电路和求平方根电路，用于完成复数的求模运算。

增益校正电路包括一个浮点乘法器、增益校正锁存器和时序控制电路。增益校正电路就是对每个数据包中数据的增益进行同步切换，以得到正确的单边带幅度谱数值。

原理框图如图30所示。增益校正电路由一个浮点乘法器、增益校正锁存器及时序控制电路构成，原理框图如图31所示。每个数据包的第一个数据跟源发出的SOURCE_SOP信号同步，最后一个数据跟源发出的SOURCE_EOP信号同步。增益校正时序控制电路就是对每个数据包中数据的增益进行同步切换，以得到正确的单边带幅度谱数值。例如，对于1024点快速傅立叶变换，有1024个IQ数据对。每个数据包的第一个数据的增益校正系数为0.0009765625，其它数据的增益校正系数为0.0013810679。LOG10电路由求自然对数电路、浮点乘法器构成，完成以10为底的对数运算，原理框图如图32所示。其浮点乘法器的一个输入是自然对数电路的输出信号，另一个输入是常数，为0.4342945。反正切电路采用坐标旋转数字计算机(CORDIC：CoordinateRotationDigitalComputer)算法，仅通过简单的移位与加法运算就能实现反正切函数值的计算，耗费的电路资源低。反正切电路采用流水线结构，运算速度快，角度分辨率优于0.001度，满足一般工程的精度要求。

CORDIC算法在圆周旋转模式下，可以用来计算一个输入角的正弦、余弦，或者给定向量的角度和长度。

设向量(X_n+1,Y_n+1)是由(X_n,Y_n)旋转α_n角度得到(n＝0,1,2,…)，那么有

X_n+1＝X_ncosα_n-Y_nsinα_n，(35)

Y_n+1＝X_nsinα_n+Y_ncosα_n，(36)

写成矩阵形式，则有

对于给定的向量(X₀，Y₀)，其角度为θ₀＝arctan(Y₀/X₀)。对向量(X₀，Y₀)经过n+1次旋转，得到向量(X_n+1，Y_n+1)，每次旋转的角度为α_n，若使得Y_n+1＝0，则X_n+1即为向量(X₀，Y₀)的模，旋转角度之和等于-θ₀。设定每次旋转的角度α_n满足如下条件：

tanβ_n＝2^-n(n＝0,1,2,…)

tanα_n＝d_n·tanβ＝d_n·2^-n

即当第一、第四象限的向量(X_n，Y_n)的Y_n≥0时顺时针旋转β_n度，当第一、第四象限向量(X_n，Y_n)的Y_n<0时逆时针旋转β_n度。

那么上式可展开如下：

其中

当n→∞时，A≈0.6072529，1/A≈1.6467603。

不考虑系数A，上面的递推公式可以表示为：

X_n+1＝X_n-d_n2^-nY_n，(38)

Y_n+1＝Y_n+d_n2^-nX_n，(39)

Z_n+1＝Z_n-d_narctan(2^-n)，(40)

其中Z₀＝0。向量(X₀，Y₀)经过n+1次旋转后，得到

Y_n+1＝0，(42)

Z_n+1＝arctan(Y₀/X₀)，(43)

反正切电路主要信号可由图33简单表示，X输出乘以A为给定向量(X₀，Y₀)的长度，Z输出为给定向量的角度，即完成从平面坐标到极坐标的变换。输出信号以向量形式表示为：

反正切电路的流水线结构如图34所示，其输入信号X₀和Y₀来自FFT电路的输出信号SOURCE_REAL和SOURCE_IMAG，Z₀为零，输出信号X即为向量(X₀，Y₀)的模除以A，Y约为零，Z即为向量(X₀，Y₀)的反正切。在我们的设计中，只需要输出反正切信号。该算法的旋转角度收敛范围为(-99.88°，+99.88°)，利用正切函数的对称性，可将算法的旋转角度扩大到整个平面，即为(-180°，+180°)。

当向量(X₀，Y₀)位于第一第四象限时，上述反正切算法记为：

θ＝CORDIC(X₀，Y₀)，(45)

则将向量扩展至所有象限的反正切算法为：

θ＝CORDIC(X₀，Y₀)当X₀≥0时，(46)

θ＝π-CORDIC(abs(X₀)，Y₀)当X₀<0，Y₀≥0时，(47)

θ＝-π-CORDIC(abs(X₀)，Y₀)当X₀<0，Y₀<0时，(48)

式(47)、(48)中abs为求绝对值算法。反正切信号再经定点至浮点电路转换成浮点数输出，其单位为弧度。弧度相位信号再经过一个乘法电路，得到以角度为单位的浮点数输出。

当输入信号为24位二进制数，反正切电路设计为24级流水线结构时，可保证角度输出信号的有效数据位数达23位二进制数，满足单精度浮点数的精度要求。当输入信号为18位二进制数，反正切电路设计为18级流水线结构时，可保证角度输出信号的有效数据位数达17位二进制数，精度优于0.0004度。

在幅度及相位计算电路单元中，我们将幅度谱输出信号AMP[31..0]、对数幅度谱输出信号LOG10_AMP[31..0]、弧度相位谱输出信号PHASE[31..0]、角度相位谱输出信号PHASE2[31..0]的电路延迟匹配成相同。SOURCE_VALID为输出数据有效信号，高电平指示输出信号有效，由SINK_VALID输入信号延迟产生，延迟的时钟周期数等于这四个输出信号的电路延迟时钟周期数。SOURCE_SOP输出信号由SINK_SOP输入信号延迟产生，SOURCE_EOP输出信号由SINK_EOP输入信号延迟产生。SINK_READY输出信号由SOURCE_READY输入信号产生，并反馈给FFT电路。

频谱分析单元中后处理电路的主要功能是与CPU接口，使CPU能够读取测量数据。测量得到的Avalon-ST总线数据流，可以写入到一个双端口RAM中，也可以写入到一个先进先出(FIFO)存储器中。双端口RAM的一侧或者FIFO的写逻辑，与Avalon-ST总线接口，以将测量数据写入到双端口RAM或者FIFO中。双端口RAM的另一侧或者FIFO的读逻辑，与CPU总线接口，以将测量结果读取到CPU中。

本发明的频谱分析单元电路采用基于Avalon-ST总线的包传输方式。采用定点运算与浮点运算混合电路结构，大大降低了电路消耗的资源。其中，FFT电路采用基于定点运算的流水线电路结构，速度快，延迟低，较浮点运算实现方式消耗的电路资源大为降低。求模电路、增益校正电路、求LOG10电路采用浮点运算结构，优点是精度高、可移植性好。反正切电路采用定点运算结构，优点是速度快、消耗的电路资源少。

当A/D转换器采用AnalogDevices公司14位500Msps的AD9680BCPZ-500芯片时，选用高速FPGA器件，依据本发明实现的自动增益控制电路的系统时钟可达400MHz，可以对带宽达100MHz的射频信号进行实时频谱分析及监测，系统的无杂散动态范围达80dBFS。稳幅速度可达us级。稳幅的速度、精度、适应性、稳定性远高于传统的模拟自动增益控制电路。与常规的数字化实现方法相比，本发明的自动增益控制电路更简洁，稳幅速度快。

当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，包括可变增益放大器，所述可变增益放大器的输出端连接模数转换器，所述模数转换器的输出端连接数字信号处理器、自动增益控制环路和频谱分析单元，经由模数转换器输出的信号分成三部分，一部分进入数字信号处理器，另两部分分别进入自动增益控制环路和频谱分析单元；所述自动增益控制环路包括依次连接的求信号绝对值电路、自适应均衡器、求极大值电路、门限比较电路和误差处理电路，所述自动增益控制环路中的信号由求信号绝对值电路进入，由误差处理电路输出到可变增益放大器的控制端；所述频谱分析单元包括预处理电路，所述预处理电路的输出端里连接快速傅立叶变换电路，所述快速傅立叶变换电路的输出端分成两路，分别连接求模电路和求相位电路，所述求模电路的输出端连接增益校正电路，所述增益校正电路的输出端分成两路，分别连接对数电路和后处理电路，所述对数电路连接后处理电路，所述求相位电路连接后处理电路。

2.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述自适应均衡器为最小均方误差自适应滤波器或低通滤波器。

3.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述求极大值电路采用移动求极值方法。

4.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述门限比较电路为双门限比较电路。

5.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述频谱分析单元包括定点运算电路和浮点运算电路，所述快速傅立叶变换电路采用了定点数表示方式。

6.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述求模电路包括两个浮点乘法器电路、加法器电路和求平方根电路。

7.如权利要求1所述的一种接收机自动增益控制电路，其特征在于，所述增益校正电路包括一个浮点乘法器、增益校正锁存器和时序控制电路。