CN105472735A - 一种基于lte移动端定位的时延估计误差补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法。在LTE的三种定位方法中，采用下行链路时延估计的定位方法，已经得到了广泛的应用。但是当移动端处于高速移动的环境下，移动端接收到的定位参考信号(Positioning？Reference？Signals，PRS)中将包含各种干扰参量，导致其无法准确估计下行链路时延，进而影响了定位的精度。本发明选择高速移动环境下，移动端接收到的PRS为研究对象，分析了高速移动环境下影响时延估计精度的因素，通过补偿高速移动环境下时延估计误差的方法，实现了准确估计下行链路时延，从而提高定位精度的技术效果。

Description

一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法

技术领域

本发明涉及通信领域的时延估计误差补偿方法，特别是一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法。

背景技术

根据LTE定位协议，3GPP组织已经将增强型小区ID(E-CellID)定位方法、检测到达时间差(OTDOA)定位方法和全球卫星导航系统辅助(A-GNSS)定位方法列为三种标准化的定位解决方案。

其中，OTDOA的方法是在基站端将定位参考信号(PositioningReferenceSignals，PRS)加入到待发送的下行链路信号中，移动端对接收到的多个下行链路信号与本地PRS信号做相关运算，从而估计得到链路的时延，并将此时延作为估计移动端地理位置的核心参数。由于PRS已知，所以能够通过增加定位参考的功率来减弱远近效应对接收端的影响。此方法具有定位精度较高，目标搜索时间较短的优点。

LTE-R9规范中的PRS针对系统而设计，用于下行链路无线帧的配置。定位系统利用这段已知信号，进行解信号相关操作。PRS序列由gold伪随机序列产生，其目的在于增大PRS的自相关性而减小PRS之间的互相关性，从而使得时延估计时不会出现各个PRS之间相互干扰的情况。将产生的PRS序列将其映射成为复调制信号，再根据OFDM符号的频域映射规则，能够得到PRS在OFDM符号频域中的映射位置示意图如附图1所示。

当移动端处于静止状态时，信道对接收信号的影响主要包括多径效应和空域衰落两个方面；但当移动端处于高速移动环境下时，多普勒频移也将成为一个在时延估计中不能够忽略的因素。

发明内容

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法。

为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，包括如下步骤：

S1，通过基站向移动端发送定位参考信号，设置OFDM符号周期包含的总采样点数，根据OFDM符号周期经过的信道得到冲激响应值，所述移动端接收到经过信道的定位参考信号；

S2，当移动端获得定位参考信号后，进行时延估计运算，通过自相关运算得到移动端获得定位参考信号的估计时延值，判断时延误差；

S3，根据时延误差建立移动端的移动模型，根据移动模型对移动端的定位参考信号进行时延补偿。

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，所述S1的OFDM符号周期包括：

OFDM符号周期为T_t，T_t满足公式

T_t＝T₀+T_G；

其中T₀为OFDM符号宽度，T_G为保护间隔时长；

接收端采样间隔为T_S，有

N₀＝T₀/T_S

N_G＝T_G/T_S，

其中N₀为一个OFDM符号的采样点数，N_G为一个保护间隔内的采样点数；由此得到，一个OFDM符号周期所包含的总采样点数N_t满足公式：

N_t＝N₀+N_G。

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，所述S1的冲激响应值包括：

在高速移动环境下，第i个OFDM符号经过信道时i∈Z,0≤i≤6，多径信道的冲激响应为

$h_i\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(t-n_l{T}_s)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)t)}$

其中t为时间自变量，l表示第l条路径，n_l表示第l条路径上时延相对于采样周期的倍数，j为虚数单位，表示信号频域上的偏移，表示信号频域上的偏移对时域的影响，L表示总的多径数，α_l为第l径上的衰落系数；n_lT_s为第l径上的时延；θ_l为第l径上的相位偏移，θ_l在[0，2π]上服从均匀分布；为最大多普勒频移，为波束到达角，为移动终端的移动速度与水平方向的夹角；假设多经时延是采样周期的整数倍，将信道冲激响应离散化后有

$h_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(n-n_l)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)n)}$

其中n表示信号离散化后的第n个采样点；

设OFDM系统中共有N个子载波，第i个OFDM符号在第k个子载波上的定位参考信号为X_i(k)，k∈Z,0≤k≤N经过IDFT后将其变换至时域值有

$\begin{array}{cc}{x}_i\left(n\right)=IDFT\[X_i\left(k\right)\]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}kn}& n\∈\[-N_G,N_0\]\end{array}.$

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，所述S1接收到经过信道的定位参考信号包括：

设第i个OFDM符号经过信道时附加上的时延为

Γ_i＝m_iT_s+Δt_im_i≥0,m_i∈Z,0≤Δt_i＜T_s，

其中m_iT_s表示时延中为采样周期的整数倍的部分，Δt_i表示不满一个采样周期的部分值；

从而信号经过信道后有移动端接收到的信号值y_i(n)为

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(n-n_l-\frac{N}{k}{f}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)n_l)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(m_i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_i}{T_s})}+w_i\left(n\right),$

表示第l径上相位的偏移，表示多普勒频移和多径时延对接收信号的影响，表示定位参考信号经过信道时附加上的时延；

其中w_i(n)为信道中的加性零均值高斯白噪声；

令 $\frac{N}{k}{f}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)n_l=n_f^i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_f^i}{T_s},$ 则有

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(n-m_i-n_l-n_f^i)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(\frac{{\mathrm{\Δt}}_i+{\mathrm{\Δt}}_f^i}{T_s}\right)}+w_i\left(n\right),$

表示多普勒频移带来的时延中相对于采样周期的整数倍部分，多普勒频移带来的时延中相对于采样周期的非整数倍部分，表示信道附加时延，多径时延，和多普勒频移带来的时延中相对于采样周期整数倍部分对于接收信号时域的影响，表示信道附加时延和多普勒频移带来的时延中相对于采样周期非整数倍部分对于接收信号时域的影响；

再令化简则有第i个OFDM符号中的

$y_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{x}_i(n-m_i-n_l-n_f^i)-I_i\left(n\right)+w_i\left(n\right)$

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，所述S2的时延估计算法包括：

以移动端的定位参考信号为滑动窗口，与接收到的y_i(n)做自相关运算，求解得到的自相关函数J_i(q)如下

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q)\right|$

其中q为自相关函数的自变量，表示本地的定位参考信号信号；

则J_i(q)的最大值点所对应的时间即为信号的信道时延，即若当q＝q₀时若满足

$\max \[J_i\left(q\right)\]=J_i\left(q_0\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q_0}{\overset{q_0+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q_0)\right|$

则能够认为q₀即为信道的时延，将y_i(n)代入上式中有

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}\[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)+w_i\left(m\right)\]x_i^{*}\left(n-q\right)\right|$

令 ${w^{\′}}_i\left(q\right)=\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{w}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q),$ 将该式化简有

表示接收信号中的噪声部分与本地定位参考信号进行自相关运算的结果；

$J_i\left(q\right)=\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\[\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)x_i^{*}\left(q-n\right)+{w^{\′}}_i\left(m\right)\]\right|,$

由于定位参考信号是由gold伪随机序列产生，gold随机序列具有较强的自相关性而互相关性很弱，故此处能够假设第k个子载波上的定位参考信号与其余子载波上的定位参考信号互不相关，则当且仅当时，有

$x_i(n-m_i-n_l-n_f^i)x_i^{*}(n-q)\≠0$

故容易得到则估计时延为

${\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i=q_0{T}_s=T_s(m_i+n_l+n_f^i).$

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，所述S3的时延估计算法包括：

假设在一个OFDM符号时间内，移动端的运动速度的大小和方向保持不变，即在一个OFDM符号时间内保持匀速运动；

根据前一时刻估计得到的时延、接收波束到达角与此时刻时延和到达角之间的关系，进而通过估计时延的差值和到达角的差值来估计移动端的移动速度的大小和方向。

所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，优选的，还包括：

设由第i个定位参考信号估计得到的时延为则第i+1个估计时延为同理，第i个定位参考信号的波束到达角为第i+1个定位参考信号的波束到达角为

令 $\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i={\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i-1},\mathrm{\Δ}{\mathrm{\α}}_R^i={\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_R^{i-1},$ 使用和估计多普勒频移，即

${\hat{n}}_f^i=f(\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i,{\mathrm{\Δ\α}}_R^i)$

由于一个OFDM符号的时间约为10μs，故趋近于零，于是有

$\left|B^{\′}{C}^{\′}\right|=c|{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i|=c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|$

由此能够得到此时移动端的速度的大小v_i为

$v_i=\frac{c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}{T_t}$

速度方向与水平夹角的方向为

${\mathrm{\α}}_v^i=\frac{{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}{\mathrm{\Δ\α}}_R^i}{\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}+\left|{\mathrm{\α}}_R^i-\frac{\mathrm{\π}}{2}\right|$

由此能够得到此时估计得到的多普勒频移为

${\hat{f}}_D^i=\frac{v_i{f}_c}{c}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)$

其中c表示光速，f_c表示子载波频率；

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i{n}_l={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s}$

其中表示估计得到的多普勒频移为接收信号带来的时延中的相对于采样周期的整数倍部分，表示估计得到的多普勒频移为接收信号带来的时延中的相对于采样周期的非整数倍部分；

在OFDM系统设计时，都要求保护间隔的长度为多径时延的4倍，即 $n_l=\frac{N_G}{4},$ 代入有

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i\frac{N_G}{4}={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s}$

则有估计得到的满足下式

${\hat{n}}_f^i=\[\frac{N\·N_G}{4k}{\hat{f}}_D^i\]$

进而能够将观测得到的带入已估计出来的时延中以补偿误差，有

${q^{\′}}_0=q_0-{\hat{n}}_f^i=m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i$

则有补偿后的估计时延满足

${{\widehat{\mathrm{\Γ}}}^{\′}}_i=T_s(m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i)$

至此补偿了系统中的多普勒频移的误差。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明的有益效果为：通过分析LTE移动端的时延估计误差来源，通过对时延估计误差的分析，对时延估计误差进行补偿，从而提高了移动端处于高速运动环境下保证接收的定位参考信号的准确，防止误差干扰对信号传输的影响。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1PRS在OFDM符号频域中的映射位置示意图；

图2本发明基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法流程图；

图3本发明移动端在移动过程中测距的模型。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，能够是机械连接或电连接，也能够是两个元件内部的连通，能够是直接相连，也能够通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，能够根据具体情况理解上述术语的具体含义。

如附图2所示，具体如下：

步骤1：开始；

步骤2：基站向移动端发送定位参考信号；

OFDM符号周期为T_t，T_t满足

T_t＝T₀+T_G(1)

其中T₀为OFDM符号宽度，T_G为保护间隔时长；

接收端采样间隔为T_S，有

N₀＝T₀/T_S(2)

N_G＝T_G/T_S(3)

其中N₀为一个OFDM符号的采样点数，N_G为一个保护间隔内的采样点数；由此得到，一个OFDM符号周期所包含的总采样点数N_t满足

N_t＝N₀+N_G(4)

在高速移动环境下，第i个OFDM符号经过信道时，多径信道的冲激响应为

$h_i\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(t-n_l{T}_s)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)t)}---\left(5\right)$

其中α_l为第l径上的衰落系数；n_lT_s为第l径上的时延；θ_l为第l径上的相位偏移，θ_l在[0，2π]上服从均匀分布；为最大多普勒频移，为波束到达角，为移动终端的移动速度与水平方向的夹角；假设多经时延是采样周期的整数倍，将信道冲激响应离散化后有

$h_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(n-n_l)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)n)}---\left(6\right)$

设OFDM系统中共有N个子载波，第i个OFDM符号在第k个子载波上的定位参考信号为X_i(k)，经过IDFT后将其变换至时域有

$\begin{array}{cc}{x}_i\left(n\right)=IDFT\[X_i\left(k\right)\]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}kn}& n\∈\[-N_G,N_0\]\end{array}---\left(7\right)$

设第i个OFDM符号经过信道时附加上的时延为

Γ_i＝m_iT_s+Δt_im_i≥0,m_i∈Z,0≤Δt_i＜T_s(8)

其中m_iT_s表示时延中为采样周期的整数倍的部分，Δt_i表示不满一个采样周期的部分；

综上可知，信号经过信道后有移动端接收到的信号y_i(n)为

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(n-n_l-\frac{N}{k}{f}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)n_l)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(m_i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_i}{T_s})}+w_i\left(n\right)---\left(9\right)$

其中w_i(n)号为信道中的加性零均值高斯白噪声；

令 $\frac{N}{k}{f}_{max}^i\cos \left({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i\right)n_l=n_f^i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_f^i}{T_s},$ 则有

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(n-m_i-n_l-n_f^i)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(\frac{({\mathrm{\Δt}}_i+{\mathrm{\Δt}}_f^i)}{T_s}\right)}+w_i\left(n\right)---\left(10\right)$

再令化简则有第i个OFDM符号中的

$y_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{x}_i(n-m_i-n_l-n_f^i)I_i\left(n\right)+w_i\left(n\right)---\left(11\right)$

步骤3：移动端收到定位参考信号后开始进行时延估计；

在移动端采用自相关的时延估计算法：以本地的定位参考信号为滑动窗口，与接收到的y_i(n)做自相关运算，求解得到的自相关函数J_i(q)如下

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q)\right|---\left(12\right)$

则J_i(q)的最大值点所对应的时间即为信号的信道时延，即若当q＝q₀时若满足

$max\[J_i\left(q\right)\]=J_i\left(q_0\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q_0}{\overset{q_0+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q_0)\right|---\left(13\right)$

则能够认为q₀即为信道的时延，将y_i(n)代入上式中有

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}\[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)+w_i\left(m\right)\]x_i^{*}\left(n-q\right)\right|---\left(14\right)$

令 ${w^{\′}}_i\left(q\right)=\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{w}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q),$ 将上式化简有

$J_i\left(q\right)=\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\[\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)x_i^{*}\left(n-q\right)+{w^{\′}}_i\left(q\right)\]\right|---\left(15\right)$

由于PRS是由gold伪随机序列产生，gold随机序列具有较强的自相关性而互相关性很弱，故此处能够假设第k个子载波上的PRS与其余子载波上的PRS互不相关，则当且仅当时，有

$x_i(n-m_i-n_l-n_f^i)x_i^{*}(n-q)\≠0---\left(16\right)$

故容易得到则估计时延为

${\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i=q_0{T}_s=T_s(m_i+n_l+n_f^i)---\left(17\right)$

在此处将与对比能够分析得到，本发明时延估计误差主要来源为：

多普勒频移由于移动端处在高速移动的环境下，多普勒频移对于系统的影响不可忽略不计。由于移动端的移动速度和移动方向也将随时间不断变化，所以多普勒频移在信号的时域也会带来不可忽视的影响。

那么通过步骤4进行时延补偿，

步骤4：根据移动端的移动模型进行时延误差补偿；如图3所示，

假设在一个OFDM符号时间内，移动端的运动速度的大小和方向保持不变，即在一个OFDM符号时间内保持匀速运动。

根据前一时刻估计得到的时延、接收波束到达角与此时刻时延和到达角之间的关系，进而能够通过估计时延的差值和到达角的差值来估计移动端的移动速度的大小和方向。

设由第i个PRS估计得到的时延为则第i+1个估计时延为同理，第i个PRS的波束到达角为第i+1个PRS的波束到达角为

令 $\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i={\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i-1},\mathrm{\Δ}{\mathrm{\α}}_R^i={\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_R^{i-1},$ 使用和估计多普勒频移，即

${\hat{n}}_f^i=f(\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i,{\mathrm{\Δ\α}}_R^i)---\left(18\right)$

移动端在移动过程中测距的模型如附图2所示，图中A为基站所处位置，B为移动端接收到第i个OFDM符号时的实际位置；C为移动端接收到第i+1个OFDM符号时的实际位置。

由于在实际的OFDM系统中，一个OFDM符号的时间约为10μs，故趋近于零，于是有

$\left|B^{\′}{C}^{\′}\right|=c|{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i|=c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|---\left(19\right)$

由此能够得到此时移动端的速度的大小v_i为

$v_i=\frac{c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}{T_t}---\left(20\right)$

速度方向与水平夹角的方向为

${\mathrm{\α}}_v^i=\frac{{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}^i{\mathrm{\Δ\α}}_R^i}{\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}+\left|{\mathrm{\α}}_R^i-\frac{\mathrm{\π}}{2}\right|---\left(21\right)$

由此能够得到此时估计得到的多普勒频移为

${\hat{f}}_D^i=\frac{v_i{f}_c}{c}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i)---\left(22\right)$

由式(9)有

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i{n}_l={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s}---\left(23\right)$

一般在OFDM系统设计时，都要求保护间隔的长度为多径时延的4倍，即 $n_l=\frac{N_G}{4},$ 代入有

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i\frac{N_G}{4}={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s}---\left(24\right)$

则有估计得到的满足下式

${\hat{n}}_f^i=\[\frac{N\·N_G}{4k}{\hat{f}}_D^i\]---\left(25\right)$

进而能够将观测得到的带入已估计出来的时延中以补偿误差，有

${q^{\′}}_0=q_0-{\hat{n}}_f^i=m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i---\left(26\right)$

则有补偿后的估计时延满足

${{\widehat{\mathrm{\Γ}}}^{\′}}_i=T_s(m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i)---\left(27\right)$

至此补偿了系统中的多普勒频移的误差。

步骤5：结束。

本发明的有益效果为：通过分析LTE移动端的时延估计误差来源，通过对时延估计误差的分析，对时延估计误差进行补偿，从而提高了移动端处于高速运动环境下保证接收的定位参考信号的准确，防止误差干扰对信号传输的影响。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点能够在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员能够理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下能够对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (7)

1.一种基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1，通过基站向移动端发送定位参考信号，确定OFDM符号周期包含的总采样点数，根据OFDM符号周期经过的信道得到冲激响应值，所述移动端接收到经过信道的定位参考信号；

S2，当移动端获得定位参考信号后，进行时延估计运算，通过自相关运算得到移动端获得定位参考信号的估计时延值，判断时延误差；

S3，根据时延误差建立移动端的移动模型，根据移动模型对移动端的定位参考信号进行时延补偿。

2.根据权利要求1所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，所述S1的OFDM符号周期包括：

OFDM符号周期为T_t，T_t满足公式

T_t＝T₀+T_G；

其中T₀为OFDM符号宽度，T_G为保护间隔时长；

接收端采样间隔为T_S，有

N₀＝T₀/T_S

N_G＝T_G/T_S，

其中N₀为一个OFDM符号的采样点数，N_G为一个保护间隔内的采样点数；由此得到，一个OFDM符号周期所包含的总采样点数N_t满足公式：

N_t＝N₀+N_G。

3.根据权利要求1所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，所述S1的冲激响应值包括：

在高速移动环境下，第i个OFDM符号经过信道时i∈Z,0≤i≤6，多径信道的冲激响应为

$h_i\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(t-n_l{T}_s)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i\left)t\right)}$

其中t为时间自变量，l表示第l条路径，n_l表示第l条路径上时延相对于采样周期的倍数，j为虚数单位，表示信号频域上的偏移，表示信号频域上的偏移对时域的影响，L表示总的多径数，α_l为第^l径上的衰落系数，n_lT_s为第l径上的时延，θ_l为第l径上的相位偏移，θ_l在[0，2π]上服从均匀分布；为最大多普勒频移，为波束到达角，为移动终端的移动速度与水平方向的夹角；假设多经时延是采样周期的整数倍，将信道冲激响应离散化后有

$h_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l\mathrm{\δ}(n-n_l)e^{j({\mathrm{\θ}}_l-2{\mathrm{\πf}}_{max}^{i}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i\left)n\right)}$

其中n表示信号离散化后的第n个采样点；

设OFDM系统中共有N个子载波，第i个OFDM符号在第k个子载波上的定位参考信号为X_i(k)，k∈Z,0≤k≤N经过IDFT后将其变换至时域值有

$x_i\left(n\right)=IDFT\[X_i\left(k\right)\]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}kn},n\∈\[-N_G,N_0\].$

4.根据权利要求1所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，所述S1接收到经过信道的定位参考信号包括：

设第i个OFDM符号经过信道时附加上的时延为

Γ_i＝m_iT_s+Δt_im_i≥0,m_i∈Z,0≤Δt_i＜T_s，

其中m_iT_s表示附加时延中为采样周期的整数倍的部分，Δt_i表示不满一个采样周期的部分值；

从而信号经过信道后有移动端接收到的信号值y_i(n)为

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(n-n_l-\frac{N}{k}{f}_{\max }^i\cos \left({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i\right)n_l\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(m_i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_i}{T_s}\right)}+w_i\left(n\right),$

表示第l径上相位的偏移，表示多普勒频移和多径时延对接收信号的影响，表示附加时延对于接收信号时域的影响；

其中w_i(n)为信道中的加性零均值高斯白噪声；

令 $\frac{N}{k}{f}_{max}^{i}cos\left({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i\right)n_l=n_f^i+\frac{{\mathrm{\Δt}}_f^i}{T_s},$ 则有

$y_i\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\left(\frac{{\mathrm{\Δt}}_i+{\mathrm{\Δt}}_f^i}{T_s}\right)}+w_i\left(n\right),$

表示多普勒频移带来的时延中相对于采样周期的整数倍部分，多普勒频移带来的时延中相对于采样周期的非整数倍部分，表示信道附加时延，多径时延，和多普勒频移带来的时延中相对于采样周期整数倍部分对于接收信号时域的影响，表示信道附加时延和多普勒频移带来的时延中相对于采样周期非整数倍部分对于接收信号时域的影响；

再令 $I_i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}({\mathrm{\Δt}}_i+{\mathrm{\Δt}}_f^i)}{{\mathrm{NT}}_s}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}n}{N}k},$ 化简则有第i个OFDM符号中的

$y_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{x}_i(n-m_i-n_l-n_f^i)I_i\left(n\right)+w_i\left(n\right).$

5.根据权利要求1所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，所述S2的时延估计算法包括：

以移动端的定位参考信号为滑动窗口，与接收到的y_i(n)做自相关运算，求解得到的自相关函数J_i(q)如下：

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q)\right|,$

其中q为自相关函数的自变量，表示本地的PRS信号；

则J_i(q)的最大值点所对应的时间即为信号的信道时延，即若当q＝q₀时若满足

$max\[J_i\left(q\right)\]=J_i\left(q_0\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q_0}{\overset{q_0+N_t-1}{\Σ}}{y}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q_0)\right|$

则能够认为q₀即为信道的时延，将y_i(n)代入上式中有

$J_i\left(q\right)=\frac{1}{N_t}\left|\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}\[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)+w_i\left(n\right)\]x_i^{*}\left(n-q\right)\right|$

令 ${w^{\′}}_i\left(q\right)=\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\Σ}}{w}_i\left(n\right)x_i^{*}(n-q),$ 将该式化简有

表示接收信号中的噪声部分与本地定位参考信号进行自相关运算的结果；

$J_i\left(q\right)=\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{{\mathrm{j\θ}}_l}\[\underset{n=q}{\overset{q+N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\left(n\right)x_i\left(n-m_i-n_l-n_f^i\right)x_i^{*}\left(n-q\right)+{w^{\′}}_i\left(q\right)\]\right|$

由于定位参考信号是由gold伪随机序列产生，gold随机序列具有较强的自相关性而互相关性很弱，故此处能够假设第k个子载波上的定位参考信号与其余子载波上的定位参考信号互不相关，则当且仅当时，有

$x_i(n-m_i-n_l-n_f^i)x_i^{*}(n-q)\≠0$

故容易得到则估计时延为

${\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i=q_0{T}_s=T_s(m_i+n_l+n_f^i).$

6.根据权利要求1所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，所述S3的时延估计算法包括：

假设在一个OFDM符号时间内，移动端的运动速度的大小和方向保持不变，即在一个OFDM符号时间内保持匀速运动；

根据前一时刻估计得到的时延、接收波束到达角与此时刻时延和到达角之间的关系，进而通过估计时延的差值和到达角的差值来估计移动端的移动速度的大小和方向。

7.根据权利要求6所述的基于LTE移动端定位的时延估计误差补偿方法，其特征在于，还包括：

设由第i个定位参考信号估计得到的时延为则第i+1个估计时延为同理，第i个定位参考信号的波束到达角为第i+1个定位参考信号的波束到达角为

令 $\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i={\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i-1},{\mathrm{\Δ\α}}_R^i={\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_R^{i-1},$ 使用和估计多普勒频移，即

${\hat{n}}_f^i=f(\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i,{\mathrm{\Δ\α}}_R^i)$

由于一个OFDM符号的时间约为10μs，故趋近于零，于是有

$\left|B^{\′}{C}^{\′}\right|=c|{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}-{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i|=c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|$

由此能够得到此时移动端的速度的大小v_i为

$v_i=\frac{c\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}{T_t}$

速度方向与水平夹角的方向为

${\mathrm{\α}}_v^i=\frac{{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_{i+1}{\mathrm{\Δ\α}}_R^i}{\left|\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i\right|}+|{\mathrm{\α}}_R^i-\frac{\mathrm{\π}}{2}|,$

由此能够得到此时估计得到的多普勒频移为

${\hat{f}}_D^i=\frac{v_i{f}_c}{c}cos({\mathrm{\α}}_R^i-{\mathrm{\α}}_v^i),$

其中c表示光速，f_c表示子载波频率；

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i{n}_l={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s}$

其中表示估计得到的多普勒频移为接收信号带来的时延中的相对于采样周期的整数倍部分，表示估计得到的多普勒频移为接收信号带来的时延中的相对于采样周期的非整数倍部分；

在OFDM系统设计时，都要求保护间隔的长度为多径时延的4倍，即 $n_l=\frac{N_G}{4},$ 代入有

$\frac{N}{k}{\hat{f}}_D^i\frac{N_G}{4}={\hat{n}}_f+\frac{\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_f}{T_s},$

则有估计得到的满足下式

${\hat{n}}_f^i=\[\frac{N\·N_G}{4k}{\hat{f}}_D^i\],$

进而能够将观测得到的带入已估计出来的时延中以补偿误差，有

${q^{\′}}_0=q_0-{\hat{n}}_f^i=m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i,$

则有补偿后的估计时延满足

${\widehat{\mathrm{\Γ}}}_i^{\′}=T_s(m_i+n_l+n_f^i-{\hat{n}}_f^i),$

至此补偿了系统中的多普勒频移的误差。