CN105308864A - 整流单元及其补偿电路 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及整流单元和用于限制整流单元的电力电子开关两端的过电压并且用于限制整流单元的续流二极管中的恢复电流的补偿电路。电力电子开关具有发射极寄生电感。可变增益补偿电路根据在使电力电子开关导通或者断开时在电力开关的发射极的寄生电感的两端产生的电压产生反馈。补偿电路将该反馈送到电力电子开关的控制极，以降低在发射极寄生电感上产生的电压。还公开了包含具有补偿电路的整流单元的功率变换器。

Description

整流单元及其补偿电路
技术领域
本公开涉及电力电子学领域。更具体地说，本公开涉及一种整流单元(commutationcell)，配置该整流单元，以限制使电力电子开关导通和断开时的开关过电压并且在电力电子开关导通时控制整流单元的续流二极管中的恢复电流。本公开还涉及一种用于整流单元中的补偿电路和包含具有补偿电路的整流单元的功率变换器。
背景技术
整流单元通常用于要求变换电压源、包含通常称为变换器的直流－直流变换器和直流－交流变换器的电子系统中。由于对功率变换电路留出有限空间，诸如用于例如电动汽车或者混合动力汽车应用的功率变换电路，并且考虑到半导体的高成本，所以对集成这些整流单元的需要日益增大。
减小功率变换电路中的半导体占据的空间的公知方式是提高其效率，从而使冷却面的尺寸减小。
存在于传统功率变换电路中的电力电子开关的损耗主要由两个来源导致，即，传导损耗和开关损耗。降低开关损耗的一种方式通常是使电力电子开关的导通和断开加速。然而，快速断开电力电子开关将在其高频回路的杂散电感中产生过电压。因此，通常要求降低断开电力电子开关的速度，以防止其发生过电压。这样可能严重影响传统功率变换电路的总效率。
图1是诸如传统功率变换电路中使用的整流单元的传统整流单元的理想化电路图。整流单元10将来自电压源12(或者来自电容器)的直流电压Vbus变换为通常产生适合负载14的电压Vout的电流源Iout(或者电感)，该负载14可以是电阻性负载、电动机等。整流单元10包括：续流二极管16和受控电力电子开关18，例如，隔离栅双极晶体管(IGBT)。电容器20(Cin)用于限制电压源12的电压Vbus的变化，并且电感器32用于限制输出电流Iout的变化。(图1中未示出而示于后面的图中的)栅极驱动器控制电力电子开关18的导通和断开。图1示出整流单元10的、负载14的以及电压源12的配置，其中能量从电压源12流到负载14，即，从该图的左侧流到右侧。整流单元10还能够用于能量以相反方向流动的相反的配置中。
当导通时，电力电子开关18允许电流从其集电极22到其发射极24流过。电力电子开关18能够接近闭路。当断开时，电力电子开关18不允许电流流过并且变成开路。
栅极驱动器在电力电子开关18的栅极26与发射极24之间施加可变控制电压。对于诸如双极晶体管的某些类型的电力电子开关，栅极驱动器可以用作电流源，而非用作电压源。通常，当在栅极26与发射极24之间施加的电压是“高”时，电力电子开关18允许电流从集电极22流到发射极24。当在栅极26与发射极24之间施加的电压是“低”时，电力电子开关18阻断电流流过。更具体地说，表示为Vge的、栅极26与发射极24之间的电压差由栅极驱动器控制。当Vge大于电力电子开关18的阈值Vge(th)时，开关18导通，并且集电极22与发射极24之间的电压Vce变得接近零。当Vge小于Vge(th)时，电力电子开关18断开，并且Vce最终达到Vbus。
当电力电子开关18导通时，电流Iout从电压源12(并且瞬间从电容器20)流过负载14并且流过集电极22和发射极24。当电力电子开关18断开时，电流Iout从负载14并且通过续流二极管16循环。因此，可以看到电力电子开关18和续流二极管16串联工作。以高频率使电力电子开关18导通和断开使得输出电感Lout32中的电流Iout保持非常恒定。
应当明白，对于其他电力电子开关，例如，双极晶体管，术语“栅极”可以由“基极”代替，基极由电流控制，与由电压控制的栅极相反。这些不同不改变整流单元10的整体工作原理。
图2是示出寄生电感的、图1所示传统整流单元的另一个电路图。与图1所示理想化模型相反，实际整流单元的部件之间的连接限定寄生(杂散)电感。尽管寄生电感分布于整流单元10内的各种地方，但是图2所示的适当模型示出代表总寄生电感的两个(2)不同电感，包括：电力电子开关18的发射极电感30；以及代表续流二极管16、电力电子开关18以及电容器20形成的高频回路36周围的所有其他寄生电感(发射极电感30之外)的电感34。高频回路36是在电力电子开关18导通和断开时电流发生显著变化的通路。应当注意，输出电感Lout32不是高频回路的一部分，因为在整个整流时段，其电流保持非常恒定。
图3是还示出栅极驱动器40的传统整流单元的电路图。为了简化说明，整流单元10的一些元件未示于图3上。图3还示出了具有正电源电压42和负电源电压44的栅极驱动器40，栅极驱动器40的输出46通过栅极电阻器Rg连接到电力电子开关18的栅极26。栅极驱动器40的正电源电压42具有高于地线基准电压(后面的图中示出)、被表示为+Vcc的例如+15伏的值，而负电源电压44具有低于地线基准电压、被表示为-Vdd的例如-5伏的值。在本技术领域内众所周知，栅极驱动器40的输入50连接到整流单元10的控制器(未示出)。为了控制栅极26处的电压，栅极驱动器40的输出46的电压升高到+Vcc并且降低到-Vdd。特别是对于IGBT，栅极26到发射极的输入电阻可以非常高。然而，当栅极驱动器40在+Vcc与-Vdd之间交替时，栅极26与发射极24之间存在的寄生电容Cge(示于后面的图上)导致一些电流从输出46流出。作为寄生电容Cge的函数和电力电子开关18的要求开关速率的函数，选择栅极电阻器的值Rg，使得栅极26的电压以适合要求的开关速率的速率变化。
在图3上，流过电力电子开关18的并且流过发射极寄生电感30的电流Iigbt当电力电子开关18闭合时基本上与Iout相等，而当电力电子开关18断开时迅速降低到零(基本上)。
当电力电子开关18导通或者断开时，流过的电流Iigbt以非常快的速率升高或者降低。根据众所周知的等式(1)，Iigbt的被表示为di/dt的这些变化在电感30和34的两端产生电压：
V L = L · d i d t - - - ( 1 )
其中VL是电感两端感应的电压，并且L是电感值。
在寄生电感34的两端产生电压VLs，而在发射极寄生电感30的两端产生电压VLe。在图2和图3上，在包括发射极电感30的高频回路电感34的两端示出的极性反映当Iigbt电流非常快速降低并且因此使di/dt有负值时，在电力电子开关18断开后获得的电压。在电力电子开关18导通后，包括发射极电感30的高频回路电感34的两端的电压处于反向。
这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串联。当电力电子开关18断开时，集电极22到发射极24的电压升高，直到续流二极管16导通。此时，施加Vbus、VLs和VLe导致在电力电子开关18的集电极22与发射极24之间施加显著过电压。尽管认为电力电子开关在某个电压电平下工作，但是极端过电压能够缩短任何电力电子开关的寿命，并且因此导致其过早发生故障甚或击穿器件。
图4是两个传统整流单元形成的传统IGBT分支的电路图。在上面对图1至图3所做的描述中介绍的、在图4所示的例子中IGBT用作电力电子开关18的两个整流单元10连接在单个回路中，以形成IGBT支路70。第一电力电子开关(底部的IGBTQ1)与第一续流二极管(顶部续流二极管D2)串联工作，而第二电力电子开关(顶部的IGBTQ2)与另一个续流二极管(底部续流二极管D1)串联工作。每个IGBT都有自己的栅极驱动器40。电压源(未示出)通过寄生电感Lc以并联方式将电压Vbus施加到与IGBT支路70相连的输入电容20(Cin)。图4中已经示出功率变换器的线路、连接、去耦电容器和电路板迹线中固有的电感。用于由电池(也未示出)对三相电动机(未示出)供电的三相功率变换器包括三个(3)IGBT支路70，如图4所示。由于认为这种功率变换器众所周知，所以在此不进一步详细描述。
从图4能够看出，每个栅极驱动器的基准电压都连接到IGBTQ1和Q2的发射极，通常称为IGBTQ1和Q2的逻辑管脚。出于简明的目的，对图4的描述集中在其包括底部IGBTQ1的其底部部分。
过电压对上面在对图2和图3的描述中讨论的电力电子开关18的影响也适用于IGBTQ1和Q2。当底部IGBTQ1断开时，在过电压时段内，电流从底部IGBTQ1传输到顶部续流二极管D2。准确选择IGBT能够支持存在于IGBT支路70中的各种寄生电感(Lc、L+Vbus、Uc-high、Le-high、Lc-low、Le-low和L-Vbus)的两端之间的电流变化(di/dt)产生的过电压。的确，由于电感抵抗其内的电流的变化，所以在IGBT支路70中展现加性电压，如图4上示出的寄生电感的极性所示。加到电源的电压Vbus的这些电压通常导致电压超过对IGBTQ1估计的最大集电极－发射极电压Vce。顶部IGBTQ2存在同样的问题。
图5是示出图4的IGBT断开时的电流和电压波形的示意图。示出断开时的集电极－发射极电压Vce、栅极－发射极电压Vge以及从IGBTQ1的集电极流到发射极的电流I。可以看出，在断开时，存在高于电源电压Vbus的主过电压(峰值)Vce。
存在往往通过降低栅极－发射极电压的斜率限制电力电子开关中的过电压的解决方案。然而，过度限制过电压意味着较长的电流开关时间，降低了整流单元的性能。
此外，当当电力电子开关18导通时，电流开始在集电极22与发射极24之间流动。同时，流过续流二极管16的电流减小，直到整个电流Iout流过电力电子开关18。被称为恢复电流的附加电流在电力电子开关18内循环，使得一些电流以续流二极管16的相反方向循环，直到去除沉积在其结(junction)上的所有电荷。然后，续流二极管16断开，使得在其上形成电压，而电力电子开关18的集电极22与发射极24之间的电压基本上降低到零。当续流二极管16阻断时，反向流动电流使突变电压升高，这样继而导致在续流二极管16的寄生电容(未明确示出)与高频回路36的电感30和34之间发生振荡。
因此，重要的是，当使电力电子开关18导通时，控制di/dt，因为电压的过度突然降低可能使电流注入反向电力电子开关(未示出)的栅极，导致反向电力电子开关导通，而电力电子开关18仍导通。di/dt还产生显著并且不希望的电磁干扰(EMI)。
因此，需要在整流单元内导通或者断开时，能够减少过电压发生并且在电力电子开关导通时能够控制di/dt，而没有过长开关延迟的方法和电路。
发明内容
根据本公开，提供了一种整流单元，配置该整流单元以限制开关过电压并且限制恢复电流。该整流单元包括电力电子开关，该电力电子开关具有发射极寄生电感，在使电力电子开关导通和断开时，通过该发射极寄生电感产生电压。该整流单元还包括补偿电路，该补偿电路连接到发射极寄生电感。该补偿电路应用在使电力电子开关导通和断开时通过发射极寄生电感产生的电压的抽样，以控制通过发射极寄生电感产生的电压。
根据本公开，还提供了一种功率变换器，该功率变换器包括两个整流单元，配置所述整流单元以限制开关过电压并且限制恢复电流。两个整流单元形成回路，并且连接于第一整流单元的第一电力电子开关的集电极的结处和第二整流单元的第二电力电子开关的发射极的结处。
本公开还涉及一种用于限制整流单元的电力电子开关上的开关过电压的补偿电路，该整流单元包含具有寄生电感的高频回路，在使电力电子开关断开时，通过寄生电感产生电压，该高频回路寄生电感包含电力电子开关的发射极寄生电感。该补偿电路包括分压器，配置该分压器，以在使电力电子开关导通和断开时，提供在发射极寄生电感上产生的电压增益。该补偿电路还包括来自分压器的连接，以根据该增益，对电力电子开关栅极驱动器提供反馈电压，从而降低在高频回路的寄生电感上产生的电压。
在参考附图阅读了下面仅作为例子给出的其说明性实施例的非限制性描述后，上述以及其他特征更加显而易见。
附图说明
参考附图仅作为例子描述本公开的实施例，其中：
图1是诸如传统功率变换电路中使用的整流单元的传统整流单元的理想化电路图；
图2是示出寄生电感的图1所示传统整流单元的另一个电路图；
图3是还示出栅极驱动器的传统整流单元的电路图；
图4是两个传统整流单元形成的传统IGBT分支的电路图；
图5是示出图4的IGBT断开时的电流和电压波形的示意图；
图6是根据实施例具有连接在发射极杂散电感两端的电阻分压器的IGBT分支的电路图；
图7是示出对于500伏的总线电压图6所示IGBT断开时的电流和电压波形的示意图；
图8是示出图6所示IGBT断开时的电流和电压波形的示意图，在短路条件下，对300伏的最高总线电压调节电阻分压器；
图9是根据另一个实施例，利用变压器提高发射极视在电感(apparentinductance)的IGBT支路的电路图；
图10是根据又一个实施例，采用变压器和电阻性器件的图9所示电路图的变型；
图11是根据第一变型，具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路的示意布局；
图12是根据第二变型，具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路的示意布局；
图13是包含密勒电容的IGBT电容的示意图；
图14是典型IGBT的等效电路图；
图15是示出流过IGBT的电流和IGBT的集电极-发射极电压的波形图；
图16是根据说明性实施例，具有当续流二极管断开时，用于限制电力电子开关断开时的过电压和电力电子开关导通时的恢复电流的电路的整流单元的示意图；
图17是在电力电子开关断开时图16所示整流单元的小信号控制回路模型；
图18是在电力电子开关导通时图16所示整流单元的小信号控制回路模型；
图19是并入了用于限制图16所示断开过电压和导通恢复电流的电路的IGBT支路的部分电路图；
图20是示出对于非常高的di/dt，在没有用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路的情况下，续流二极管的恢复电流的曲线图；
图21是示出图19所示续流二极管的恢复电流的曲线图；
图22是示出在具有和不具有用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路的情况下随着能够提供的总线电压变化的输出电流的比较曲线图；以及
图23是示出采用用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路，随着开关频率变化的输出电流的曲线图。
具体实施方式
相同的参考编号代表各图上相同的特征。
本公开的各种方案通常解决在开关时当前在整流单元内存在的过电压和恢复电流的一个或者多个问题。
在作者均为Jean-MarcCyr等人的国际专利公布No.WO2013/082705A1、国际专利申请No.PCT/CA2013/000805、美国临时申请No.61/808,254和No.61/904,038以及在http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-JeanMarc Cyr-TM4.pdf可获得的“ReducingswitchinglossesandincreasingIGBTdriveefficiencywithReflexTMgatedrivertechnology”中都描述了特别是在IGBT断开时可用于限制整流单元中的过电压的电路，在此通过引用合并这些公开内容。
本技术对导通和导通时的过电压和开关损耗以及整流单元的电力电子开关的导通时恢复电流的减小进行控制。在此提供的电路和方法通常与用于限制电力电子开关断开时的过电压的解决方案兼容。
在整流单元中，电力电子开关断开时的di/dt在整流单元的高频回路的杂散电感的两端产生电压。除了对整流单元提供功率的总线电压，该电压也施加在电力电子开关的两端。本公开引入了基于将电力电子开关两端存在的过电压的抽样注入电力电子开关的栅极驱动器的解决方案。该注入降低栅极电压的变化速度。这样继而减少电力电子开关上的过电压的数量。能够将该效果限制于仅在过电压高于预定值时的时段内发生。在与电力电子开关串联工作的反向续流二极管断开时，通过精确控制di/dt，能够控制电力电子开关的过电压。本技术使电力电子开关迅速导通，同时防止因为过电压而破坏。
将主要结合隔离栅双极晶体管(IGBT)的使用描述在此公开的技术。下面的描述中提到IGBT仅用于说明的目的，并且无意限制本公开。相同的技术同样可以适用于利用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极晶体管和类似电力电子开关构造的整流单元。
一般地说，通过将栅极驱动器的基准电压从图4所示的发射极(逻辑管脚)变更到地线总线(对于底部IGBTQ1)和底部IGBT(对于顶部IGBTQ2)的集电极，能在断开时降低过电压Vce。
换句话说，已经开发了将栅极驱动器的基准电压连接到IGBT的电源接头的技术，该电源接头本身连接到电源，而不是连接到逻辑管脚。发射极电感两端的电压注入栅极驱动器，以在IGBT的发射极产生负压，从而降低Vge的负斜率，正如下面所做的讨论。结果是直接作用于栅极电压上，而不存在任何延迟和di/dt限制。
因为在商用IGBT模块中的发射极的逻辑连接与电源连接之间不存在最佳发射极电感，所以本公开引入了所开发的技术，即，利用电阻分压器优化注入栅极驱动电路的过电压的抽样。图6是根据实施例具有连接在发射极杂散电感两端的电阻分压器的IGBT分支的电路图。通常，图6示出在减小IGBT上的过电压的配置中包括连接到栅极驱动器40的补偿电路的IGBT支路90。图6引入了利用电阻分压器优化IGBT上的过电压的补偿电路。
对图6所示IGBT支路90的底部进行讨论，底部IGBTQ1包含集电极寄生电感Lc-low、发射极寄生电感Le-low。底部IGBTQ1的栅极通过电阻器R1连接到其栅极驱动器40。栅极驱动器40的基准电压52连接到补偿电路，该补偿电路具有包含两个电阻器R2和R3的电阻分压电路和二极管D3，该二极管D3使得当底部IGBTQ1的发射极的电压高于基准电压52时，导通不受电阻器R2短路的影响。
在图6所示的电路中，根据底部IGBTQ1两端允许的可接受过电压电平，选择电阻器R2和R3的值。图7是示出对于500伏的总线电压、图6所示IGBT断开时的电流和电压波形的示意图。图8是示出图6所示IGBT断开时的电流和电压波形的示意图，在短路条件下，对300伏的最高总线电压调节电阻分压器。R2对R3的比例升高，从而降低过电压。设定与栅极驱动电阻器R1串联的两个并联电阻器R2和R3的值。根据正确整流特性，以传统方式调节栅极驱动电阻器R1的值。
通过正确设定补偿电路的电阻的值，能够减小发射极电感的影响，以获得允许的最大过电压，从而改善效率。
换句话说，通过将该电阻器分裂为包括与并联的电阻器R2和R3串联的R1，并且通过利用其比例限制发射极电感对di/dt的影响，已经修改了常规做法，该常规做法包括：当上面的IGBT断开时，利用栅极驱动器的地线连接中的电阻器R1限制二极管中的电流，该二极管防止下面的IGBT的栅极驱动器出现负电压。等同电阻器值可以保持不变，但是分压器对发射极电感给予要求的权重，以将过电压限制在要求的电平。
能够尽可能优化过电压，以达到最高IGBT定额。这是通过与连接到电源接头的电阻器R3相比减小连接到IGBT发射极的电阻器R2的值实现的。将发射极电感两端的电源分裂为2，并且仅逻辑电阻器两端的电压施加于栅极驱动电路，以限制栅极电压降。
图7和图8二者示出对于不同总线电压，在图6所示电路断开时，电流I和电压Vge和Vce。可以看出，断开时的过电压Vce显著降低(请参见平台(plateau)24)。通过插入寄生电感Le-low两端的电压的抽样，在电压Vge降低速率减小时，出现平台24。
平台92的时长影响IGBT断开时整流单元的损耗。平台92越长，则损耗越高。因为要求同时限制过电压及其长度，所以过电压平台92的矩形波形是适当的。过电压的固有特性(自然反馈)给出该波形。
对于底部IGBTQ1，本技术表现良好，因为发射极电感Le-low足够大，能够提供良好过电压抽样。相反，对于顶部IGBTQ2，发射极电感Le-high通常具有非常小的值，以正确箝位其两端的电压，而不增大栅极电阻器R3，从而保护顶部IGBTQ2。实际上，顶部IGBTQ2的发射极电感Le-high更常常太小了，不能用于将顶部IGBTQ2的两端的过电压降低到安全电平。
的确，因为IGBT模块的封装的限制，互相紧密地封装上面的和下面的半导体，因此，上面的IGBTQ2电感，即，Le-high，相当小，处于几nH的数量级。另一方面，因为仅下面的IGBTQ1的逻辑发射极之外的连接点是电源接头-Vbus，所以下面的IGBTQ1的电感，即，Le-low，高至上面的发射极电感Le-high的5倍。-Vbus接头的连接是非常电感性的，这是因为它的长度和弯曲。
换句话说，IGBT模块具有两个电源连接，即，部分高频回路，它们是最电感性的，包含+Vbus接头和-Vbus接头。因为-Vbus接头在底部IGBTQ1的发射极的通路中，所以能够以上面描述的方式将IGBTQ1两端的过电压的抽样注入底部IGBTQ1的栅极驱动器中。然而，由于+Vbus接头连接到顶部IGBTQ2的集电极，所以该电感不能直接用作栅极驱动器中的反馈。
为了将Le-high电感用作顶部IGBTQ2的栅极驱动器的反馈源，需要稍许提高其视在电感，而不过度提高高频回路的总电感。下面将描述提高Le-high电感的两种可能技术。
为了优化顶部IGBTQ2的断开，已经设计了通过利用变压器使集电极与发射极隔离而利用集电极寄生电感注入顶部IGBTQ2两端的过电压的抽样的第一技术。该技术示于图9中，图9是根据另一个实施例，利用变压器提高发射极视在电感的IGBT支路的电路图。利用变压器降低顶部IGBTQ2的过电压。变压器的初级T1a连接在顶部IGBTQ2的寄生电感Le-high的两端。变压器的次级T1a与电阻器R5串联，电阻器R5进一步连接到地线基准电压、到顶部IGBTQ2的栅极驱动器。初级T1a和次级T1a连接在一起，使得当流过顶部IGBTQ2的电流Iigbt在断开时降低时，在寄生电感Le-high和初级T1a两端都产生具有图9所示极性的电压。变压器导致在初级T1b的两端产生如图9所示的另一种极性的电压。
因此，利用当顶部IGBTQ2中的电流减小时在变压器的两端出现的负电压引起施加于顶部IGBTQ2的发射极的负电压，使其栅极电压的斜率降低。因此，通过正确选择变压器的匝数比，能够执行对顶部IGBTQ2的过电压的控制。
可以看出，图9所示电路的工作原理与图6所示电路的工作原理非常接近。利用图6的技术，顶部IGBTQ2的发射极的寄生电感Le-high不足以使顶部IGBTQ2断开时的负Vce的斜率适当降低，通过变压器，与寄生电感Le-high串联布置顶部IGBTQ2的集电极的寄生电感Lc-high的抽样。
图10是根据又一个实施例，采用变压器和电阻性器件的图9所示电路图的变型。在该变型中，除了电阻分压器，还利用变压器使顶部IGBTQ2上的过电压降低。电阻分压器包括与用于控制底部IGBTQ1的过电压的电阻器R2和R3相同的方式连接的电阻器R5和R6。换句话说，图10组合了图6和图9的特征，使得能精细调节顶部IGBTQ2上的Vge的负斜率。
现在将在图11和图12中描述使顶部IGBTQ2的发射极电感升高的又一种技术，图11和图12是根据第一和第二变型具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路的示意布局。可以利用这些布局构建三(3)个IGBT支路，如图6所示，用于形成功率变换器，或者逆变器，用于将三相交流电流送到负载。正如下面所做的解释，通过配置连接器，使寄生电感Le-high可调节。
提高顶部IGBTQ2的寄生电感可以对IGBT支路的整个高频回路的电感产生影响。然而，该寄生电感对过电压的控制的影响更显著。图11是根据第一变型，具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路90的示意布局。在图11上，三(3)个顶部IGBTQ2安装在区域102上，而三(3)个底部IGBTQ1安装在区域112上。每个顶部IGBTQ2都具有安装到在图11上被标识为C-High的迹线104的集电极。顶部IGBTQ2的发射极通过引线接合110连接到发射极焊盘。同样，每个底部IGBTQ1都具有安装到在图11上被标识为C-Low的迹线114的集电极。底部IGBTQ1的发射极通过引线接合120连接到迹线118，迹线118被称为E-Low。迹线114还具有连接到其的集电极焊盘116。
+Vbus接头122连接到迹线104，而-Vbus接头124连接到迹线118。用于将负载连接到功率变换器的相接头126连接到迹线114。为了简化示图，在图11中未示出安装在区域102和112上的IGBT的栅极。
通过具有六(6)个支路130的U型连接器128，焊盘106和116互连，对连接器128进行配置、设定其大小并且定位，以连接到焊盘106和116。U型连接器126至少部分地限定寄生电感Le-high，因为其使顶部IGBTQ2的发射极与底部IGBTQ1的集电极互连。因为U型连接器128较大并且包含直角，所以Le-high电感较高并且能够用于限制顶部IGBTQ2中的过电压，如上所述。可以根据要求的希望寄生电感，确定连接器128的尺寸和形状。
现在回到图12，图12是根据第二变型，具有用于调节顶部发射极电感的连接器的IGBT支路的示意布局，所示布局与图11所示布局和图12所示布局的主要不同在于焊盘106的位置。在图12上，为了对较大连接器132提供附加空间，焊盘106远离焊盘116。图12所示的较大连接器132使得图12所示布局具有较大的寄生电感Le-high。
希望在电力电子开关接通时减小开关损耗。即使一个IGBT两端的导通过电压不如断开时的反向IGBT两端的过电压高，但是存在限制，高于该限制时，正导通的IGBT的集电极与栅极之间的寄生电容CCG(称为密勒电容)将足够的电流注入其栅极，以使其导通，并且产生交叉连通。
图13是包含密勒电容的IGBT电容的示意图。密勒电流200在密勒电容CCG中循环，导致其两端电压变化dv/dt。密勒电流200被分裂为流过栅极电阻RGoff的部分202和流过栅极－发射极寄生电容CGE的部分204。栅极驱动器试图使栅极－发射极电压Vge保持在断开状态，利用栅极电阻器RGoff使电流202沉降。为此，即使存在密勒电流，仍使栅极电阻器RGoff具有低值，以使栅极－发射极电压Vge保持低于阈值电压Vge(h)。
前面描述的图10示出流过顶部IGBTQ2的电流Iigbt。在另一个相中，顶部IGBTQ2断开，并且相同的电流流过底部IGBTQ1。在相应IGBT断开时，这些电流具有负di/dt。在相应IGBT断开后在两个发射极电感Le-high和Le-low的两端以及对于顶部IGBTQ2的变压器的初级T1a两端产生的电压的极性往往使IGBT在其断开过程中保持导通。这些电压降低正断开的IGBT的栅极－发射极电压Vge的变化速度，而且还常常使反向IGBT导通。这具有有限的影响，因为在电流开始在续流二极管中循环时其发生。并联地安装到已经连通的续流二极管的IGBT两端的电压是零。当一个IGBT导通时，其发射极电感两端的电压也与栅极信号相反，因此，有效效应趋向于使IGBT保持断开。在反向IGBT的导通过程中，通过在正断开的IGBT的发射极施加负电压，本技术使Vce的dv/dt的抗扰性升高，以使一个IGBT保持断开。本技术将交叉连通的风险降低到最小。
本技术允许使用具有显著减小的值的断开栅极电阻器。这样改善IGBT支路的效率。代替使用大栅极电阻值，di/dt的控制取决于对发射极电感两端的电压抽样。然后，能够进一步使IGBT的导通加速，直到在小断开电阻器中循环的密勒电流不再在IGBT两端产生满足阈值电压Vget(h)的栅极－发射极电压Vge的点。
此外，在一个IGBT导通时，存在于反向IGBT的发射极处的电压高。为了使反向IGBT的栅极－发射极电压Vge超过Vget(h)，需要对反向IGBT的栅极施加大电压。
图14是典型IGBT的等效电路图。IGBT220在一个器件中将金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的简单并且低功率的容性栅极－源极特性与双极晶体管的大电流并且低饱和电压性能组合。IGBT220能够用作图1和图2所示的电力电子开关，并且能够用作IGBT支路70和90的顶部和底部IGBTQ1和Q2。IGBT220具有栅极226、集电极222和发射极224。更详细地说，IGBT220的等效电路由一个MOSFET230和在晶闸管配置236中连接的两个双极晶体管232、234构成，晶闸管的等效电路与IGBT220的输出级相同，即，包括互相极化的一个PNP晶体管232和一个NPN晶体管234的两个双极晶体管。IGBT220的输入由电压控制的等效MOSFT230构成，具有低功率栅极驱动器耗散并且提供高速开关。IGBT220的输出由在晶闸管配置236中连接的两个双极晶体管232、234构成，以提供强大输出。
尽管双极晶体管232、234能够支持高功率电平，但是其反应时间与MOSFET230的反应时间不匹配。
当IGBT220承受足够大的栅极－发射极电压Vge时，MOSFET230首先导通。这样导致电流通过PNP晶体管232的基极－发射极结循环，使PNP晶体管232导通。这样继而使NPN晶体管234导通，此后，IGBT220准备好通过集电极222和发射极224传送高电平电流。
通过漂移区电阻器240，MOSFET230能够在小负载下从IGBT220获取全部电流，这意味着，利用流过集电极222和发射极224的电流的良好控制变化di/dt，IGBT220能够迅速导通。为了在较重的负载下以IGBT220的满额承载电流，双极晶体管232、234需要导通。IGBT220的全导通速度取决于温度和流过集电极222和发射极224的电流的振幅。
MOSFET230还首先在IGBT220断开时导通和断开。即使当MOSFET230完全断开时，两个双极型晶体管232、234保持连通，直到去除位于其基极－发射极结上的少量载流子。通过首先使NPN晶体管234断开，IGBT220的体区电阻器242使晶闸管236断开。NPN晶体管234断开后，就去除了PNP晶体管232的基极－发射极结的少量载流子，有效终止IGBT220的断开过程。
因为双极晶体管232、234形成的IGBT220的输出级比MOSFET230形成的输入级慢，所以存在限制，如果高于该限制，则使在栅极226处施加的控制信号加速对IGBT220的开关时间没有显著影响。例如，在导通时，在电流负载超过MOSFET230能够处理时，在晶闸管236(即，两个双极晶体管232、234)导通后，仅能支持满电流负载。同样，在断开时，即使在使在栅极226处施加的控制信号加速时，晶闸管236仍保持连通，直到去除少量载流子。
IGBT220的各种部件的固有非线性使其控制复杂，并且使得其难以以最高效率工作。尽管在整流过程中，为了尽可能减小损耗，希望使IGBT220迅速导通和断开，但是还希望在避免诸如与IGBT220串联工作的16、D1或者D2的续流二极管的过大恢复电流的同时，避免IGBT220的过大集电极－发射极过电压。
利用本栅极驱动技术，因为密勒电容不再是限制因素，所以重新定义导通速度的限制。与晶闸管相同，IGBT可以闭锁并且保持导通。在双极晶体管232和234的集电极－基极结两端dv/dt的非常高的情况下，体区电阻器242中的大电流可以使NPN晶体管234极化。当出现这种情况时，发生闭锁，并且两个晶体管232和234互相极化。尽管在本IGBT技术中，该影响被降低到最小，但是推荐将di/dt限制在安全范围内，如果高于该安全范围，则不能保证IGBT的正确功能。
图15是示出流过IGBT的电流和IGBT的集电极－发射极电压的波形图。IGBT中的电流达到输出电流后，在t1，电流开始在反向续流二极管中以相反方向循环。当在t2时，其P-N结上累积的电荷被去除时，续流二极管断开。这是恢复电流的第一部分。第二部分是从t2到t3位于IGBT两端的电压的降低(负dv/dt)。
IGBT电压与总线电压之间的差值是在第一部分时在Lstray*di/dt的两端感应的电压。Lstray*di/dt从t1到t2的积分代表需要去除的电荷。如果di/dt高，则去除电荷花费的时间短，而峰值电流将高。通过定义，导通时的损耗Eon基于等式(2)：
E o n = ∫ t o n v ( t ) * i ( t ) * d t - - - ( 2 )
在高频回路的杂散电感中循环的电流不能立即停止。相反，其偏向IGBT的发射极－集电极寄生电容，并且根据最大恢复电流，产生dv/dt。换句话说，高di/dt产生高峰值恢复电流，继而在IGBT的集电极－发射极结的两端产生高dv/dt。
为了在IGBT导通时实现最低可能损耗，希望在二极管断开时，在限制di/dt的同时，尽可能缩短开关时间。
如上所述，本技术控制IGBT断开时的di/dt。下面的段落阐述本技术如何使IGBT的导通调换顺序。本技术将di/dt降低到IGBT的供应商推荐的限制之下。如上所述，该限制应当适用于续流二极管在相应IGBT导通后断开时。
图16是根据说明性实施例，具有当续流二极管断开时，用于限制电力电子开关断开时的过电压和电力电子开关导通时的恢复电流的电路的整流单元的图。
通过添加与发射极电感30并联的补偿电路310，与上面描述的整流单元10相比，修改了整流单元300。图16还示出地线基准电压302以及前面引入的栅极驱动器40的相对于地线基准电压302定义的正电源电压42和负电源电压44。
补偿电路310包括三(3)个电阻器和导通二极管。电阻器Re1和Re2形成增益适配器，该增益适配器工作，以当电力电子开关18正在断开时控制电力电子开关18的栅极和发射极上的电压Vge，从而限制集电极22与发射极24之间的电压Vce过冲。在电力电子开关18断开后，第三电阻器ReON和仅允许电流在导通时循环的导通二极管Don不影响增益适配器，下面阐述原因。
当使电力电子开关18断开时，将栅极驱动器40的输出46设定到-Vdd，并且该栅极处的电压也迅速达到-Vdd。因为电力电子开关18现在断开，所以IGBT电流迅速降低，导致其导数di/dt为负值。这样产生具有如图16所示极性的电压VLs和VLe，VLs和VLe的和形成包括发射极电感30的高频回路电感34的总过电压。发射极24处的电压低于地线基准电压302。反向极化导通二极管Don，并且导通二极管Don形成开路，因此，在电力电子开关18断开时，补偿电路310如同电阻器ReON不存在一样工作。
继续描述断开的情况，电阻器Re1两端的电压等于VLe乘以等于Re1/(Re1+Re2)的增益G。因为栅极驱动器具有相同的地线基准电压302，所以在负电源电压44，即，-Vdd的附加作用下，栅极26与发射极24之间的电压Vge等于电阻器Re1两端的电压。换句话说，对于增益G，来自VLe的反馈作用于栅极26与发射极24之间，如上所述。
增益适配器并不局限于使用如图16所示的电阻器，并且还可以设想基于电压VLe提供电压增益的任何其他方式。
考虑到图17将更好地理解上面的内容，图17是在电力电子开关断开时图16所示整流单元的小信号控制回路模型。模型350定义过电压设定点352，根据电力电子开关18的特性和总线电压定义该设定点352。选择过电压设定点352，以在断开后不破坏电力电子开关18。由大于值Lstray、表示高频回路36的总寄生电感的发射极电感30的值Le计算的因数给出关于发射极电感30的要求的最高电压的设定点354。VLe的设定点354与实际值358之间的差值356(接近零伏)乘以适配器的增益G，增益G具有值Re1/(Re1+Re2)(在所示的实施例中)，在电阻器Re1以及电力电子开关18的栅极26和发射极24之间提供小信号电压360。因为导致电压358的电流也发生变化，所以该电压随着时间发生变化。将该电压变化表示为dVge/dt。假定电力电子开关18的跨导364具有值Gfs＝di/dVge，则获得电流变化366VLe的实际值358等于发射极电感30的值Le乘以电流变化366(di/dt)。
通过作为已知的、测量的或者希望的电感30和34的值的函数来选择值Re1和Re2，正确选择增益G，使得限定设定点354中的VLe的实际值并且同时限定设定点352中的总过电压。
回到图16，在电力电子开关18导通时，流过的电流迅速升高并且电流变化di/dt为正值。当续流二极管16断开时，希望限制di/dt，以减小以反向流过续流二极管16的恢复电流。众所周知，当阻断时，续流二极管16的恢复电流随着反向di/dt而升高。此外，不应当超过续流二极管16的制造商提供的最大额定值Δi/Δt。然而，在电力电子开关18导通时，恢复电流不太强。因此，修改补偿电路310，以当与断开开关时间相比时，在导通时更快地开关。
当与图16所示的极性相比时，电压VLs和VLe的极性被颠倒。现在，发射极24处的电压高于地线基准电压302。现在前向极化的导通二极管Don(基本上)短路，使ReON与Re1并联。这样减小增益适配器的增益G，现在根据等式(2)计算该增益G：
G = ( Re O N · Re 1 Re O N + Re 1 ) ( ( Re O N · Re 1 Re O N + Re 1 ) + Re 2 ) - - - ( 2 )
可以看出，对于任何值的ReON、Re1和Re2，等式(2)的增益都小于图17所示适配器增益，因为并联布置的Re1和ReON的等效电阻小于电阻值Re1。还可以看出，如果Re1短路(等同于将ReON设定到零欧姆)，则在导通时，没有VLe施加到电力电子开关18的栅极26，在这种情况下，补偿电路310不将VLe反馈送到电力电子开关18。栅极电阻器Rg仅限制di/dt，并且然后具有较高的值。
使电力电子开关18导通包括将栅极驱动器40的输出46设定到处于+Vcc的正电源电压42，通过Rg，来自栅极驱动器40的输出46的电流对栅极26与发射极24之间存在的寄生电容Cge一充电，就立即将该电压施加在栅极26处。此外，发射极寄生电感30两端的电压乘以等式2的增益G，并且通过公共地线连接，将该电压施加到栅极驱动器40。因为等式2的增益G小于在电力电子开关18断开时可应用的增益，所以当与断开时相比时，导通时，补偿电路110提供的反馈不太重要。
图18是在电力电子开关导通时图16所示整流单元的小信号控制回路模型。因为此时希望控制恢复电流，所以小信号模型370将通过续流二极管16的恢复电流的Δi/Δt的最高额定值用作设定点372。这样变换为电压设定点374，该电压设定点374是发射极电感30两端允许的最高电压。正如等式(2)定义的，VLe(与图17所示的值358相比，具有反向极性)的设定点374与实际值378之间的小信号差376(接近零伏)乘以适配器的增益G，提供并联的并且位于电力电子开关18的栅极26和发射极24两端的电阻器Re1和ReON两端的电压360。由于该电流还导致电压378变化，所以该电压随着时间变化。将该电压变化表示为dVge/dt。假定电力电子开关18的跨导384具有值Gfs＝di/dVge，则获得电流变化386(di/dt)。VLe的实际值378等于发射极电感30的值Le乘以电流变化386(di/dt)。
在补偿电路310中布置导通二极管118，确保仅在电力电子开关18导通时激活电阻ReON。因此，对Vge和电力电子开关18导通的速率进行控制，从而与电力电子开关18断开的速率不同。
图19是并入了用于限制图16所示断开过电压和导通恢复电流的电路的IGBT支路的部分电路图。图19示出当顶部IGBTQ2导通时，不同寄生电感两端感应的电压的极性。底部IGBTQ1是开路。图15示出在导通过程的第一部分，电流升高，该电流从反向续流二极管D1偏移到顶部IGBTQ2。寄生电感的两端感应的电压的极性与高频回路的di/dt的方向相同。对顶部IGBTQ2的发射极施加的电压是T1B两端的电压、Lc-low和Le-high之和减电阻器R6两端的电压，T1B两端的电压是Lc-high两端的电压的镜像。所有这些电压都在顶部IGBTQ2的发射极处施加与di/dt成比例的正电压，以限制顶部IGBTQ2的栅极－发射极的电压升高Vge，从而限制di/dt。
图19的电路还并入了前面在图16的描述中引入的元件，当顶部IGBTQ2的发射极处的电压高于其栅极驱动器40的基准电压的电压时，在使顶部IGBTQ2断开后，二极管D4连通并且允许电流流过电阻器R7，与R5并联布置R7。因此，能够调节本技术，以对IGBT的断开和导通进行控制。
图20是示出对于非常高的di/dt，在没有用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路的情况下，续流二极管的恢复电流的曲线图。在该曲线图中，流过续流二极管D2的电流400的di/dt达到6kA/μsec以上，超过了制造商推荐的5.5kA/μsec。高频回路的杂散电感两端的电压410是di/dt的镜像，即，在电流升高期间，IGBT两端的电压低于总线电压Vbus。如果没有本技术，则di/dt保持升高，直到续流二极管自发地断开。续流二极管两端的电压420的dv/dt非常高，并且具有导致电磁干扰(EMI)的显著振荡422。
图21是示出图19所示续流二极管的恢复电流的曲线图。通过与图20所示的曲线图进行比较，利用本技术控制恢复电流。在这种情况下，当二极管断开时，通过续流二极管D2的电流450的di/dt保持在制造商推荐的5kA/μsec内。实际上，di/dt在开始过渡时实际较大(较陡斜率)，但是及时降低到要求值，从而保护器件。高频回路的杂散电感两端的电压460不太迅速降低。当与图20相比时，恢复电流较小。电压升高470较小，并且振荡472降低。
在相同的条件下，在具有和不具有上述技术的情况下，在实验室获得实验测量值。图22是示出在具有和不具有用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路的情况下随着能够提供的总线电压变化的输出电流的比较曲线图。图22示出利用InfineonTM的具有55℃的冷却液和所有小片(dies)处于130℃的最热结的HP2IGBT模块能够提供的输出电流的比较。诸如例如为车辆开发的驱动器的许多驱动器应当承受住任何短路条件。通常，进行测试，直到IGBT减饱和(de-saturates)。为了导致其结果示于图22上的实验的目的，研究2000安培的最高峰值输出电流。对于达到2000安培的所有可能电流，能够使过电压保持在650Vdc内。根据这些要求调节栅极驱动器。对于没有本技术的栅极驱动器，调节导通电阻器和断开电阻器的值。
图22示出随总线电压变化的均方根(RMS)输出电流。在对两种情况均不调制的情况下，工作频率为200KHz。提供要求的输出电流的能力受工作电压的影响。在从300Vdc到450Vdc范围内的电压进行测量。当与300Vdc比较时，在450Vdc，采用不使用本技术的栅极驱动器的结果(标记800)仅给出一半的输出电流。另一方面，当与300Vdc比较时，在450Vdc，采用使用本技术的栅极驱动器的结果(标记802)将给出三分之二以上的输出电流。本技术不仅对于相同的给定半导体配置有助于提高输出电流，而且对工作电压不太敏感。在图22上，利用本技术，输出电流损耗随着总线电压升高的斜率较低。因此，这个结果说明本技术使得整流单元不太取决于开关损耗。
图23是示出采用用于限制断开过电压和导通恢复电流的电路，随着开关频率变化的输出电流的曲线图。当产生图23所示的图时，重复用于产生图22所示结果使用的相同实验条件。保持300Vdc总线电压，并且提供随着频率变化的结果。对于这些实验测量采用对数标度，预计InfineonTM的HP2IGBT模块能够以40KHz工作，并且提供2000安培以上的电流。
上面描述了可应用于直流－直流变换器和直流－交流变换器，例如采用全半导体支路、电力电子开关对置对以及续流二极管的整流单元，从而对诸如电动汽车的电动机的连接负载提供交流的解决方案。
本技术领域内的技术人员明白，对用于限制开关过电压和用于限制恢复电流的整流单元的和补偿电路的描述仅是说明性的，并且不旨在有任何限制性。从本公开受益的本技术领域内的普通技术人员容易想到其他实施例。此外，可以定制所公开的整流单元和补偿电路，以对现有需要和在整流单元中进行开关时出现的过电压和恢复电流的问题提供有价值的解决方案。
为了清楚起见，未示出和描述整流单元的和补偿电路的全部常规实现特征。当然，应当明白，在对整流单元的和补偿电路的任何这种实际实现进行开发中，为了实现开发者的特定目的，诸如符合与应用、系统和商业有关的限制，需要做出许多特定实现判断，并且这些特定目的将因一种实现与另一种实现而不同，并且将因一个开发者与另一个开发者而不同。此外，应当明白，开发工作复杂并且耗时，然而，对于从本公开受益的电力电子技术领域内的普通技术人员，开发工作是常规技术任务。
应当明白，用于限制开关过电压和用于限制恢复电流的整流单元和补偿电路并不使其应用受附图所示的和上面描述的构造细节和零件的限制。所建议的用于限制开关过电压和用于限制恢复电流的整流单元和补偿电路能够有其他实施例并且能够以各种方式实施。还应当明白，在此使用的词语或者术语是出于描述而非限制的目的。因此，尽管作为其说明性实施例，而在上面描述了用于限制开关过电压和用于限制恢复电流的整流单元和补偿电路，但是能够对其修改，而不脱离本发明的精神、范围和性质。

Claims (17)

1.一种整流单元，配置所述整流单元以限制开关过电压并且限制恢复电流，所述整流单元包括：
电力电子开关，具有发射极寄生电感，在使所述电力电子开关导通和断开时，通过所述发射极寄生电感产生电压；
补偿电路，连接到所述发射极寄生电感，所述补偿电路应用在使所述电力电子开关导通和断开时通过所述发射极寄生电感产生的所述电压的抽样，控制通过所述发射极寄生电感产生的所述电压。
2.根据权利要求1所述的整流单元，其中在所述电力电子开关导通和断开时，所述补偿电路利用不同增益、应用通过所述发射极寄生电感产生的所述电压的抽样。
3.根据权利要求2所述的整流单元，其中当使所述电力电子开关断开时，所述补偿电路具有第一增益值，而当使所述电力电子开关导通时，所述补偿电路具有小于所述第一增益值而大于零的第二增益值。
4.根据权利要求3所述的整流单元，其中所述补偿电路包括电阻性增益适配器，所述电阻性增益适配器具有：第一电阻器，用于部分地限定所述第一增益值；以及导通二极管，被配置为当使所述电力电子开关导通时，与所述第一电阻器并联布置第二电阻器，所述并联的第一电阻器和第二电阻器部分地限定所述第二增益值。
5.根据权利要求1至4中的任何一项所述的整流单元，其中从隔离栅双极晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管以及双极晶体管中选择所述电力电子开关。
6.根据权利要求1至5中的任何一项所述的整流单元，包括与所述电力电子开关串联工作的续流二极管。
7.根据权利要求1至6中的任何一项所述的整流单元，包括连接到所述电力电子开关的栅极和所述补偿电路的栅极驱动器，所述栅极驱动器控制施加到所述电力电子开关的栅极－发射极电压。
8.根据权利要求7所述的整流单元，其中所述栅极驱动器包含基准电压，并且其中将通过所述发射极寄生电感产生的所述电压的所述抽样施加在所述栅极驱动器的所述基准电压与所述电力电子开关的所述栅极之间。
9.一种功率变换器，包括具有两个根据权利要求1至8中的任何一项所述的整流单元的支路，所述两个整流单元形成回路，并且连接在第一整流单元的所述第一电力电子开关的集电极的和第二整流单元的第二电力电子开关的发射极的结处。
10.根据权利要求9所述的功率变换器，包括具有与所述第二电力电子开关的集电极寄生电感并联的初级绕组的变压器，所述变压器还具有与所述第二电力电子开关的所述发射极寄生电感和所述第二整流单元的所述补偿电路串联的次级绕组。
11.根据权利要求9或者10所述的功率变换器，包括大连接器，所述大连接器形成所述第一电力电子开关的所述集电极的和所述第二电力电子开关的所述发射极的所述结，所述大连接器提供所述第二电力电子开关的发射极的大寄生电感，用于限制所述第二电力电子开关的过电压。
12.根据权利要求11所述的功率变换器，包括电路板，所述电路板具有用于安装所述第一电力电子开关的所述集电极和所述第二电力电子开关的所述发射极的焊盘，所述大连接器具有一般U型截面，所述一般U型截面具有连接到所述焊盘的支路和用于桥接所述支路的中心区段。
13.根据权利要求9至12中的任何一项所述的功率变换器，包括三个支路，使得所述功率变换器是三相功率变换器。
14.一种用于限制整流单元的电力电子开关上的开关过电压的补偿电路，所述整流单元包含具有寄生电感的高频回路，在使所述电力电子开关断开时，通过所述寄生电感产生电压，所述高频回路寄生电感包含所述电力电子开关的发射极寄生电感，所述补偿电路包括：
分压器，被配置为在使所述电力电子开关导通和断开时，提供在所述发射极寄生电感上产生的电压的增益；以及
来自所述分压器的连接，以根据所述增益，对所述电力电子开关栅极驱动器提供反馈电压，以降低在所述高频回路的所述寄生电感上产生的所述电压。
15.根据权利要求14所述的补偿电路，其中所述分压器提供在使所述电力电子开关断开时在所述发射极寄生电感上产生的所述电压的第一增益和在使所述电力电子开关导通时在所述发射极寄生电感上产生的所述电压的第二增益。
16.根据权利要求15所述的补偿电路，包括：
导通二极管，被配置为重新配置分压器，以提供在所述发射极寄生电感上产生的所述电压的所述第一和第二增益；
其中以所述分压器的所述第二增益提供给所述电力电子开关栅极驱动器的反馈电压减小所述整流单元的所述续流二极管中的恢复电流。
17.根据权利要求15或者16所述的补偿电路，其中所述第一增益值大于所述第二增益值，并且其中所述第一和第二增益均大于零。
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