CN105306092A - Fdd接收机中的三阶失真的互调消除 - Google Patents

Abstract

本发明涉及FDD接收机中的三阶失真的互调消除。一种收发机装置可以包括发射路径和接收路径，发射路径基于基带信号来产生调制的发射信号，接收路径接收接收信号，所述接收信号受到由互调噪声引起的三阶失真，所述互调噪声是由连续波阻塞者与来自发射路径的发射泄漏互调而导致的。所述收发机还可以包括补偿路径，该补偿路径对发射路径和接收路径的一部分进行建模，并且至少根据规定的函数和发射路径及接收路径的建模的部分来产生表示三阶失真的复制信号。补偿路径还对复制信号进行滤波，并且从接收信号减去滤波的复制信号以消去由互调噪声引起的三阶失真。复制信号的滤波可以由可编程有限脉冲响应滤波器来执行。

Description

FDD接收机中的三阶失真的互调消除

技术领域

本申请涉及无线装置，更具体地涉及一种用于消除接收机中的三阶互调失真的系统和方法。

背景技术

无线通信系统的使用在快速增长。此外，无线通信技术已经从仅语音通信演进为还包括诸如互联网和多媒体内容的数据的传输。因此，在无线通信中期望改进。特别是，重要的是确保通过无线蜂窝通信中使用的用户设备(UE)装置(例如，无线装置，诸如蜂窝电话)以及基站和中继站发送和接收的信号的精度。另外，UE装置中存在的大量功能可能对UE装置的电池寿命造成巨大的负担。因此，非常重要的是，在使得UE装置可以保持良好的发射和接收能力以用于改进的通信的同时，还降低UE装置设计中的功率要求。

(例如，包括在UE装置、基站和中继站中的)RF(射频)收发机的功耗通常是存在于接收(RX)路径中的ADC的输入处所呈现的信号保真度的函数。接收机通常被设计为在灵敏度水平(sensitivitylevel)优化噪声因数(要求更多功率)，在这种情况下线性度并不重要。在高信号电平，接收机通常被操作为优化线性度(要求更多功率)，在这种情况下，噪声因数可以放宽。在最糟糕的情况下，预计要同时处理这两种设计要求(噪声因数和线性度)。在FDD(频分双工)收发机中情况就是这样，在FDD收发机中，在存在两个阻塞者(blocker)时接收到小信号(接近灵敏度)。在LTE(长期演进)系统中，第一个阻塞者是发射(TX)泄漏，而第二个阻塞者是连续波(CW)阻塞者。这种情况可能在存在于RX路径中的低噪声放大器(LNA)处、尤其是在存在于RX路径中的混频器处施加严格的线性度要求，因为由于小信号，LNA被期待提供足以使由于阻塞者噪声因数而导致的RX信号的劣化保持在最小限度的增益。也就是说，LNA被期待使阻塞者噪声因数劣化保持在最小限度。

因此，将期望的是，通过高效地消除LTE中的互调失真，更具体地说，通过高效地消除LTE信号传输中的三阶互调失真(IM3)，来提供无线通信系统中的改进的性能和功耗。

发明内容

本文中所公开的各种实施例权衡了设计高线性度的接收机(同时保持最佳噪声因数)的复杂度与在数字域中消除三阶互调失真(IM3)产物的手段。IM3消除电路/系统的基本构建块可以包括可编程有限脉冲响应(FIR)滤波器。因为数字信号处理利用技术而很好地扩展，所以该方法从功耗的角度来讲得益于至少移除高线性度的接收机的设计负担。当前的系统和方法解决二阶互调噪声(IM2)消除的问题。然而，可以通过校准步骤和精心的设计来改进二阶输入拦截点(IIP2)，因此实现高IIP2不一定引发高功耗。本文中所公开的新颖的IM3消除系统和方法的实施例与本领域的现状的不同之处至少在于在数字域中移除IM3。

因此，本文中所描述的实施例涉及一种通过在数字域中执行IM3(三阶互调)失真消除来以最佳的接收机灵敏度水平操作的非线性接收机。失真消除改进了如下时候的操作期间的接收机线性度，即，当存在两个强的阻塞者时对非常低功率的期望的信号进行解调的时候，具体地说，当发射泄漏与连续波(CW)阻塞者互调从而导致相应的失真带的时候。收发机路径(即，发射(TX)路径和接收(RX)路径)到RX路径中的ADC(模数转换器)的各个部分可以通过可编程滤波器组件来建模。通过利用可编程滤波器组件和复制三阶互调误差的误差产生函数，可以通过次级路径来产生表示三阶互调误差的复制信号。复制误差信号随后可以被滤波，并被用于消除来自接收的信号的互调噪声。

在一组实施例中，发射均衡器用于补偿由数字TX滤波器、模拟TX滤波器和双工器发射滤波器(TF)引入的频率选择性。接收均衡器用于补偿由数字RX滤波器和模拟RX滤波器引入的频率选择性。频率选择性可以通过校准方法来识别。FIR(有限脉冲响应)滤波器用于适应任何时变的模拟传递函数特性。函数IM3(I,Q)用于提供表示三阶失真信号的复制信号，滤波器的系数通过基于信号统计的批处理和/或LMS(最小均方)适应来确定。

收发机装置因此可以被设计为包括发射路径和接收路径，发射路径基于基带信号来产生调制的发射信号，而接收路径接收接收信号，所述接收信号受到由互调噪声引起的三阶失真，所述互调噪声是由连续波阻塞者与来自发射路径的发射泄漏互调而导致的。收发机还可以包括补偿路径，该补偿路径对发射路径和接收路径的部分进行建模，至少根据规定的函数和发射路径及接收路径的建模的部分来产生表示三阶失真的复制信号，并且对该复制信号进行滤波，并且从接收信号减去滤波的复制信号以消去由互调噪声引起的三阶失真。

补偿路径可以由对发射路径和接收路径的规定的部分进行建模的可编程组件构成。另外，补偿路径中的有限脉冲响应滤波器可以用于对复制信号进行滤波。有限脉冲响应滤波器的系数可以通过基于信号统计的批处理和/或最小均方适应来确定。此外，有限脉冲响应滤波器可以用于适应任何时变的模拟传递特性。在至少一个实施例中，补偿路径包括发射均衡器以补偿在发射路径中由数字发射滤波器、模拟发射滤波器和双工器发射功能引入的频率选择性。补偿路径还可以包括接收均衡器以补偿在接收路径中由一个或多个数字接收滤波器和一个或多个模拟接收滤波器引入的频率选择性。在发射路径中引入的频率选择性和在接收路径中引入的频率选择性都可以通过校准方法来识别。

在一组实施例中，发射和接收射频(RF)信号的各种通信装置(举例来说，诸如移动装置、中继站或基站)可以包括存储处理装置可执行的指令的非暂时性存储器装置，该指令使通信装置接收RF信号、从接收的RF信号得到基带信号，得到的基带信号受到由互调噪声引起的三阶失真的影响，所述互调噪声是由连续波阻塞者与发射泄漏互调而导致的。所述指令当被执行时还可以使通信装置至少根据规定的函数和通信装置的特定的收发机组件的模型来产生表示三阶失真的复制信号，并且还使通信装置对复制信号进行滤波并从得到的基带信号减去滤波的复制信号，以消去由互调噪声引起的三阶失真。

所述指令还可执行为使通信装置补偿在移动装置的收发机组件的至少一部分中引入的频率选择性。复制信号可以与对得到的基带信号产生影响的三阶失真相关，而与得到的基带信号的期望的部分无关。另外，所述指令还可执行为使通信装置尝试从得到的基带信号移除该得到的基带信号的从复制信号估计的部分。

本发明内容是出于概述一些示例性实施例以提供本文中所描述的主题的方面的基本理解的目的而提供的。因此，上述特征仅仅是例子，不应被解释为以任何方式使本文中所描述的主题的范围或精神变窄。根据以下具体实施方式、附图和权利要求书，本文中所描述的主题的其他特征、方面和优点将变得清楚。

附图说明

当结合以下附图考虑实施例的以下详细描述时，可以获得本发明的更好的理解。

图1例示根据一个实施例的示例用户设备(UE)；

图2例示UE与基站进行通信的示例无线通信系统；

图3是根据一个实施例的基站的示例框图；

图4是根据一个实施例的UE的示例框图；

图5示出例示直接变换频分双工收发机的一个实施例的逻辑图；

图6示出表示LTE标准中所提供的带外阻塞规范的表；

图7示出例示三阶互调失真的机制的频率图，所述三阶互调失真是由发射泄漏与连续波阻塞者互调而导致的；

图8示出例示发射泄漏、连续波阻塞者和接收信号的频率图，所述接收信号受发射泄漏与连续波阻塞者的互调影响；

图9示出例示具有三阶互调失真消除的收发机的一个实施例的控制图；

图10示出例示最小均方适应在确定自适应滤波器的系数中的使用的控制图，所述自适应滤波器用于从接收信号移除三阶互调失真噪声；以及

图11示出用于消除接收信号中的三阶互调噪声的方法的一个实施例的流程图。

本发明可以接受各种修改形式和替代形式，而本发明的具体实施例是作为例子而在附图中示出的，并且在本文中进行详细描述。然而，应理解，附图及其详细描述并非意图使本发明限于所公开的特定形式，而是相反，本发明覆盖落在如由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围内的所有的修改、等同和替代。

具体实施方式

首字母缩写

本公开中使用以下首字母缩写。

LTE：长期演进

RAT：无线电接入技术

TX：发射

RX：接收

RF：射频

UL：上行链路

DL：下行链路

CW：连续波

IM3：三阶互调失真

IIP3：三阶输入拦截点

术语

以下是本申请中使用的术语表：

用户设备(UE)(或“UE装置”)——移动的或便携的并且执行无线通信的任意各种类型的计算机系统装置。UE装置的例子包括：移动电话或智能电话(例如，iPhone^TM、基于Android^TM的电话)、便携式游戏装置(例如，NintendoDS^TM、PlayStationPortable^TM、GameboyAdvance^TM、iPhone^TM)、膝上型电脑、PDA、便携式互联网装置、音乐播放器、数据存储装置、其他手持装置、以及可穿戴装置，诸如腕表、头戴式耳机、坠饰(pendant)、耳塞等。一般地，术语“UE”或“UE装置”可以广泛地定义为包含易于由用户运输的并且能够进行无线通信的任何电子、计算和/或电信装置(或者各装置的组合)。

基站——术语“基站”具有其普通意义的整个范围，并且至少包括安装在固定位置处的、用于作为无线电话系统或无线电系统的一部分来进行通信的无线通信站。

自动地——是指在没有直接规定或执行动作或操作的用户输入的情况下，由计算机系统(例如，计算机系统执行的软件)或装置(例如，电路系统、可编程硬件元件、ASIC等)执行的该动作或操作。因此，术语“自动地”与由用户手动地执行或规定的操作相反，在手动的情况下，用户提供直接执行该操作的输入。自动过程可以由用户提供的输入发起，但是“自动地”执行的随后的动作不是由用户规定的，即，不是“手动地”执行的，在手动的情况下，用户规定执行的每个动作。例如，用户通过选择每个字段并提供规定信息的输入(例如，通过键入信息、选择复选框、单选框选择等)来填写电子表格是手动填写表格，即使计算机系统必须响应于用户动作来更新该表格。表格可以由计算机系统自动填写，在这种情况下，计算机系统(例如，在计算机系统上执行的软件)分析表格的字段，并且在没有规定这些字段的答案的任何用户输入的情况下填写表格。如以上所指示的，用户可以调用表格的自动填写，但是不参与表格的实际填写(例如，用户不手动地规定字段的答案，而是相反，字段的答案被自动地完成)。本说明书提供响应于用户采取的动作而自动地执行的操作的各种例子。

图1——用户设备

图1例示了用户设备(UE)106的一个实施例。术语UE(或UE装置)106可以是如以上所定义的任意各种装置。UE装置106可以包括壳体12，壳体12可以由任意各种材料构成。UE106可以具有显示器14，显示器14可以是合并电容触摸电极的触摸屏。显示器14可以基于任意各种显示技术。UE106的壳体12可以包含或包括用于任意各种元件的开口，所述各种元件诸如主按钮16、扬声器端口18和其他元件(未示出)，诸如麦克风、数据端口、以及可能的各种其他类型的按钮(例如，音量按钮、振铃按钮等)。

UE106可以包括一个或多个天线。UE106还可以包括任意各种无线电配置，诸如一个或多个发射机链(TX链)和一个或多个接收机链(RX链)的各种组合。例如，UE106可以包括支持两个或更多个RAT的无线电设备。无线电设备可以包括单个TX(发射)链和单个RX(接收)链。可替代地，无线电设备可以包括单个TX链和在同一频率上操作的两个RX链。在另一个实施例中，UE106包括两个或更多个无线电设备，即，两个或更多个TX/RX链(两个或更多个TX链和两个或更多个RX链)。

在本文中所描述的实施例中，UE106包括非线性接收机，该非线性接收机通过在数字域中执行三阶互调失真消除来以最佳的接收机灵敏度水平进行操作。失真消除改进了如下时候的操作期间的接收机线性度，即，当在存在两个强的阻塞者时对非常低功率的期望的信号进行解调的时候，具体地说，当发射泄漏与连续波阻塞者互调的时候。发射路径和接收路径到接收路径中的模数转换器的各个部分可以由可编程组件来建模。可编程组件和复制三阶互调误差的误差函数可以用于通过补偿路径来产生表示三阶互调误差的复制信号。复制误差信号可以被滤波，并被用于消除来自接收的基带信号的互调噪声。

图2——通信系统

图2例示示例性(简化)无线通信系统。应当注意，图2的系统仅仅是可能的系统的一个例子，而可以根据需要在任意各种系统中实现实施例。

如所示，示例性无线通信系统包括通过传输介质或网络向基站102通信的UE106。基站102可以是基站收发台(BTS)或蜂窝站，并且可以包括使得能够与UE106进行无线通信的硬件。基站102和UE106可以被配置为使用任意各种无线电接入技术(“RAT”，也被称为无线通信技术或电信标准)通过传输介质进行通信，所述各种无线电接入技术诸如GSM、UMTS(WCDMA)、LTE、先进LTE(LTE-A)、3GPP2CDMA2000(例如，1xRTT、1xEV-DO、HRPD、eHRPD)、IEEE802.11(WLAN或Wi-Fi),IEEE802.16(WiMAX)等。

图3——基站详述

图3例示了基站102的示例性框图。应当注意，图3的基站仅仅是可能的基站的一个例子。如所示，基站102可以包括可以执行用于基站102的程序指令的一个或多个处理器504。一个或多个处理器504还可以耦合到存储器管理单元(MMU)540，MMU540可以被配置为接收来自一个或多个处理器504的地址，并且将这些地址转换为存储器(例如，存储器560和只读存储器(ROM)550)中的位置或者转换到其他电路或装置。

基站102可以包括至少一个网络端口570。网络端口570可以被配置为耦合到电话网络并且为多个装置(诸如UE装置106)提供对于如上所述的电话网络的访问。

网络端口570(或另外的网络端口)还可以或者可以替代地被配置为耦合到蜂窝网络，例如，蜂窝服务提供商的核心网络。核心网络可以为多个装置(诸如UE装置106)提供移动性相关服务和/或其他服务。在一些情况下，网络端口570可以经由核心网络耦合到电话网络，和/或核心网络可以提供电话网络(例如，在蜂窝服务提供商服务的其他UE装置106之间)。

基站102可以包括至少一个天线534。所述至少一个天线534可以被配置为作为无线收发机操作，并且还可以被配置为经由无线电设备530而与UE装置106进行通信。天线534经由通信链532而与无线电设备530进行通信。通信链532可以是接收链、发射链、或者两者。无线电设备530可以被配置为经由各种RAT(包括但不限于LTE、GSM、WCDMA、CDMA2000等)进行通信。

基站102的一个或多个处理器504可以被配置为例如通过执行存储在存储介质(例如，非暂时性计算机可读存储介质)上的程序指令来实现本文中所描述的方法中的一部分或全部。替代地，处理器504可以被配置为可编程硬件元件，诸如FPGA(现场可编程门阵列)，或者被配置为ASIC(专用集成电路)，或者被配置为它们的组合。

图4——UE详述

图4例示了UE106的示例简化框图。如所示，UE106可以包括片上系统(SOC)400，SOC400可以包括用于各种目的的部分。SOC400可以耦合到UE106的各种其他电路。例如，UE106可以包括：(例如，包括NAND闪存410的)各种类型的存储器、(例如，用于耦合到计算机系统、对接口(dock)、充电站等的)连接器接口420、显示器460、诸如用于LTE、GSM等的蜂窝通信电路系统430、以及短距离无线通信电路系统429(例如，蓝牙和WLAN电路系统)。UE106还可以包括包含SIM(用户身份模块)功能的一个或多个智能卡310，诸如一个或多个UICC(通用集成电路卡)卡310。蜂窝通信电路系统430可以耦合到一个或多个天线，如所示优选地耦合到两个天线435和436。短距离无线通信电路系统429还可以耦合到天线435和436中的一个或两个(为了易于例示说明，这种连接未示出)。

如所示，SOC400可以包括一个或多个处理器402和显示电路系统404，处理器402可以执行用于UE106的程序指令，显示电路系统404可以执行图形处理并将显示信号提供给显示器460。一个或多个处理器402还可以耦合到存储器管理单元(MMU)440，MMU440可以被配置为接收来自一个或多个处理器402的地址，并且将这些地址转换为存储器(例如，存储器406、只读存储器(ROM)450、NAND闪存存储器410)中的位置，和/或转换到其他电路或装置，诸如显示电路系统404、蜂窝通信电路系统430、短距离无线通信电路系统429、连接器I/F420和/或显示器460。MMU440可以被配置为执行存储器保护和页表转换或建立。在一些实施例中，MMU440可以被包括为一个或多个处理器402的一部分。如以上所指出的，UE106可以被设计为实现如下面还将更详细地描述的三阶互调噪声的消除。

如本文中所描述的，UE106可以包括用于实现用于改进的通信的特征(诸如本文中所描述的三阶互调噪声消除)的硬件和软件组件。UE106可以包括用于执行与本文中所描述的消除三阶互调噪声相关的一些或全部操作的数字逻辑。该数字逻辑可以实现为分立的数字逻辑、可编程硬件元件(诸如FPGA(现场可编程门阵列))、ASIC(专用集成电路)、或通用处理器、或它们的任何组合。

图5、6、7和8——受三阶互调失真(IM3)影响的收发机系统

图5例示了根据一个实施例的可以是例如UE106的一部分的收发机系统700。更具体地说，图5示出了根据现有技术的直接变换频分双工(FDD)收发机的逻辑/控制图。图5还示出了例示期望的RX信号704以及连续波阻塞者(CW)信号701和TX泄漏信号702的简化的频率图760，CW信号701和TX泄漏信号702的互调在RX路径762处通过双工器708从天线706接收的RX信号中导致IM3。如图5中所示，TX路径764分别在数模转换器(DAC)732和742处接收基带信号(I和Q分量)。I和Q信号在通过混频器736和738进行调制之前，分别通过低通滤波器(LPF)734和744进行低通滤波。锁相环(PLL)740用于产生混频器用于执行调制的本地振荡器(LO)信号，移相器737用于执行正交调制。调制的RFTX信号提供给功率放大器(PA)748，PA748将放大的TX信号发送到双工器708以供通过天线706发射。

RX路径762通过双工器708接收来自天线706的RFRX信号。RFRX信号提供给低噪声放大器(LNA)710，并通过正交混频器712和724对放大的RFRX信号进行下混频(downmix)，正交混频器712和724从PLL722接收LO信号，LO信号通过移相器720移相以用于进行正交解调。所得的信号分别通过LPF714和726进行低通滤波，然后分别提供给模数转换器(ADC)718和730以产生基带信号I和Q。如图5中所示，从TX路径764到RX路径762存在TX泄漏(例如，由于双工器708的TX/RX端口的有限的隔离)。TX泄漏信号可以与存在的CW阻塞者互调，在RX路径762中的RX信号中导致IM3，从而阻止收发机获得期望的无失真的RX信号。

图6、7和8中进一步例示了IM3的机制和影响。LTE标准提供带外阻塞的规范，在图6中所示的表中至少部分地概述了该规范以供参考。图7示出了例示由于发射泄漏与连续波阻塞者的互调而导致的三阶互调失真的机制的频率图，提供关于带5和带外三阶拦截点(IIP3)的例子。考虑带5，双工间隔为45MHz。假定区域3处的干扰(参照图6中的表7.6.2.1-2)，TX信号和CW信号的各自的频率可以表达为ω_tx＝ω_rx–45MHz以及ω_cw＝ω_tx–45MHz，由此得出2ω_tx–ω_cw＝ω_rx，其中，ω_tx表示TX信号的频率，ω_rx表示RX信号的频率，而ω_cw表示CW信号的频率。带外IIP3(示出为曲线520)于是取决于双工器(例如，双工器708)泄漏以及双工器带外滤波。如图7中所示，CW信号502相对于TX频率(F_TX)发生45MHz偏移，F_TX相对于RX频率(F_RX)偏移45MHz。带外IIP3是相对于UL带504、并且还相对于DL带506示出的。

图8提供了各种信号的频谱的图示，突出了IM3对期望的RX信号的不利影响。非线性接收机(例如，如图5中所示和以上所述的LNA、混频器、基带处理)受到大的阻塞者(TX泄漏和CW阻塞者)的影响。如图8中所示，自生IM3产物将覆盖期望的Rx信号。示图600例示了CW、发射泄漏和RX信号，而示图650例示了IM3对RX信号的影响，由此在调制期间(例如，在正交相移键控调制期间)，由TX泄漏与CW阻塞者的互调而导致的失真654覆盖RX信号。因此，期望的是，消除该IM3，以便获得干净的精确的RX信号以精确地恢复一个或多个期望的基带信号。

为了实现IM3的消除，可以对收发机(例如，图5中所示的收发机700)的各部分和/或元件进行数学建模以便获得可用的信号模型。TX信号可以被指定为：

S_tx(t)＝I_tx(t)+jQ_tx(t)。

设h_tx、h_{I,lpf_tx}、h_{Q,lpf_tx}、h_I,dup、h_Q,dup分别表示数字发射滤波器、模拟LPF滤波器和双工器的基带等效滤波器脉冲响应。关于LNA输入处的TX泄漏的基带等效模型于是可以表达为：

z(t)＝Re[s_tx(t)*h_tx*h_{I，1pf_tx}*h_I，dup]+jIm[s_tx(t)*h_tx*h_{Q，1pf_tx}*h_Q，dup]

设S_tx-rx是从TX路径到RX路径的双工器隔离，并且S_tx(ω)是作为频率的函数的、RX端口处的双工器衰减。于是，LNA输入处(例如，图5中的LNA710的输入处)的聚合信号可以表达为：

$w\left(t\right)=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}\sqrt{P_{\mathrm{rx}}}\left(s_{\mathrm{rx}}\left(t\right)e^{j2\mathrm{\π}\left(f_{\mathrm{rx}}\right)t}\right)+\sqrt{P_{\mathrm{tx}}{S}_{\mathrm{tx}-\mathrm{rx}}}(z\left(t\right)e^{j2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{rx}}-\mathrm{\ΔF})t}+z^{*}\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{rx}}-\mathrm{\ΔF})t})+\\ \sqrt{P_{\mathrm{cw}}{S}_{\mathrm{tx}}}(e^{j2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{rx}}-2\mathrm{\ΔF})t}+e^{-j2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{rx}}-2\mathrm{\ΔF})t})\end{array}\right]$

关于阻塞者信号的信号模型可以如下建模。考虑非线性模型：

y(t)＝α₁·w(t)+α₂·w(t)²+α₃·w(t)³，

设w₁(t)、w₂(t)表示频率ω₁＝ω_tx处的TX泄漏调制信号和频率ω₂＝ω_tx–Δω处的CW音调(tone)。设z(t)、v(t)表示复包络。和信号w(t)可以按照复包络写出：

$w\left(t\right)=w_1\left(t\right)+w_2\left(t\right)=\frac{1}{2}[z\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+z^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+v\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{2}t}+v^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{2}t}].$

关注于三次非线性度项w(t)³，可以观察到以下：

$\begin{array}{c}w{\left(t\right)}^3=\frac{1}{8}\left[\begin{array}{c}z{\left(t\right)}^2{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{1}t}+z^{*}\left(t\right)z^{*}\left(t\right)e^{-2j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+v\left(t\right)v\left(t\right)e^{j2{\mathrm{\ω}}_{2}t}+v^{*}\left(t\right)v^{*}\left(t\right)e^{-2j{\mathrm{\ω}}_{2}t}+z{\left(t\right)}^2{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{2}t}+\\ +2z\left(t\right)z^{*}\left(t\right)+2v\left(t\right)v^{*}\left(t\right)+2z\left(t\right)v\left(t\right)e^{j({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t}+2z\left(t\right)v^{*}\left(t\right)e^{j({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t}+\\ 2z^{*}\left(t\right)v\left(t\right)e^{j({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t}+2z^{*}\left(t\right)v^{*}\left(t\right)e^{-j({\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t}\end{array}\right]\\ [z\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+z^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{1}t}+v\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{2}t}+v^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{2}t}]\end{array}.$

感兴趣的是将落到Rx带ω_rx＝ω_tx+Δω上的互调产物。因为ω₁＝ω_tx，ω₂＝ω_tx-Δω，所以感兴趣的是互调产物2ω₁-ω₂＝ω_rx。可以观察到，频率2ω₁-ω₂＝ω_rx处的IM3产物是：

$\frac{3}{8}z\left(t\right)z\left(t\right)v^{*}\left(t\right)e^{j(2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)}+\frac{3}{8}{z}^{*}\left(t\right)z^{*}\left(t\right)v\left(t\right)e^{j(-2{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}.$

因为z(t)表示TX泄漏(调制信号)，而v(t)表示CW阻塞者，所以设：

z(t)＝I_tx+jQ_tx＝a_I+ja_Q，以及v(t)＝e^jΦ＝β_I+jβ_Φ。

因此，IM3产物与下列项成比例：

${\mathrm{IM}}_{3I}\∝a_I^2\cos \left(\mathrm{\φ}\right)+2a_I{a}_Q\sin \left(\mathrm{\φ}\right)-a_Q^2\cos \left(\mathrm{\φ}\right),$ 以及

${\mathrm{IM}}_{3Q}\∝-a_I^2\sin \left(\mathrm{\φ}\right)+2a_I{a}_Q\cos \left(\mathrm{\φ}\right)-a_Q^2\sin \left(\mathrm{\φ}\right).$

图9——具有IM3消除的收发机系统

至少基于以上描述和建模，可以设计IM3消除架构的各种实施例，由此三阶互调失真(IM3)产物在数字域中被消除。图9中示出了以数字域中的IM3消除架构为特征的新颖的收发机1100的一个实施例的基本构建块。应当注意，图9中所提供的表示不意图为完整的，而为了清晰起见，仅包括在描述IM3消除的操作中感兴趣的组件。此外，收发机1100的各个部分与图5中所示的收发机700的对应的部分类似。例如，TX路径1164与类似的TX路径764对应，TX路径1164内的对应的元件被相应地标记。类似地，RX路径1162与类似的RX路径762对应，RX路径1162内的对应的元件被相应地标记。

如图9中所示，收发机1100合并了补偿路径，该补偿路径用于消除可能存在于从RX信号得到的基带信号中的IM3，所述RX信号是在RX路径1162处经由LNA1128从天线1126接收的。补偿路径包括一对TX均衡器1102和1104、复制产生功能1110、一对RX均衡器1106和1108、定时恢复块1112和1114、有限脉冲响应(FIR)滤波器1118和1120、计算滤波器1116、以及求和节点1120和1122。TX均衡器1102和1104用于补偿在TX路径1164的对应的I和Q路径中由数字TX滤波器(LPFD)和模拟TX滤波器(LPFA)引入的频率选择性、以及在双工器发射滤波器(1130中的TF)中引入的频率选择性。RX均衡器1106和1108用于补偿在RX路径1162的各I和Q路径中由数字RX滤波器(LPFD)和模拟RX滤波器(LPFA)引入的频率选择性。频率选择性可以通过校准方法来识别。FIR滤波器1118和1120用于适应任何时变的模拟传递函数特性。(实现以上提供的IM_3I和IM_3Q函数的)函数IM₃(I,Q)1110可以用于提供/产生表示三阶失真信号的复制信号，该三阶失真信号由于TX泄漏信号与CW阻塞者的互调(如前所述)而存在于(从RX信号得到的)基带信号中。定时恢复元件1112和1114用于至少考虑通过RX路径1162的一个或多个RX信号的传播延迟。可编程FIR滤波器1118和1120用于产生用于I和Q分量信号的补偿信号，以分别消除RXI信号和RXQ信号中的IM3。FIR滤波器1118和1120的系数通过计算滤波器块1116中的基于信号统计的批处理和/或LMS(最小均方)适应来确定。所计算的系数提供给FIR滤波器1118和1120，以使得FIR滤波器1118和1120能够产生噪声的精确的表示，然后可以从RX信号(分别为RXI和RXQ)减去该噪声。

例如，在一组实施例中，基于在操作期间收集的信号统计的批处理可以用于确定FIR滤波器1118和1120的滤波器系数。假定滤波器系数(具有五个抽头)为c＝[c1,c2,c3,c4,c5]^T，可以引入以下模型：

$\left[\begin{array}{c}{y}_n\\ y_{n-1}\\ .\\ .\\ .\\ y_{n-K+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{x}_{n-2}& x_{n-1}& x_n& x_{n+1}& x_{n+2}\\ x_{n-3}& x_{n-2}& x_{n-1}& x_n& x_{n+1}\\ .& & & & \\ .& & & & \\ .& & & & \\ x_{n-N-1}& x_{n-N}& x_{n-N+1}& x_{n-N+2}& x_{n-N+3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}c1\\ c2\\ c3\\ c4\\ c5\end{array}\right]$

该模型可以表示为Y_n＝X_n*c。最小平方(LS)解于是可以由给出。该解可以用卡尔曼(Kalman)滤波器进行更新。在另一个例子中，LMS适应可以用于确定FIR滤波器1118和1120的滤波器系数。如前面所指出的，(例如，在RX路径1162处接收的)实际的RX信号包括期望的RX信号加上IM3失真和噪声。复制信号x_I(n)与r_{im3_I}(n)相关，而与期望的RX信号R_理想(n)无关。最小化E[|e(n)|²]等同于最小化自适应滤波器因此可以被设计为移除e(n)的可以从X_I(n)估计的部分，该部分是RX信号的r_{im3_I}(n)部分。图10中示出了基于以上给出的表达式的LMS适应的一个实施例。y_I(n)表示实际的RX信号，该RX信号包括期望的无失真且无噪声的信号r_理想(n)、失真分量r_{im3_I}和噪声。应当注意，为了简单起见，仅示出了关于I分量的表达式，但是类似的表达式也可以针对Q分量y_Q(n)给出。复制信号提供给FIR滤波器904，FIR滤波器904可以表示来自图9的FIR滤波器1180和/或1120，FIR滤波器904可以尝试移除实际接收的信号的可以从X_I(n)估计的部分，即，r_{im3_I}(n)。

图11示出了用于消除接收信号中的三阶互调噪声的方法的一个实施例的流程图。接收信号可以是从接收的RF信号得到的基带信号(RX信号)。因此，接收信号可以在接收路径中被接收，该接收信号受到由互调噪声引起的三阶失真，所述互调噪声是由连续波阻塞者与来自发射路径的发射泄漏互调而导致的(1002)。所述方法还可以包括至少根据规定的函数(其可以基于非线性信号模型得到)和发射路径及接收路径的建模的部分来产生表示三阶失真的复制信号(1004)。最后，所述方法可以包括通过对复制信号进行滤波并且从接收信号减去滤波的复制信号来消去由互调噪声引起的三阶失真(1006)。

本发明的实施例可以以任意各种形式实现。例如，在一些实施例中，本发明可以实现为数字逻辑、计算机实现的方法、计算机可读存储介质或计算机系统。在其他实施例中，本发明可以使用一个或多个自定义设计的硬件装置(诸如ASIC)来实现。在其他实施例中，本发明可以使用一个或多个可编程硬件元件(诸如FPGA)来实现。

在一些实施例中，非暂时性计算机可读存储介质可以被配置为使其存储程序指令和/或数据，其中，所述程序指令如果被计算机系统执行，则使计算机系统执行如下方法：例如，本文中所描述的任意方法实施例，或者本文中所描述的方法实施例的任意组合，或者本文中所描述的任意方法实施例的任意子集，或者这样的子集的任意组合。

在一些实施例中，装置(例如，UE)可以被配置为包括处理器(或一组处理器)和存储介质，其中，所述存储介质存储程序指令，其中，所述处理器被配置为从所述存储介质读取程序指令并且执行这些程序指令，其中，所述程序指令可执行以实现本文中所描述的任意各种方法实施例(或者，本文中所描述的方法实施例的任意组合，或者本文中所描述的任意方法实施例的任意子集，或者这样的子集的任意组合)。所述装置可以以任意各种形式实现。

尽管已经相当详细地描述了以上实施例，但是一旦以上公开被充分领会，则许多变更和修改对于本领域技术人员将变得清楚。意图是权利要求书被解释为包含所有这样的变更和修改。

Claims (20)

1.一种用于进行无线通信的收发机装置，所述收发机装置包括：

发射路径，配置为基于基带信号来产生调制的发射信号；

接收路径，配置为接收接收信号，其中，所述接收信号受到由互调噪声引起的三阶失真，所述互调噪声是由连续波阻塞者与来自所述发射路径的发射泄漏互调而导致的；以及

补偿路径，配置为：

对所述发射路径和所述接收路径的部分进行建模；

至少根据规定的函数和所述发射路径及所述接收路径的建模的部分来产生表示所述三阶失真的复制信号；以及

对所述复制信号进行滤波，并且从所述接收信号减去滤波的复制信号以消去由所述互调噪声引起的三阶失真。

2.根据权利要求1所述的收发机，其中，所述补偿路径包括被配置为对所述发射路径和所述接收路径的规定的部分进行建模的可编程组件。

3.根据权利要求1所述的收发机，其中，所述补偿路径包括被配置为对所述复制信号进行滤波的有限脉冲响应滤波器。

4.根据权利要求3所述的收发机，其中，所述有限脉冲响应滤波器的系数基于下列中的至少一个确定：

基于信号统计的批处理；以及

最小均方适应。

5.根据权利要求3所述的收发机，其中，所述有限脉冲响应滤波器用于适应任何时变的模拟传递特性。

6.根据权利要求1所述的收发机，其中，所述补偿路径包括下列中的至少一个：

发射均衡器，配置为补偿在所述发射路径中由下列中的至少一个引入的频率选择性：一个或多个数字发射滤波器、一个或多个模拟发射滤波器以及双工器发射功能；以及

接收均衡器，配置为补偿在所述接收路径中由下列中的至少一个引入的频率选择性：一个或多个数字接收滤波器和一个或多个模拟接收滤波器。

7.根据权利要求6所述的收发机，其中，在所述发射路径中引入的频率选择性和在所述接收路径中引入的频率选择性都通过校准方法来识别。

8.一种用于消去信号中的三阶互调失真的方法，所述方法包括：

在接收路径中接收接收信号，其中，所述接收信号受到由互调噪声引起的三阶失真，所述互调噪声是由连续波阻塞者与来自发射路径的发射泄漏互调而导致的；

至少根据规定的函数和所述发射路径及所述接收路径的建模的部分来产生表示所述三阶失真的复制信号；

消去由所述互调噪声引起的三阶失真，包括对所述复制信号进行滤波并且从所述接收信号减去滤波的复制信号。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括建立所述发射路径和所述接收路径的建模的部分，包括对耦合在所述发射路径和所述接收路径之间的补偿路径中的一个或多个组件进行编程。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述复制信号的滤波由有限脉冲响应滤波器执行。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括根据下列中的至少一个来确定所述有限脉冲响应滤波器的系数：

基于信号统计的批处理；以及

最小均方适应。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述复制信号的滤波包括适应任何时变的模拟传递特性。

13.根据权利要求8所述的方法，还包括执行下列步骤中的至少一个：

补偿在所述发射路径中由下列中的至少一个引入的频率选择性：一个或多个数字发射滤波器、一个或多个模拟发射滤波器和双工器发射功能；

补偿在所述接收路径中由下列中的至少一个引入的频率选择性：一个或多个数字接收滤波器和一个或多个模拟接收滤波器。

14.根据权利要求13所述的方法，还包括通过校准方法来识别下列中的至少一个：

在所述发射路径中引入的频率选择性；以及

在所述接收路径中引入的频率选择性。

15.一种用于进行无线通信的无线通信装置，所述无线通信装置包括：

第一模块，配置为：

接收射频RF信号；以及

从接收的RF信号得到基带信号，其中，得到的基带信号受到由互调噪声引起的三阶失真的影响，所述互调噪声是由连续波阻塞者与发射泄漏互调而导致的；

耦合到所述第一模块的第二模块，所述第二模块配置为：

至少根据规定的函数和所述无线通信装置的特定的收发机组件的模型来产生表示所述三阶失真的复制信号；以及

对所述复制信号进行滤波，并且从得到的基带信号减去滤波的复制信号以消去由所述互调噪声引起的三阶失真。

16.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中，所述第二模块还配置为：

补偿在所述无线通信装置的至少部分中引入的频率选择性。

17.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中，所述频率选择性由下列中的至少一个引入：

包括在所述无线通信装置的至少一部分中的发射路径中的一个或多个数字发射滤波器；

所述发射路径中的一个或多个模拟发射滤波器；

所述发射路径中的双工器发射功能；

包括在所述无线通信装置的至少一部分中的接收路径中的一个或多个数字接收滤波器；以及

所述接收路径中的一个或多个模拟接收滤波器。

18.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中，所述规定的函数基于所述连续波阻塞者的非线性模型。

19.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中，所述复制信号与对得到的基带信号产生影响的三阶失真相关，而与得到的基带信号的期望的部分无关。

20.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中，所述第二模块还配置为：

尝试从得到的基带信号移除所述得到的基带信号的从所述复制信号估计的部分。