CN103401818A - 通讯装置与用以消除传输噪声的方法 - Google Patents

Abstract

本发明是通讯装置与用以消除传输噪声的方法。提供一种通讯装置，包括第一无线电模块、第二无线电模块以及传输噪声抑制装置。第一无线电模块用以提供第一无线通信服务，并且依循第一通讯协议与第一通讯装置进行通讯。第二无线电模块用以提供第二无线通信服务，并且依循第二通讯协议与第二通讯装置进行通讯。传输噪声抑制装置耦接于第一无线电模块与第二无线电模块其中至少之一者，用以处理由第一无线电模块所接收的多个下行链路信号，用以消除包含于下行链路信号的传输噪声，其中传输噪声由第二无线电模块处理即将被传送的多个上行链路信号时所产生。

Description

通讯装置与用以消除传输噪声的方法

技术领域

本发明关于一种通讯装置，特别关于一种可同时提供多于一种无线存取技术的传输通讯并可有效抑制传输噪声的通讯装置与用以消除传输噪声的方法。

背景技术

随着通讯技术的发展，行动通讯装置(Mobile Stations，缩写为MS)，亦可称为用户设备(User Equipment，缩写为UE)已可于单一装置内同时处理多于一种无线存取技术(Radio Access Technology，缩写为RAT)之传输通讯，其中所述无线存取技术可以是，例如，全球行动通讯系统(Global System for MobileCommunications，缩写为GSM)、通用封包无线服务技术(General Packet RadioService，缩写为GPRS)、GSM增强数据率演进(Enhanced Data rates for GlobalEvolution，缩写为EDGE)无线存取技术、宽带分码多任务存取(Wideband CodeDivision Multiple Access，缩写为WCDMA)无线存取技术、无线保真(WirelessFidelity，缩写为WiFi)无线存取技术、长期演进(Long Term Evolution，缩写为LTE)无线存取技术、或其它。

一般而言，不同的无线存取技术操作于不同的频带上。然而，其中仍有一部分无线存取技术操作于相邻或重迭的频带上。举例而言，LTE第40频带的操作频带(2300兆赫兹~2400兆赫兹)便非常接近于工业科学与医学频带(industrial,scientific and medical，缩写为ISM)所定义的频带(2400兆赫兹~2483.5兆赫兹)，并且两者之间几乎没有任何的保护频带存在。

由于通讯模块内所使用的射频装置的非线性特性，在操作过程中会产生高维度(high order)的交互调变(inter-modulation，缩写为IM)项目，并散布在频带上。举例而言，功率放大器通常会产生高维度的交互调变项目以及宽带噪声。因此，当两个具有相近或重迭之操作频带的通讯模块被整合于同一通讯装置时，并且当一通讯模块传送上行链路(uplink)信号而同时间另一通讯模块接收下行链路(downlink)信号时，由于被传送的上行链路会被正在接收下行链路信号的通讯模块的天线捕捉到，因此将产生相互的干扰。所述的高维度的交互调变(IM)项目以及宽带噪声一并被称为传输裙带干扰(TX skirts)。

图1显示WiFi传送信号与LTE接收信号的频谱示意图。符号WiFi_TX_Signal代表WiFi传送信号，符号LTE_RX_Signal代表LTE接收信号，而TX_Skirt代表传输裙带干扰。由图中可看出，WiFi传送信号的一部分会漏到LTE接收信号之频带，而成为干扰LTE接收信号的噪声。当两通讯模块被整合于同一通讯装置以至于被摆放得非常靠近时，传送信号的功率显得更强，因此干扰的现象会显得更加严重。

发明内容

因此，需要一种可同时提供多于一种无线存取技术的传输通讯并可有效抑制传输噪声的通讯装置。

根据本发明之一实施例，一种通讯装置，包括第一无线电模块、第二无线电模块以及传输噪声抑制装置。第一无线电模块用以提供第一无线通信服务，并且依循第一通讯协议与第一通讯装置进行通讯。第二无线电模块用以提供第二无线通信服务，并且依循第二通讯协议与第二通讯装置进行通讯。传输噪声抑制装置耦接于第一无线电模块与第二无线电模块之至少一者，用以处理由第一无线电模块所接收之多个下行链路信号，用以消除包含于下行链路信号之传输噪声，其中传输噪声系由第二无线电模块处理即将被传送之多个上行链路信号时所产生。

根据本发明之另一实施例，一种用以消除传输噪声的方法，其中传输噪声系包含于由一通讯装置内之一第一无线电模块所接收之多个下行链路信号中，并且传输噪声系于通讯装置内之一第二无线电模块处理多个即将被传送之上行链路信号时所产生，此方法包括：接收多个第一信号与多个第二信号；根据第一信号与第二信号计算一滤波器之多个滤波器参数；通过滤波器滤波第一信号，以得到多个滤波过的信号；自滤波过的信号减去第二信号，以得到多个处理过的信号，其中第一信号与第二信号为分别通过第一无线电模块之不同天线所接收之下行链路信号，或者第一信号为由第一无线电模块所接收之下行链路信号而第二信号为由第二无线电模块所提供之上行链路信号之一部分，并且在处理过的信号中，传输噪声已被抑制。

根据本发明之又另一实施例，一种通讯装置，包括第一无线电模块与第二无线电模块。第一无线电模块用以提供第一无线通信服务，并且依循第一通讯协议与第一通讯装置进行通讯。第二无线电模块用以提供第二无线通信服务，并且依循第二通讯协议与第二通讯装置进行通讯，其中第一通讯协议与第二通讯协议不同，并且其中第一无线电模块之一传送信号通过一耦接路径被导入一降频电路，并且被降频转换至第二无线电模块所使用之一频带。

根据本发明之又另一实施例，一种用以消除传输噪声的方法，应用于包含第一无线电模块与第二无线电模块之通讯装置，用以消除包含于由第二无线电模块所接收之多个下行链路信号内之传输噪声，其中传输噪声系于第一无线电模块处理多个即将被传送之上行链路信号时所产生，此方法包括：将第一无线电模块之一传送路径耦接至一降频转换电路；将第一无线电模块之一传送信号降频转换至由第二无线电模块所使用之一频带，以产生一降频转换过的信号；以及处理降频转换过的信号与由第二无线电模块所接收之下行链路信号，用以消除下行链路信号内所包含之传输噪声。

附图说明

图1是显示WiFi传送信号与LTE接收信号的频谱示意图。

图2是显示根据本发明之一实施例所述的一通讯装置方块图。

图3是显示根据本发明之一实施例所述的无线电模块方块图。

图4是显示根据本发明之一实施例所述的传输噪声抑制装置方块图。

图5是显示根据本发明之一实施例所述的有参考基础的传输噪声抑制装置方块图。

图6是显示根据本发明之一实施例所述的多个模拟结果。

图7是显示根据本发明之一实施例所述的子载波分布示意图。

图8是显示根据本发明之一实施例所述的无参考基础的传输噪声抑制装置的方块图范例。

图9是显示根据本发明之一实施例所述的切比雪夫滤波器的一频率响应。

图10是显示根据本发明之一实施例所述的除法结果之相位对于保护子载波成分索引值的图示。

图11是显示根据本发明之一实施例所述的多个模拟结果。

图12是显示根据本发明之一实施例所述的具有WiFi与LTE模块的收发器的部分电路方块图。

图13是显示根据本发明之一实施例所述的于一通讯装置内应用借用天线机制以进行传输噪声消除的方法流程图。

图14是显示根据本发明之一实施例所述的用以消除包含于下行链路信号内的传输噪声的方法流程图。

图15是显示根据本发明之另一实施例所述的具有WiFi与LTE模块的收发器的部分电路方块图。

具体实施方式

为使本发明之上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

实施例：

图2显示根据本发明之一实施例所述的一通讯装置200的方块图。所述通讯装置200可包含至少两无线电模块210与220与一共存管理器（coexistencemanager）230。无线电模块210用以提供第一无线通信服务，并且可依循第一通讯协议与第一通讯装置(例如，一基地台、一存取点、或其它通讯装置)进行通讯。无线电模块220用以提供第二无线通信服务，并且可依循第二通讯协议与第二通讯装置(例如，一基地台、一存取点、或其它通讯装置)进行通讯。共存管理器230耦接至两无线电模块210与220，并且用以协调两无线电模块210与220之间的传送与接收行为。

值得注意的是，在本发明的一些实施例中，通讯装置200亦可包含两个以上无线电模块。在本发明的另一些实施例中，共存管理器230亦可被整合于无线电模块210或220之任一者内。因此，图2所示的架构仅为本发明的其中一种实施方式，其用以阐述本发明的概念，而本发明并不限于此。此外，值得注意的是，在本发明之实施例中，无线电模块210与220可被实施于不同的芯片、或者可被整合于一个芯片内，例如，芯片系统(system on chip，缩写为SoC)，并通过内部走线互相耦接。因此，本发明并不限于任一种实施方式。

在本发明的实施例中，通讯装置200可为一笔记本电脑、一手机、一可携式游戏设备、一可携式多媒体播放器、一平板计算机、一全球定位系统(GlobalPositioning System，缩写为GPS)接收机、一个人数字助理(Personal DigitalAssistant，缩写为PDA)、或其它。此外，在本发明的实施例中，共同配置于通讯装置内的无线电模块可以是全球互通微波存取(Worldwide Interoperabilityfor Microwave Access，缩写为WiMAX)模块、WiFi模块、蓝牙模块、2G/3G/4G或LTE模块、GPS模块、或其它，用以依循各种无线存取技术所对应的通讯协议来提供通讯服务。

图3显示根据本发明的一实施例所述的无线电模块的方块图。所述无线电模块300可包括一或多个天线、一收发器340以及一基频处理装置350。无线电模块300可以是图2中的无线电模块210与220之一者或多者。值得注意的是，虽图3中显示两个天线，然而无线电模块300亦可仅包含一个天线，或者包含两个以上的天线。因此，本发明并不限于任一种特定的实施方式。

收发器340可通过一或多个天线接收射频信号、将接收到的射频信号转换为即将被基频处理装置350处理的基频信号、或者自基频处理装置350接收基频信号，并且将接收到的信号转换为射频信号，以传送至远程通信装置。收发器340可包括多个用以执行射频转换的硬件装置。例如，收发器340可包含一混频器，用以将基频信号乘上对应的无线通信系统所需的发射频率的一载波。

基频处理装置350可进一步将基频信号转换为数字信号，并且处理所述数字信号，或执行反向的处理操作。基频处理装置350亦可包含多个硬件装置，用以执行基频信号处理。例如，包含处理器360、传输噪声抑制装置370(以下段落将作更详细的介绍)、或其它装置。基频信号处理可包含模拟至数字转换(ADC)/数字至模拟转换(DAC)、增益调整、调变/解调变、编码/译码、或其它。

值得注意的是，在本发明的一些实施例中，无线电模块可进一步包含其它配置于基频处理装置350外部的中央处理器，用以控制基频处理装置350、收发器340、以及用以储存无线电模块的系统数据及程序代码的内存装置(图未示)的操作。因此，本发明并不限于图3所示的架构。此外，值得注意的是，于本发明的一些实施例中，通讯装置(例如，通讯装置200)内可包含一或多个传输噪声抑制装置。当仅一个传输噪声抑制装置配置于通讯装置内时，传输噪声抑制装置可被整合于其中一个无线电模块的基频处理装置内、或者可被配置于无线电模块外部。另一方面，当多个传输噪声抑制装置配置于通讯装置内时，各传输噪声抑制装置可被整合于或耦接至各无线电模块所对应的基频处理装置。

图4显示根据本发明的一实施例所述的传输噪声抑制装置的方块图。根据本发明的一实施例，传输噪声抑制装置400可用以消除包含于由无线电模块所接收的多个下行链路信号内的传输噪声。为简化说明，以下段落将假设通讯装置(例如，通讯装置200)内包含至少两个无线电模块，一个为LTE模块，另一个为WiFi模块。LTE模块可包含至少两个天线，用以接收射频信号，而所述两个天线其中之一者更进一步用以传送信号。WiFi模块可仅包含一天线用以传送或接收射频信号。值得注意的是，本领域普通技术人员当可根据本发明所提出的概念做适当的修改与润饰，在不偏离本发明之范畴与精神下，以不同的无线存取技术或不同的无线电模块架构实现本发明的精神。因此，本发明并不限于任一种特定的实施方式。

情境1：当LTE模块正在接收信号而WiFi模块正在传送信号时

当LTE模块操作于下载模式用以接收下行链路信号而WiFi模块操作于上传模式用以传送上行链路信号时，传输噪声可于WiFi模块处理即将被传送的上行链路信号时产生。更具体地说，当LTE模块正在接收所述下行链路信号而WiFi模块正在传送所述上行链路信号时，传输噪声可以是由LTE模块之一个或多个天线所接收到的一部分WiFi上行链路信号。因此，传输噪声抑制装置400用以消除包含于LTE模块所接收的下行链路信号内的传输噪声。

传输噪声抑制装置400可包含两条信号处理路径，其中于第一信号处理路径(例如图4所示之位于上方的路径)中，信号r₁[n]被接收并处理，而于第二信号处理路径(例如图4所示之位于下方的路径)中，信号r₂[n-d]被接收并处理。在本发明的实施例中，信号r₁[n]可以是由LTE模块的第一天线所接收到的下行链路信号，而信号r₂[n-d]可以是由LTE模块的第二天线所接收到的下行链路信号。因此，对比于信号r₁[n]，信号r₂[n-d]可能存在有路径延迟d。值得注意的是，于借用天线之情境中(例如，以下将介绍的情境2中，WiFi模块向LTE模块借用一根天线，用以执行传输噪声抑制/消除)，信号r₁[n]可以是由WiFi模块所接收到的下行链路信号，而信号r₂[n-d]可以是由LTE模块所传送之上行链路信号，其中LTE上行链路信号可通过一耦接路径由WiFi模块所接收，以下段落将作更详细的介绍。

传输噪声抑制装置400更可包含一滤波器410、一参数估计器420与一减法器430。滤波器410被配置于第一信号处理路径，用以接收信号r₁[n]并且根据多个滤波器参数滤波信号r₁[n]，以得到多个滤波过的信号f[n]。参数估计器420耦接至滤波器410，用以接收信号r₁[n]与r₂[n-d]，并且根据信号r₁[n]与r₂[n-d]估计滤波器参数。减法器430将信号f[n]减去信号r₂[n-d]，以得到处理过的信号f_p[n]。在本发明的较佳实施例中，传输噪声将被抑制，或不存在于处理过的信号f_p[n]中。

根据本发明的一实施例，由LTE模块所接收的下行链路信号r[n]的信号模型可表示如下:

$r\left[n\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1\left[n\right]\\ r_2[n-d]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_1\left[n\right]\\ s_2[n-d]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_{1}i\left[n\right]\\ {\mathrm{\α}}_{2}i[n-d]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\left[n\right]\\ n_2[n-d]\end{array}\right]$     式(1)

其中s₁[n]=h₁[n]*t[n]、s₂[n]=h₂[n]*t[n]、t[n]代表传送信号，h₁[n]与h₂[n]代表传送此信号的远程通信装置与LTE模块的天线之间的信道的信道响应、i[n]代表自WiFi模块漏至LTE模块的传输裙带干扰(即，传输噪声)、n₁[n]与n₂[n]分别代表LTE模块的两天线的噪声、d代表LTE模块的两天线间的路径延迟、而α₁与α₂分别代表WiFi模块的天线与LTE模块的两天线之间的信道的信道响应。

当滤波器参数适当地被设计以对齐两接收路径上的传输裙带干扰的增益与时序时，传输裙带干扰可被消除并且不再存在于处理过的信号f_p[n]中。更具体的说，当滤波器410的脉冲响应被设计为δ[n-d]·(α₂/α₁)时，可分别推导出滤波过的信号f[n]与处理过的信号f_p[n]的模型如下：

$f\left[n\right]=\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{s}_1[n-d]+{\mathrm{\α}}_{2}i[n-d]+\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{n}_1[n-d]$         式(2)

$f_p\left[n\right]=\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{s}_1[n-d]+{\mathrm{\α}}_{2}i[n-d]+\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{n}_1[n-d]-s_2[n-d]-{\mathrm{\α}}_{2}i[n-d]-n_2[n-d]$

$=\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{s}_1[n-d]-s_2[n-d]+\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}{n}_1[n-d]-n_2[n-d]$              式(3)

值得注意的是，传输裙带干扰可被消除并且不再存在于处理过的信号f_p[n]中。

根据本发明之一实施例，有多种计算(或估计)滤波器参数α₁、α₂与d的方法，其中包含至少一个有参考基础(reference-based)的方法以及两个无参考基础(non-reference based)的方法。优选的，对于有参考基础的方法来说，由操作于上传模式的无线电模块(例如，情境1中的WiFi模块)传送的上行链路信号(其可以是基频信号)作为一参考信号被传送至操作于下载模式的无线电模块(例如，情境1中的LTE模块)，以推导出滤波器参数。基频信号可通过设置于两无线电模块间的一特定接口(例如，图2中所示之接口240)而被传送。此接口可以是一针脚(pin)、一传输线、一总线、或其它。

方法1：有参考基础之方法(Reference-based approach)

于此实施例中，假设传输裙带干扰包含两个主要成分：交互调变信号X_IM[n]与噪声n_tx[n]。交互调变信号X_IM[n]为因操作于上传模式的无线电模块的射频装置(例如，功率放大器)的非线性特性而产生的高维交互调变(IM)成份，并且可表示为：

$X_{\mathrm{IM}}\left[n\right]=\underset{k=\mathrm{3,5},...K}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{\left|s\right[n\left]\right|}^{k-1}s\left[n\right]$

其中s[n]为操作于上传模式的无线电模块即将传送的基频信号，a_k为交互调变系数的实部。噪声n_tx[n]为射频装置作用时产生的噪声。当操作于上传模式的无线电模块即将传送的基频信号可通过内部接口(例如，图2所示的接口240)被操作于下载模式的无线电模块取得时，交互调变信号可被重建，作为推导出滤波器参数的参考信号。

图5显示根据本发明之一实施例所述的有参考基础的传输噪声抑制装置的方块图。传输噪声抑制装置500可包括滤波器510、减法器530以及参数估计器。参数估计器可包括一第一估计装置540、一模型拟合装置550、一第二估计装置560以及一减法器570。第一估计装置540可基于一第一适应性算法根据下行链路信号r₁[n]估计出具有不同维度之交互调变系数

k=3,5,...K(其中为复数(complex)并且K为正整数)。模型拟合装置550耦接至第一估计装置540，用以接收估计出来的交互调变系数

并且根据估计出来的交互调变系数

重建多个交互调变参考信号

第二估计装置560耦接至模型拟合装置550与滤波器510，用以接收重建出来的交互调变参考信号与下行链路信号r₂[n-d]，并且基于一第二适应性算法根据重建出来的交互调变参考信号

与下行链路信号r₂[n-d]估计出滤波器参数g[l]。

根据本发明之一实施例，第一适应性算法用以最小化成本函数(CostFunction)J₁的均方根(mean square error，缩写为MSE)值，其中成本函数J₁表示如下：

$J_1=E\left\{{\left|r_1\right[n]-{\hat{X}}_{\mathrm{IM}}[n\left]\right|}^2\right\}$        式(4)

其中

为由模型拟合装置550所重建出来的交互调变参考信号，且交互调变系数的估计值

可由第一估计装置540根据成本函数J₁计算出来。值得注意的是，在本发明的实施例中，第一估计装置540与模型拟合装置550可形成一第一适应性回路，并且估计出来的交互调变系数与重建出来的交互调变参考信号可分别根据最新重建出来的交互调变参考信号与最新估计出来的交互调变系数被适应性地更新。

根据本发明之一实施例，第二适应性算法用以最小化成本函数(CostFunction)J₂的均方根(mean square error，缩写为MSE)值，其中成本函数J₂表示如下：

$J_2=E\left\{{\left|r_2\right[n]-\underset{1=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g[1]\·{\hat{X}}_{\mathrm{IM}}[n-1\left]\right|}^2\right\}$     式(5)

其中g[l]代表由第二估计装置560所得到的滤波器参数估计值，L代表滤波器510的阶数。值得注意的是，在本发明的实施例中，第二估计装置560与滤波器510可形成一第二适应性回路，并且滤波器参数可根据最新重建出来的交互调变参考信号被适应性地更新。

此外，值得注意的是，虽然在以上所介绍之有参考基础的方法中，仅传输裙带干扰中的交互调变成分被重建，用以估计滤波器参数，传输裙带干扰中的噪声成份仍然可根据估计出的滤波器参数被消除，这是由于噪声成份为传输裙带干扰i[n]的一部分，因此可通过滤波的操作（如式(2)与式(3)所示）被消除。

此外，值得注意的是，用以接收信号r₂[n-d]的路径可以不是一条专属的接收路径(即，一完整的接收路径，其包含了所有接收射频信号所需的装置，例如天线、低噪声放大器等)。于一些实施例中，用以接收信号r₂[n-d]的路径亦可为一耦接路径，其可包含一耦接装置耦接至会产生传输噪声的无线电模块，以下段落将结合图12与图15作更详细的介绍。

图6显示根据本发明之一实施例所述的多个模拟结果。如图6所示，由于一条下行链路串流(例如，由以上实施例所示的LTE模块的第二天线所接收的信号r₂[n-d])被牺牲以用于抑制传输噪声，因此在传输噪声被消除后，仅剩一数据串流(例如，传输噪声抑制装置400的第一信号处理路径上的减法器430输出的信号)可供后续的信号处理使用。因此，有实施传输噪声抑制的两条接收路径的表现会逼近无传输噪声的一条接收路径的表现，并且会比有传输噪声的两条接收路径的表现来得好，但会比无传输噪声的两条接收路径的表现来得差。

值得注意的是，如上述的有参考基础的方法亦可应用至具有Y条接收路径的架构，其中Y大于2。例如，一条接收路径可被选择作为参考路径，并且可与剩余的其它接收路径作配对，以形成多个对接收路径，用以实施以上所介绍的传输噪声抑制。如此一来，在实施传输噪声抑制后，仅剩(Y-1)份数据串流可供后续的信号处理使用。换言之，实施上述传输噪声抑制将牺牲掉分集增益(diversity gain)。值得注意的是，参考接收路径可不必是固定的一条路径，并且可在每次配对时随意变换。

方法2：无参考基础的方法(Non-Reference based approach)

在无参考基础的方法中，保护频带的信号成分(guard tone)可被用以估计滤波器参数。图7显示根据本发明之一实施例所述的具有10MHz带宽的LTEOFDMA符元的子载波分布示意图。如图7所示，所需信号载于自-4.5MHz至4.5MHz频带的中央的600个子载波，而自4.5MHz至5MHz与-4.5MHz至-5MHz被保留作为保护频带(guard band)。因此，保护频带之33个子载波仅会承载传输噪声，于是保护频带的子载波包含了可用以估计滤波器参数的传输裙带干扰信息。

图8显示根据本发明之一实施例所述的无参考基础的传输噪声抑制装置的方块图范例。传输噪声抑制装置800可包括滤波器810、减法器830、快速傅利叶转换(Fast Fourier Transform，缩写为FFT)装置880以及参数估计器。参数估计器可包括分别位于第一与第二信号处理路径上的滤波器840与845以及模拟至数字转换器(Analog to Digital Converters，缩写为ADC)850与855、以及快速傅利叶转换装置860与865与估计装置870。根据本发明之一实施例，滤波器840与845可为模拟的切比雪夫(Chebyshev)滤波器，用以过滤出数据的一符元。图9显示根据本发明之一实施例所述的切比雪夫滤波器的一频率响应。如图9所示，切比雪夫滤波器的截止频率可被设计为+4.5MHz与-4.5MHz，用以自接收到的下行链路信号r₁[n]与r₂[n-d]中撷取一个10MHz之OFDMA符元。值得注意的是，针对不同的无线存取技术系统，滤波器840与845亦可被设计为具有其他频率响应，因此本发明并不限于此。

模拟至数字转换器850与855可将滤波过的信号由模拟形式转换为数字形式。快速傅利叶转换装置860与865可对转换成数字的信号执行快速傅利叶转换，以得到转换过的信号。估计装置870可耦接至快速傅利叶转换装置860与865，并且自快速傅利叶转换装置860与865接收转换过的信号，自转换过的信号中撷取出保护频带子载波成分(guard sub-carrier tone)，并且根据保护频带子载波成分基于一无参考基础的算法估计出滤波器参数。

根据本发明之一实施例，基于无参考基础之算法，估计装置870可先将自第二信号处理路径上取得的保护频带子载波成分的数值除以自第一信号处理路径上取得的保护频带子载波成分的数值，以得到多个除法结果，并且根据除法结果的振幅与相位估计出滤波器参数(α₂/α₁)与d。更具体地说，假设对下行链路信号r₁[n]与r₂[n-d]的保护频带子载波成分执行M点快速傅利叶转换，转换过的信号可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{R}_{1,\mathrm{null}}\left[m\right]\\ R_{2,\mathrm{null}}\left[m\right]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_{1}I\left[m\right]\\ {\mathrm{\α}}_{2}I\left[m\right]e^{\frac{j2\mathrm{\πdm}}{M}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_1\left[m\right]\\ N_2\left[m\right]e^{\frac{j2\mathrm{\πdm}}{M}}\end{array}\right]$      式(6)

其中R_1,null[m]与R_2,null[m]为分别自第一与第二信号处理路径上取得的保护频带子载波成分。

当将自第二信号处理路径上取得的保护频带子载波成分的数值除以自第一信号处理路径上取得的保护频带子载波成分的数值后，得到的除法结果D[m]可表示如下：

$D\left[m\right]=\frac{R_{2,\mathrm{null}}\left[m\right]}{R_{1,\mathrm{null}}\left[m\right]}\≈\frac{{\mathrm{\α}}_{2}I\left[m\right]e^{\frac{j2\mathrm{\πdm}}{M}}}{{\mathrm{\α}}_{1}I\left[m\right]}\≈\left|\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\right|e^{j\{\frac{2\mathrm{\πdm}}{M}+\∠\left(\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\right)\}}$          式(7)

其中N为保护频带子载波成分的数量(为一正整数)，m为保护频带子载波成分的索引值，m=m0,m1,…mN，α_叫与α₂为复数(complex)。除此之外，式(7)中：

代表参数

的振幅，

代表参数的相位。

图10显示根据本发明之一实施例所述的除法结果D[m]的相位对应于保护频带子载波成分索引值m的图示。本领域普通技术人员结合线条900与式(7)当可理解，线条900的斜率对应于式(7)中所示的延迟d，而线条900与X轴的偏移量对应于参数α₂/α₁的相位

由于D[m]的相位以及2πm/M为已知的数值，因此延迟d与参数α₂/α₁的相位可通过解开式(7)而得。此外，滤波器参数α₂/α₁的振幅可由将D[m]的绝对值取平均后而得。在得到相位与振幅后，可利用下式得出滤波器参数α₂/α₁：

$\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}=\left|\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\right|e^{j\∠\left(\frac{{\mathrm{\α}}_2}{{\mathrm{\α}}_1}\right)}$           式(8)

参考回图8，滤波器810可根据由估计装置870所估计的滤波器参数，滤波第一信号处理路径上经由模拟至数字转换过后的信号，以产生滤波过的信号。减法器830接着将滤波过的信号减去于第二信号处理路径上经由模拟至数字转换过后的信号。快速傅利叶转换装置880可进一步对减法器830的输出信号进行快速傅利叶转换，以提供后续的信号处理。于本发明的较佳实施例中，传输噪声将被抑制而不存在于减法器830的输出。

图11显示根据本发明之一实施例所述的多个模拟结果。如图11所示，由于一条下行链路串流(例如，由以上实施例所示之LTE模块之第二天线所接收之信号r₂[n-d])被牺牲以用于抑制传输噪声，因此在传输噪声被抑制后，仅剩一数据串流(例如，传输噪声抑制装置800的减法器830后端的第一信号处理路径上的信号)可供后续的信号处理使用。因此，有实施传输噪声抑制的两条接收路径的表现会逼近无传输噪声的一条接收路径的表现，并且会比有传输噪声的两条接收路径的表现来得好，但会比无传输噪声的两条接收路径的表现来得差。

值得注意的是，如上述无参考基础的方法亦可应用至具有Y条接收路径的架构，其中Y大于2。例如，一条接收路径可被选择作为参考路径，并且可与剩余的其它接收路径作配对，以形成多个对接收路径，用以实施以上所介绍的传输噪声抑制。如此一来，在实施传输噪声抑制后，仅剩(Y-1)份数据串流可供后续的信号处理使用。换言之，实施传输噪声抑制将牺牲掉分集增益(diversity gain)。值得注意的是，参考接收路径可不必是固定的一条路径，并且可在每次配对时随意变换。

方法3：无参考基础的方法(Non-Reference based approach)

以下实施例将介绍本发明所提出的另一个无参考基础的方法。根据本发明之一实施例，图4中的参数估计器420可根据自不同接收路径所接收到的下行链路信号的一共变异数(Covariance)估计出滤波器参数。假设两接收路径之间没有路径延迟d(例如，路径延迟可于校正后被消除或补偿)，需要由参数估计器420估计的滤波器参数仅剩α₂/α₁。参数估计器420可首先计算一空间共变异数(spatial covariance)如下：

$R=E\left\{r_{\mathrm{HPF}}\right[n\left]{r^H}_{\mathrm{HPF}}\right[n\left]\right\}\≈\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{HPF}}\left[n\right]{r^H}_{\mathrm{HPF}}\left[n\right]\≈\frac{1}{N}\left[\begin{array}{cc}{\left|{\mathrm{\α}}_1\right|}^2& {\mathrm{\α}}_1{{\mathrm{\α}}_2}^{*}\\ {\mathrm{\α}}_2{{\mathrm{\α}}_1}^{*}& {\left|{\mathrm{\α}}_2\right|}^2\end{array}\right]\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\left|i_{\mathrm{HPF}}\right[n\left]\right|}^2+{{\mathrm{\σ}}_n}^2{I}_2]$     式(9)

其中

r₁[n]为LTE模块的第一天线所接收的下行链路信号，r₂[n]为LTE模块的第二天线所接收的下行链路信号。

σ_n ²为噪声变异数(variance)，I₂为2×2的单位矩阵(identity matrix)，N代表下行链路信号的取样点数量。

值得注意的是，滤波器参数α₂/α₁的信息可包含于式(9)的空间共变异数内。基于式(9)所示的空间共变异数矩阵R，可得到一个数学结果

其为一封闭形式(closed-form)的解决方案，其中R(i,j)为R的第(i,j)项，λ为噪声子空间所对应的特征值(eigenvalue)，并且可表示如下：

$\mathrm{\λ}=\frac{(R\left(\mathrm{1,1}\right)+R\left(\mathrm{2,2}\right))-\sqrt{{(R\left(\mathrm{1,1}\right)+R\left(\mathrm{2,2}\right))}^2-4(R\left(\mathrm{1,1}\right)R\left(\mathrm{2,2}\right)-{\left|R\left(\mathrm{1,2}\right)\right|}^2)}}{2}$    式(10)

因此，滤波器参数α₂/α₁可由式(9)与式(10)中推导出来。

根据本发明之一实施例，无论是应用以上所介绍的有参考基础的方法或无参考基础的方法，下行链路信号内的传输噪声都可在下行链路信号被转换至频域之前，在时域里被抑制。换言之，传输噪声抑制可在执行快速傅利叶转换用以将下行链路信号转换至频域前，在时域内对下行链路信号执行。

情境2：当WiFi模块正在接收信号而LTE模块正在传送信号时

当WiFi模块操作于下载模式用以接收下行链路信号，而LTE模块操作于上传模式用以传送上行链路信号时，传输噪声可于LTE模块处理即将被传送的上行链路信号时产生。值得注意的是，在此情境中，即便WiFi模块仅被配置单一天线，传输噪声抑制装置400仍可根据以上所介绍的有参考基础的方法或无参考基础的方法，消除包含于由WiFi所接收的下行链路信号的传输噪声。更具体地说，当LTE模块包含至少两天线用以传送或接收射频信号，而WiFi模块仅包含一天线用以传送或接收射频信号时，WiFi模块可向LTE模块「借用」一天线，用以实施以上所介绍的有参考基础的方法或无参考基础的方法。

图12显示根据本发明之一实施例所述的WiFi与LTE模块的收发器的部分电路方块图。电路1210为WiFi模块的收发器的部分电路，并且可耦接至WiFi模块的基频处理装置(图未示)与传输噪声抑制装置1250。电路1220为LTE模块的收发器的部分电路，并且可耦接至LTE模块的基频处理装置1260与传输噪声抑制装置1250。电路1210可包括一WiFi接收路径，其包含串联耦接于天线ANT与基频处理装置之间的带通滤波器1211、低噪声放大器(标示为LNA)1212、混频器1213、低通滤波器1214以及模拟至数字转换器(标示为ADC)1215。值得注意的是，WiFi传输路径因简洁图标而未示于图中。

电路1220可包括两条LTE接收路径与一条LTE传送路径。LTE主要接收路径包含串联耦接于主要天线ANT_Prim与基频处理装置1260之间的带通滤波器1221、低噪声放大器(标示为LNA)1222、混频器1223、低通滤波器1224以及模拟至数字转换器(标示为ADC)1225。LTE分集接收路径包含串联耦接于分集天线ANT_Div与基频处理装置1260之间的带通滤波器1226、低噪声放大器(标示为LNA)1227、混频器1228、低通滤波器1229以及模拟至数字转换器(标示为ADC)1230。LTE传送路径通过多任务器1231耦接至主要天线ANT_Prim。LTE传送路径包含耦接于主要天线ANT_Prim与基频处理装置1260之间的带通滤波器1232、功率放大器1233、低噪声放大器(标示为LNA)1234、混频器1235、低通滤波器1236以及数字至模拟转换器(标示为DAC)1237。

根据本发明之一实施例，为了支持借用天线的机制，LTE分集接收路径可更耦接至传输噪声抑制装置1250。更具体地说，根据本发明之一实施例，通讯装置可包含多个开关SW1、SW2与SW3。开关SW1耦接于LTE模块的传送路径与分集接收路径之间，用以因应控制信号Ctrl_1选择性电性连接低噪声放大器1227或功率放大器1233至混频器1228。值得注意的是，包含例如低噪声放大器1239的耦接装置的一耦接路径可更耦接于功率放大器1233与开关SW1之间。开关SW2耦接至混频器1228，用以因应第二控制信号Ctrl_2选择性将LTE频率合成器(标示为LTE_Synth)电性连接至混频器1228。开关SW3耦接至混频器1228，用以因应第三控制信号Ctrl_3选择性将WiFi频率合成器(标示为WiFi_Synth)电性连接至混频器1228。值得注意的是，LTE频率合成器用以产生震荡于LTE模块所使用的频率的信号，而WiFi频率合成器用以产生震荡于WiFi模块所使用的频率的信号。

根据本发明之一实施例，共存管理器(例如，共存管理器230)可根据LTE模块与WiFi模块的收发操作发出控制信号Ctrl_1、Ctrl_2与Ctrl_3。例如，当LTE模块操作于上传模式而WiFi模块操作于下载模式时(即，情境2)，共存管理器可发出控制信号Ctrl_1、Ctrl_2与Ctrl_3，使得开关SW1可电性连接至端点P2、开关SW2可打开而开关SW3可关闭。如此一来，低噪声放大器1239(或功率放大器1233)可耦接至混频器1228，而LTE频率合成器LTE_Synth不会耦接至混频器1228，且WiFi频率合成器WiFi_Synth可耦接至混频器1228。因此，LTE分集接收路径可被用以抑制LTE传输裙带干扰，当LTE模块操作于上传模式而WiFi模块操作于下载模式时，所述LTE传输裙带干扰被WiFi模块所接收，其中即将被传送的LTE上行链路信号(例如，功率放大器1233的输出)可进一步被馈入传输噪声抑制装置1250，用以于其中进行传输噪声抑制。值得注意的是，LTE上行链路信号系由混频器1228根据WiFi频率合成器WiFi_Synth所产生的震荡信号进行频率转换。

另一方面，当LTE模块操作于下载模式而WiFi模块操作于上传模式时(即，情境1)，共存管理器可发出控制信号Ctrl_1、Ctrl_2与Ctrl_3，使得开关SW1可电性连接至端点P1、开关SW2可关闭而开关SW3可打开。如此一来，低噪声放大器1227可耦接至混频器1228，而LTE频率合成器LTE_Synth可耦接至混频器1228，且WiFi频率合成器WiFi_Synth不会耦接至混频器1228。因此，LTE分集接收路径由LTE模块使用。

值得注意的是，以上所介绍的有参考基础的方法(即，方法1)与无参考基础的方法(即，方法2与3)均可通过借用天线之机制应用于情境2以及如图12所示的架构，用以进行传输噪声抑制。因此，于情境2中进行传输噪声抑制的相关描述类似于情境1，相关讨论可直接参考情境1的段落，并于此不再赘述。

此外，值得注意的是，在本发明的其它实施例中，亦可省略如图12中所示的开关SW1、SW2与SW3。举例而言，LTE传送路径可直接(即，无须通过开关SW1)经由一耦接路径耦接至LTE模块的接收路径上的混频器1228的输入端，其中耦接路径可包括一耦接装置，例如低噪声放大器1239。此外，WiFi频率合成器WiFi_Synth与LTE频率合成器LTE_Synth亦可直接(即，无须通过开关SW2与SW3)耦接至混频器1228的另一输入端。低噪声放大器1227、低噪声放大器1239、LTE频率合成器LTE_Synth与WiFi频率合成器WiFi_Synth可通过共存管理器所发出的对应的控制信号被致能或禁能。更具体地说，当LTE模块操作于上传模式而WiFi模块操作于下载模式时(即，情境2)，共存管理器可发出控制信号，使得低噪声放大器1227被禁能、低噪声放大器1239被致能、LTE频率合成器LTE_Synth被禁能、而WiFi频率合成器WiFi_Synth被致能。如此一来，混频器1228可用以通过耦接路径接收传送路径上的传送信号，并且将传送信号降频转换至WiFi模块所使用的频带。因此，LTE分集接收路径可由WiFi模块利用，用以消除WiFi模块所接收到的LTE传输噪声，其中即将被传送的LTE上行链路信号(例如，功率放大器1233之输出)可被馈入传输噪声抑制装置1250，用以于其中进行传输噪声抑制。值得注意的是，混频器1228可根据由WiFi频率合成器WiFi_Synth所产生的震荡信号对LTE上行链路信号执行降频转换。

另一方面，当LTE模块操作于下载模式而WiFi模块操作于上传模式时(即，情境1)，共存管理器可发出控制信号，使得低噪声放大器1227被致能、低噪声放大器1239被禁能、LTE频率合成器LTE_Synth被致能、而WiFi频率合成器WiFi_Synth被禁能。如此一来，混频器1228可用以接收来自接收路径的信号，并且将接收到的信号降频转换至LTE模块所使用的频带。因此，LTE分集接收路径由LTE模块所使用。

图15显示根据本发明之另一实施例所述的WiFi与LTE模块的收发器的部分电路方块图。电路1510为WiFi模块的收发器的部分电路，并且可耦接至WiFi模块的基频处理装置(图未示)与传输噪声抑制装置1550。电路1520为LTE模块的收发器的部分电路，并且可耦接至LTE模块的基频处理装置1560与传输噪声抑制装置1550。电路1510可包括一WiFi接收路径，其包含串联耦接于天线ANT1与基频处理装置之间的带通滤波器1511、低噪声放大器(标示为LNA)1512、混频器1513、低通滤波器1514以及模拟至数字转换器(标示为ADC)1515。值得注意的是，WiFi传输路径因简略图标而未示于图中。

电路1520可包括一条LTE接收路径与一条LTE传送路径。LTE接收路径包含串联耦接于天线ANT2与基频处理装置1560之间的带通滤波器1521、低噪声放大器(标示为LNA)1522、混频器1523、低通滤波器1524以及模拟至数字转换器(标示为ADC)1525。LTE传送路径通过多任务器1531耦接至天线ANT2。LTE传送路径包含串联耦接于天线ANT2与基频处理装置1560之间的带通滤波器1532、功率放大器1533、低噪声放大器(标示为LNA)1534、混频器1535、低通滤波器1536以及数字至模拟转换器(标示为DAC)1537。此外，包括混频器1528、低通滤波器1529以及模拟至数字转换器1530的一参考路径1500可被采用，并且参考路径1500可耦接至传输噪声抑制装置1550以及电路1510与1520。此外，包含低噪声放大器1539的一耦接路径亦可耦接于功率放大器1533与参考路径上的混频器1528之间。

图15与图12类似，其差别在于包含于参考路径1500的混频器1528、低通滤波器1529与模拟至数字转换器1530并不属于LTE接收路径的一部分。此设计对于仅有一天线的WiFi模块是有帮助的。更具体地说，当LTE模块操作于上传模式而WiFi模块操作于下载模式时(即，情境2)，即将被传送的LTE上行链路信号(例如，功率放大器1533之输出)可通过由低噪声放大器1539与参考路径1500所形成的耦接路径被馈入传输噪声抑制装置1550，用以于其中进行传输噪声抑制。值得注意的是，混频器1528可根据由WiFi频率合成器WiFi_Synth所产生的震荡信号对LTE上行链路信号执行降频转换。

值得注意的是，以上所介绍的有参考基础的方法(即，方法1)与无参考基础的方法(即，方法2与3)均可应用于情境2以及如图15所示的架构，用以进行传输噪声抑制。因此，于情境2进行传输噪声抑制的相关描述类似于情境1，相关讨论可直接参考情境1的段落，并于此不再赘述。此外，值得注意的是，由于图15所示的架构与图12雷同，因此相似的组件符号代表相同或相似的组件，相关的描述便不再赘述。

在本发明的另一些实施例中，参考路径1500可属于电路1510与1520其中之一者，即，混频器1528、低通滤波器1529与模拟至数字转换器1530可为WiFi接收路径或LTE接收路径的一部分。换言之，通过一些简易的修改，本发明所提出的架构可被应用于具有任意数量的天线或接收路径的电路架构。此外，值得注意的是，当电路1510包含一个以上天线以及一个以上接收路径时，上述的架构亦可应用。例如，当WiFi模块之电路1510被配置多于一个天线(例如，支持多输入多输出(MIMO)的WiFi设计)时，通过耦接路径(例如噪声放大器1539)与参考路径1500所接收的LTE上行链路信号可与电路1510内的各接收路径进行配对，以形成多个对接收路径，用以实施以上所介绍的传输噪声消除方法。如此一来，实施传输噪声抑制并不会牺牲掉WiFi模块的分集增益(diversity gain)。

图13显示根据本发明之一实施例所述的于一通讯装置内应用借用天线机制以进行传输噪声消除的方法流程图。在本发明的实施例中，通讯装置内包含的第一无线电模块与第二无线电模块其中之一者可被用以消除由第二无线电模块所接收的下行链路信号内所包含的传输噪声，并且传输噪声于第一无线电模块处理即将被传送的上行链路信号时所产生。首先，如上所述，将第一无线电模块的一传送路径耦接至一混频器的输入端(步骤S1302)。接着，利用混频器将第一无线电模块的一传送信号降频转换至由第二无线电模块所使用的一频带，以产生一降频转换过的信号(步骤S1304)。最后，处理降频转换过的信号与由第二无线电模块所接收的下行链路信号，用以消除下行链路信号内所包含的传输噪声(步骤S1306)。其中，如图12及图15所示，步骤S1302中的混频器可以位于第一无线电模块的一接收路径上，或位于一额外的参考路径上。

图14显示根据本发明之一实施例所述的用以消除包含于下行链路信号内的传输噪声的方法流程图。在通过第一信号处理路径接收多个第一信号与通过第二信号处理路径接收多个第二信号后(步骤S1402)，根据第一信号与第二信号计算一滤波器的多个滤波器参数(步骤S1404)。接着，通过滤波器滤波第一信号，以得到多个滤波过的信号(步骤S1406)。最后，自滤波过的信号减去第二信号，以得到多个处理过的信号(步骤S1408)。

根据本发明的一实施例，当操作于下载模式的无线电模块被配置至少两天线时，第一信号与第二信号可以是操作于下载模式的无线电模块所接收到的下行链路信号(例如，分别由所述无线电模块之不同天线所接收到的信号)。然而，当操作于下载模式的无线电模块仅被配置一天线时，第一信号可以是由操作于下载模式的无线电模块所接收到的下行链路信号，而第二信号可以是由另一个操作于上传模式的无线电模块所要传送的上行链路信号的一部分(例如前述，应用于情境2的借用天线机制)。

值得注意的是，以上所介绍的有参考基础的方法(即，方法1)与无参考基础的方法(即，方法2与3)均可被应用于计算滤波器参数的步骤S1404中。因此，计算滤波器参数的详细内容便不再赘述。

本发明的上述实施例能够以多种方式执行，例如使用硬件、软件或其结合来执行。本领域技术人员应了解执行上述功能的任何组件或组件的集合可被视为一个或多个控制上述功能的处理器。此一个或多个处理器可以多种方式执行，例如通过指定硬件，或使用微码或软件来编程的通用硬件来执行上述功能。

在前面详细的描述中，通过参考本发明描述的特定实施例，本领域技术人员可以理解的是，在没有背离本发明的精神的情况下可以做出各种修改。且前面详细的描述以及附图应所述理解为是为了清楚的阐述发明，而不是作为本发明的限制。

Claims (12)

1.一种通讯装置，包括：

一第一无线电模块，用以提供一第一无线通信服务，并且依循一第一通讯协议与一第一通讯装置进行通讯；

一第二无线电模块，用以提供一第二无线通信服务，并且依循一第二通讯协议与一第二通讯装置进行通讯；以及

一传输噪声抑制装置，耦接于所述第一无线电模块与所述第二无线电模块其中至少之一者，用以处理由所述第一无线电模块所接收的多个下行链路信号，用以消除包含于所述多个下行链路信号的传输噪声，

其中所述传输噪声由所述第二无线电模块处理即将被传送的多个上行链路信号时所产生。

2.如权利要求1所述的通讯装置，其特征在于，当所述第一无线电模块正在接收所述多个下行链路信号，而同时所述第二无线电模块正在传送所述多个上行链路信号时，所述传输噪声是由所述第一无线电模块中的一个或多个天线所接收到的所述多个上行链路信号的一部分。

3.如权利要求1所述的通讯装置，其特征在于，所述传输噪声抑制装置包括：

一滤波器，耦接至用以接收多个第一下行链路信号的一第一路径，用以根据多个滤波器参数滤波所述多个第一下行链路信号，以得到多个滤波过的信号；

一参数估计器，耦接至所述滤波器，用以自所述第一路径接收所述多个第一下行链路信号以及自一第二路径接收多个第二下行链路信号，并且根据所述多个第一下行链路信号以及所述多个第二下行链路信号估计所述多个滤波器参数；以及

一减法器，耦接至所述滤波器，用以自所述多个滤波过的信号减去所述多个第二下行链路信号，以得到多个处理过的信号，

其中，于所述多个处理过的信号中，所述传输噪声被抑制。

4.如权利要求3所述的通讯装置，其特征在于，所述参数估计器更自所述第二无线电模块接收所述多个上行链路信号，并且根据所述多个第一下行链路信号、所述多个第二下行链路信号以及所述多个上行链路信号估计所述多个滤波器参数。

5.如权利要求3所述的通讯装置，其特征在于，所述多个第一下行链路信号为通过所述第一无线电模块的一第一天线所接收的所述多个下行链路信号，所述多个第二下行链路信号为通过所述第一无线电模块的一第二天线或通过一耦接路径所接收的所述多个下行链路信号。

6.如权利要求1所述的通讯装置，更包括：

一混频器，耦接至所述传输噪声抑制装置，用以根据震荡于所述第一无线电模块所使用的一第一频率的一第一信号执行降频转换，并且将降频转换后的结果提供给所述传输噪声抑制装置；以及

一耦接路径，耦接于所述第二无线电模块与所述混频器之间，用以将所述第二无线电模块的所述多个上行链路信号耦接至所述混频器。

7.一种用以消除传输噪声的方法，其特征在于，所述传输噪声包含于由一通讯装置内的一第一无线电模块与一第二无线电模块其中之一者所接收的多个下行链路信号中，并且所述传输噪声于所述第一无线电模块与所述第二无线电模块之另一者处理多个即将被传送的上行链路信号时所产生，所述方法包括：

接收多个第一信号与多个第二信号；

根据所述多个第一信号与所述多个第二信号计算一滤波器的多个滤波器参数；

通过所述滤波器滤波所述多个第一信号，以得到多个滤波过的信号；以及

自所述多个滤波过的信号减去所述多个第二信号，以得到多个处理过的信号，

其中所述多个第一信号与所述多个第二信号为分别通过所述第一无线电模块与所述第二无线电模块其中之一者的不同天线所接收的所述多个下行链路信号，或者，所述多个第一信号为由所述第一无线电模块与所述第二无线电模块其中之一者所接收的所述多个下行链路信号，而所述多个第二信号为由所述第一无线电模块与所述第二无线电模块之另一者所提供的所述多个上行链路信号的一部分，并且于所述多个处理过的信号中，所述传输噪声被抑制。

8.如权利要求7所述的用以消除传输噪声的方法，其特征在于，当所述第一无线电模块操作于下载模式用以接收所述多个下行链路信号而所述第二无线电模块操作于上传模式用以传送所述多个上行链路信号时，所述方法更包括：

自所述第二无线电模块接收所述多个上行链路信号；以及

根据所述多个第一信号、所述多个第二信号与所述多个上行链路信号计算所述多个滤波器参数。

9.一种通讯装置，包括：

一第一无线电模块，用以提供一第一无线通信服务，并且依循一第一通讯协议与一第一通讯装置进行通讯；以及

一第二无线电模块，用以提供一第二无线通信服务，并且依循一第二通讯协议与一第二通讯装置进行通讯，其中所述第一通讯协议与所述第二通讯协议不同，并且所述第一无线电模块的一传送信号通过一耦接路径被导入一降频电路，并且被降频转换至所述第二无线电模块所使用之一频带。

10.如权利要求9所述的通讯装置，其特征在于，一控制信号控制所述耦接路径耦接于一传送路径与所述降频电路的一输入端之间，并且当所述第一无线电模块处理多个即将被传送的上行链路信号，而所述第二无线电模块处理多个下行链路信号时，控制所述降频电路将所述传送信号被降频转换至所述第二无线电模块所使用之所述频带。

11.如权利要求9所述的通讯装置，其特征在于，所述降频电路包括一混频器，配置于所述第一无线电模块之外或配置于所述第一无线电模块之一接收路径上，用以将所述传送信号被降频转换至所述第二无线电模块所使用之所述频带。

12.一种用以消除传输噪声的方法，应用于包含一第一无线电模块与一第二无线电模块之一通讯装置，用以消除包含于由所述第二无线电模块所接收之多个下行链路信号内之传输噪声，其中所述传输噪声系于所述第一无线电模块处理多个即将被传送之上行链路信号时所产生，所述方法包括：

将所述第一无线电模块的一传送路径耦接至一降频转换电路；

将所述第一无线电模块的一传送信号降频转换至由所述第二无线电模块所使用的一频带，以产生一降频转换过的信号；以及

处理所述降频转换过的信号与由所述第二无线电模块所接收的所述多个下行链路信号，用以消除所述多个下行链路信号内所包含的传输噪声。

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