CN104243376B - 通信装置以及相关方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种通信装置，具有发送器路径和训练信号发生器。发送器路径被配置为发送一发送信号；以及在正常发送信号的同时，训练信号发生器在接收器频带中产生训练信号，并将所述训练信号注入到所述发送器路径；其中，所述训练信号被用于获得准确的信道估计，这样有助于抑制包含在所述通信装置的至少一个接收信号中的传输噪声，以及所述传输噪声是由所述发送器路径产生的。具体地，所述通信装置还包括接收器路径和传输噪声抑制装置，其中接收器路径被配置为处理接收信号；传输噪声抑制装置借助于上述的训练信号来抑制包含于接收信号中的传输噪声。本发明可增强传输噪声抑制/消除的性能。
Description
【技术领域】
本发明关于传输噪声抑制/消除，尤其关于一种将训练信号注入发送器路径用于传输噪声抑制/消除的通信装置以及相关方法。
【背景技术】
随着通信技术的进步，移动台(mobile station，MS)(其可被互换地称为用户设备(user equipment，UE))现在能够处理多种无线接入技术，例如GSM/GPRS/EDGE(全球移动通信系统/通用分组无线业务/增强型数据速率全球演进)、W-CDMA(宽带码分多址)、WiFi(无线保真)、LTE(长期演进)、诸如此类中的至少两个。一般来说，不同的无线接入技术工作在不同的频带。然而，其中一些可能仍然工作在与一个或多个其它无线接入技术的工作频带接近甚至重叠的频带上。
射频(RF)模块中的射频装置的非线性，可能会产生高阶调制(inter-modulation，IM)项并占据大范围的频带。例如，对于高输出功率，功率放大器(power amplifier，PA)通常可产生高阶调制项，其延伸到规定传输频带之外的部分被视为宽带噪声。因此，如果具有彼此接近或相互重叠的工作频带的两个射频模块被集成到一个通信装置，当一个发送上行链路信号而另一个接收下行链路信号时，可能会发生相互干扰，这是因为所发送的上行链路信号可能泄漏至接收射频模块的天线(即，被接收射频模块的天线捕获)。这些由功率放大器造成的调制项和宽带噪声合称为传输(TX)杂讯裙(skirt)(或TX噪声)。当两个射频模块集成到一个通信装置而被配置得彼此非常接近时，TX噪声问题变得更糟。
TX噪声在频分双工(FDD)模式和设备共存(in-device coexistence，IDC)情况下导致接收器的灵敏度严重降低，且通常需要双工器具有高隔离度。然而，使用双工器和SAW滤波器的纯模拟解决方案导致了高插入损耗以及潜在的高成本。通常情况下，每个工作频带需要一个双工器。因此，需要一种划算且高性能的噪声抑制/消除方案。
【发明内容】
有鉴于此，本发明提出一种使用训练信号注入到发送器路径以用于传输噪声抑制/消除的通信装置以及相关方法，以解决上述问题。
依据本发明的第一方面，提出一种示范性通信装置。该示范性通信装置包含：发送器路径，被配置为发送一发送信号；以及训练信号发生器，被配置为在接收器频带上产生训练信号，并将所述训练信号注入到所述发送器路径；其中，所述训练信号被用于抑制包含在所述通信装置的至少一个接收信号中由所述发送器路径产生的传输噪声。
依据本发明的第二方面，提出一种应用于通信装置的示范性方法。该示范性方法包含至少以下步骤：通过发送器路径发射发送信号；在接收器频带上产生训练信号；以及将所述训练信号注入到所述发送器路径；其中，所述训练信号被用于抑制包含在所述通信装置的至少一个接收信号中的传输噪声，以及所述传输噪声是由所述发送器路径产生的。
上述通信装置以及相关方法可增强传输噪声抑制/消除的性能。
【附图说明】
图1示出了根据本发明实施例的通信装置的方框图。
图2示出了根据本发明实施例的无线模块的方框图。
图3为根据本发明第一实施例的训练信号发生器的示意图。
图4为根据本发明第二实施例的训练信号发生器的示意图。
图5为根据本发明实施例的通信装置的一部分电路的示意图。
图6为根据本发明第一实施例的传输噪声抑制装置的示意图。
图7为根据本发明第二实施例的传输噪声抑制装置的示意图。
图8为根据本发明实施例的第一加速策略的示意图。
图9为根据本发明实施例的第二加速策略的示意图。
图10为根据本发明第三实施例的传输噪声抑制装置的示意图。
图11为根据本发明实施例的图10中传输噪声抑制装置1000所采用的自适应模式切换方案的流程图。
图12为根据本发明第四实施例的传输噪声抑制装置的示意图。
图13为根据本发明第五实施例的传输噪声抑制装置的示意图。
【具体实施方式】
在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的元件。本领域中技术人员应可理解，电子装置制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接到第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或通过其他装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。
本发明的概念是使用数字辅助的方法通过采样模拟辅助/参考路径的TX杂讯裙来抑制/消除数字域中的TX杂讯裙。更具体地，本发明提出了一种基于训练的传输噪声抑制/消除方法，其将接收器频带中的训练信号注入(inject)至发送器路径并通过提取辅助/参考路径中的训练信号作为参考来估计发送器路径和接收器路径之间的信道。除了在辅助/参考路径中的期望TX噪声参考外，由于辅助/参考路径的非线性，以及相互混频(reciprocal mixing)，在其上也可能产生不期望的TX噪声副本(copy)，从而限制了自适应滤波器的信道估计的准确性，因此降低了传输噪声抑制/消除性能。注入训练信号来创建一个明确的参考可以解决这个问题。训练信号和期望的TX噪声参考所经过的信道是相同(identical)的，并且训练信号与期望TX噪声参考以及其在主要接收器路径中的泄露副本是不相关的。因此，正确的信道可以由训练信号来估计。使用正确的信道的帮助下，主要接收器路径中泄漏的TX噪声由辅助/参考路径中的期望的TX噪声参考来抑制/消除。此外，所提出的基于训练的方法，没有频率位置的限制，以及只涉及到线性操作，该训练信号可以以高的品质被提取，并且由于训练信号不受传输限制可以不停的产生，从而支持不连续传输(discontinuous transmission，DTX)。此外，所提出的基于训练的方法适用于在两个芯片上的多个系统，因为训练信号的产生遵循一个固定的模式(pattern)且只需要一些适当的触发校准以实现同步。此外，由于有限的隔离，主要接收器路径和辅助/参考路径之间有可能存在串扰。串扰问题可以通过常规的线性去相关(decorrelation)方法、常规的非线性去相关方法或常规的独立分量分析(independent component analysis，ICA)方法来解决。然而，基于去相关的方法的性能随着信道长度的增加而降低，并且独立分量分析性能对于卷积信道来说相当差。相比这些常规方法，所提出的基于训练的方法无论信道长度如何都呈现一致的性能。所提出的基于训练的方法的进一步描述详见下文。
图1示出了根据本发明实施例的通信装置的方框图。通信装置100可包含至少两个无线模块(radio module)110和120和一个共存管理器140。无线模块110被配置为提供第一无线通信服务，并可按照第一协议与第一对等通信装置(例如，基站，接入点，等等)进行通信。无线模块120被配置为提供第二无线通信服务以及可按照第二协议与第二对等通信装置(例如，基站，接入点，等等)进行通信。每个无线模块110和120包含至少一个发送器路径(transmitter path)(即，上行链路路径)用于信号发送以及至少一个接收器路径(即，下行链路路径)用于信号接收。共存管理器140被耦接到无线模块110和120，并且被配置为管理所述无线模块110和120的收发操作之间的协调。
注意，在本发明的一些实施例中，通信装置100可以具有两个以上无线模块。在本发明的其它实施例中，共存管理器140可以被集成到无线模块110和120任何一个上。因此，图1中所示的体系结构仅仅是一个示例，并且本发明不应当被限制于此。还需要注意的是，在本发明的实施例中，无线模块110和120可以在不同的芯片上实现，或者可以被集成到一个芯片上，如SoC(片上系统)。
在本发明的实施例中，通信装置100可以是笔记本电脑、蜂窝电话、便携式游戏设备、便携式多媒体播放器、平板电脑、全球定位系统(GPS)接收器、个人数字助理(PDA)、或其他。此外，在本发明的实施例中，共同位于该通信装置的无线模块可以包含WiMAX模块、WiFi模块、蓝牙模块、2G/3G/4G或LTE模块、GSP模块、或其他，用于按照相应的协议提供相应的通信服务。
图2示出了根据本发明实施例的无线模块的方框图。无线模块200可以包含一个或多个天线201_1和201_2、无线收发器202、训练信号发生器(training signal generator)204、以及基带处理装置206。无线模块200可以被用来实现图1所示的无线模块110和120的一个或两个。请注意，虽然图2示出两个天线，应当理解的是，所述无线模块200可以仅具有一个天线(例如，共享天线)或者具有两个以上的天线。
无线收发器202可以经由天线201_1和201_2的一个或多个来接收无线射频信号，将接收到的信号转换为将由基带处理装置206处理的基带信号，或接收来自基带处理装置206的基带信号并将接收到的信号转换为要发送到对等通信装置的无线射频信号。无线收发器202可以包含多个执行射频转换所需的硬件设备。例如，无线收发器202可包含混频器，将基带信号与载波相乘，该载波在相应无线通信系统的射频频率振荡。基带处理装置206可进一步将基带信号转换为多个数字信号并处理这些数字信号，反之亦然。基带处理装置206可包含多个硬件装置以执行基带信号处理，诸如处理器208、传输噪声抑制装置(transmission noise suppression device)210(将在下面的段落进一步说明)，以及其它电路(未示出)。基带信号处理可以包含模数转换(ADC)/数模转换(DAC)、增益调整、调制/解调、编码/解码等。
注意，在本发明的一些实施例中，无线模块200可进一步包含另一处理器和存储装置，该处理器被配置在基带处理装置206之外，用于控制基带处理装置206和无线收发器202的操作，该存储装置(未示出)储存系统数据和程序代码。因此，本发明不应当被限定于图2的体系结构。进一步需要注意的是在本发明的一些实施例中，在相同的通信装置(例如通信装置100)中有可能实现一个或多个传输噪声抑制装置。当只有一个传输噪声抑制装置被配置在所述通信装置中时，所述传输噪声抑制装置可以被集成到其中一个无线模块的基带处理装置。另一方面，当有多个传输噪声抑制装置被配置在所述通信装置时，每一传输噪声抑制装置可以被集成到一个无线模块上。
在本实施例中，当无线收发器202的发送器是一个干扰发送器时，训练信号发生器204被配置为在一个可能被干扰的接收器(un-intended receiver)的接收(RX)频带处产生训练信号S(t)，其中所述干扰发送器和可能被干扰的接收器通常分别被称为干扰源(aggressor)和受干扰对象(victim)。在正常发送信号的同时，训练信号发生器204注入训练信号S(t)到干扰发送器所在的发送器路径。训练信号S(t)用来协助自适应滤波器的信道估计从而抑制包含在所述通信装置(例如，通信装置100)的至少一个接收信号中的传输噪声，其中，传输噪声由干扰发送器所在的操作发送器路径产生。或者说，训练信号S(t)被用于获得准确的信道估计，这样有助于抑制在接收信号中混有的正常发送信号通过所述发送路径产生的传输噪声。
图3为根据本发明第一实施例的训练信号发生器的示意图。图2所示的训练信号发生器204可以使用图3所示的训练信号发生器300来实现。训练信号发生器300具有串联连接的混频器302、可编程增益放大器(programmable gain amplifier，PGA)304、数模转换器(DAC)306、串行到并行转换器(serial-to-parallel，SP)308和伪噪声序列发生器(pseudonoise sequence generator)310(图中表示为PNGEN)，其中混频器302所使用的本振(LO)信号从频率合成器RX_Synth产生。从而，产生RX频带中的训练信号S(t)并被注入到发送器路径。具体地说，伪噪声序列发生器310被配置为产生伪噪声(pseudo noise，PN)序列作为训练数据，以及训练信号S(t)是基于PN序列而产生。可编程增益放大器304通过使用诸如相关性(correlation)技术来跟踪(track)主要路径的增益，并将RX频带中的训练信号S(t)的功率电平自适应地调整为低于主要路径中产生的TX噪声(例如，低于主要路径6分贝)。此外，训练信号发生器300的功率消耗低。特别是PN序列发生器310可以是1比特PN序列发生器(在这种情况下，SP308被旁路)，从而简化了训练信号发生器的硬件设计。
图4为根据本发明第二实施例的训练信号发生器的示意图。图2所示的训练信号发生器204可以使用图4所示的训练信号发生器400来实现。训练信号发生器400具有可编程增益放大器402、混频器403_1和403_2、除以2的除法器404、频率合成器(RX_Synth)405、滤波器406_1和406_2、DAC407_1和407_2、以及伪噪声序列发生器(PNGEN)408。训练信号S(t)是基于由PN序列发生器408(图中表示为PNGEN)所提供的PN序列而产生的。如图4所示，RX频带中的训练信号S(t)被注入到发送器路径401。同样地，PN序列发生器408可以由1比特PN序列发生器来实现，以简化训练信号发生器的硬件设计。在本实施例中，训练信号发生器400被连接到发送器路径401中功率放大器(PA)411之前的节点。训练信号发生器400也可被连接到发送器路径401中功率放大器411之后的节点。
图5为根据本发明实施例的通信装置的一部分电路的示意图。举例而言，接收器路径502和传输噪声抑制装置505可以位于一个无线模块(例如，通信装置100的无线模块110)中，以及发送器路径501、训练信号发生器504和基带处理装置506可以位于另一个无线模块(例如，通信装置100的无线模块120)中。在发送器路径501中，DAC521、滤波器522、混频器523、PA驱动放大器(driver amplifier，DRV)524、PA525、滤波器526、以及天线527串联连接，其中由混频器523接收的LO信号TX_LO从频率合成器(TX_Synth)528产生。在这个例子中，RX频带中的训练信号S(t)从训练信号发生器504产生并被注入到PA525和PA驱动放大器524之间的节点。在接收器路径502中，其为传输噪声抑制装置505的主要路径，天线511、滤波器512、低噪声放大器(LNA)513、混频器514、滤波器515、以及模数转换器(ADC)516为串联连接，其中由混频器514接收到的LO信号RX_LO是从频率合成器(RX_Synth)517产生。如图5所示，传输噪声抑制装置505的发送器路径501和参考路径503之间有一个耦合路径(即，回路路径)507。具体地说，参考路径503的输入信号是从PA525的输出信号导出(derive)的回路信号。在参考路径503中，滤波器535、低噪声放大器531、混频器532、滤波器533和ADC534为串联连接，其中混频器532还接收频率合成器(RX_Synth)517产生的相同的LO信号RX_LO。特别地，训练信号S(t)也基于相同的LO信号RX_LO而产生，如图3和图4所示的范例。因此，RX频带中的训练信号S(t)被注入到发送器路径501，然后通过回路耦合到参考路径503。
参考路径503输出参考信号X1(n)(其为数字信号)至传输噪声抑制装置505。主要路径(即，接收器路径502)输出接收信号X2(n)(其为数字信号)至传输噪声抑制装置505。传输噪声抑制装置505还从训练信号发生器504接收训练数据S(n)。例如，训练数据S(n)可以是从图3/图4所示的PNGEN310/408产生的PN序列。因此，传输噪声抑制装置505工作在数字域，以产生经过抑制/消除传输噪声的处理后信号Y(n)。基于训练的传输噪声抑制的进一步详情如下所述。
请参考图6，其为示出根据本发明第一实施例的传输噪声抑制装置的示意图。图5所示的传输噪声抑制装置505可以使用图6所示的示例性传输噪声抑制装置600来实现。在本实施例中，传输噪声抑制装置600采用基于训练的单路径传输噪声抑制/消除架构。如图6所示，传输噪声抑制装置600具有训练信号提取电路602、自适应滤波器604和减法器(即，加法器，执行数据减法)606。参考信号X1[n]包含由矩形指示的泄漏的接收信号(leakedreceiving signal)部分A1、由圆圈指示的传输噪声部分A2和由三角形指示的训练信号部分A3。由于接收器路径和发送器路径之间的干扰，接收信号X2[n]包含由矩形指示的期望接收信号部分B1、由圆圈指示的传输噪声部分B2和由三角形指示的训练信号部分B3。训练信号提取电路602被配置为接收训练数据S[n]与参考信号X1[n]，并根据训练数据S[n]，从参考信号X1[n]获得提取后的训练信号(extracted training signal)(标记为A3’)。例如，训练信号提取电路602基于训练数据S[n]与其在参考信号X1[n]中的相应部分A3之间的相关性来执行信道估计。因此，其中是一定长度(例如，L)的信道估计结果，以及是包含从时间n-L+1到n的训练信号的L个元素的向量。
自适应滤波器604被配置为根据提取后的训练信号和接收信号X2[n]来自适应地设置滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X1’[n]。减法器606被配置为从接收信号X2[n]减去滤波后信号X1’[n]，以获得处理后信号Y[n](标记为B1’)。训练信号提取和自适应滤波基本上原则上是相同的，它们之间的差别在于输出。例如，自适应滤波器604基于提取后的训练信号和接收信号X2[n]来执行信道估计，如此一来其中是信道估计结果，*表示卷积运算，是包含在接收信号X2[n]中的传输噪声部分B2，以及是包含在参考信号X1[n]中的传输噪声部分A2。滤波器参数(gk,k＝0,1…L-1，其中L是自适应滤波器604的阶数)是基于信道估计结果而设定。训练信号与传输噪声经过的信道是相同的。因此，其中Tr2是包含在接收信号X2[n]中的训练信号部分B3，以及Tr1是包含在参考信号X1[n]中的训练信号部分A3。这里要注意训练信号A3是由训练信号提取电路602的输出A3’近似(approximate)，以及实际的信道估计是基于X2[n]和A3’之间的相关性。另外，由于训练信号不依赖于Tx噪声以及期望接收信号，因此有效的相关性只存在于B3和A3’之间。其中，表示作为向量的信道响应，以及是一向量，包含与上至时间n的参考信号的信道长度相同数目的元素。因此消除/抑制传输噪声和训练信号后的信号Y[n]在减法器606的输出获得。由于训练信号提取电路602能够为自适应滤波器604创造“干净”的参考输入(即，标记为A3’)，因此可以获得准确的信道估计结果，这增强了传输噪声抑制/消除的性能。
当期望接收信号部分相较于训练信号部分和传输噪声部分比较大时，训练信号提取级将需要较长的处理时间，从而导致较慢的收敛速度。为了实现更快的收敛速度，本发明提出了使用基于训练的双路径传输噪声抑制/消除架构。请参考图7，其为根据本发明第二实施例的传输噪声抑制装置的示意图。传输噪声抑制装置505可以使用图7所示的示例性传输噪声抑制装置700来实现。传输噪声抑制装置700包含两个训练信号提取电路602和702、自适应滤波器704和减法器(即加法器，执行数据减法)606。因此，训练信号提取电路702被配置为接收训练数据S[n]和接收信号X2[n]，并根据训练数据S[n]，从接收信号X2[n]获得另一提取后的训练信号同样地，训练信号提取电路702基于训练数据S[n]和接收信号X2[n]来执行信道估计，如此一来其中是信道估计结果。
自适应滤波器704被配置为根据提取后的训练信号两者以及接收信号X2[n]来自适应地设置滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X1’[n]。同样，自适应滤波器704基于提取后的训练信号和接收信号X2[n]来执行信道估计，使得滤波器参数(gk,k＝0,1…L-1，其中L是自适应滤波器704的阶数)是基于信道估计结果而设定的。由于信道估计结果是基于两个提取后的训练信号和来确定，这样的对称两级布置导致了更快的收敛速度。减法器606被配置为从接收信号X2[n]减去滤波后信号X1’[n]，以获得处理后信号Y[n]。
在本发明的一些实施例中，传输噪声抑制装置还可以包含至少一个去相关器(decorrelator)实施于所述自适应滤波器中，以使被去相关的提取后的训练信号用于加速收敛。图8为根据本发明实施例的第一加速策略的示意图。在本实施例中，在传输噪声抑制装置800中包含了白化算子(whitening operator)802和804。在图8中，XTr表示提取后的训练信号，h表示要被估计的信道，以及RX表示接收信号。白化(白化算子802)和自适应滤波器g的组合为信道h的估计。提取后的训练信号XTr通过使用白化滤波器实现去相关。例如，提取后的训练信号XTr是相关的，并且其相关矩阵为P。对于协方差矩阵Rx＝PP*运用白化算法可以使D-0.5V*PP*VD0.5＝I，其中D和V表示训练信号的协方差矩阵的特征值(eigen-value)矩阵和特征向量(eigen-vector)矩阵。
白化滤波器执行复杂的矩阵操作，相关的硬件成本高。相比于白化算法，整形算法(shaping algorithm)更容易实现。图9为根据本发明实施例的第二加速策略的示意图。在本实施例中，传输噪声抑制装置900具有整形滤波器(shapingfilter)902和904，其中g是信道h的估计。提取后的训练信号的相关性使得特征值分散。因此，整形滤波器F用于对相关的训练信号去相关，以使协方差矩阵更具有对角性(more diagonal)。例如，应用到协方差矩阵Rx＝PP*的整形算法将使FPP*F*≈I。整形是白化的近似值。如果把整形滤波器放入矩阵，则它是一个托普利兹矩阵，每一行填充着整形滤波器的转移副本(shifted copy)。整形和白化之间的品质差异取决于托普利兹矩阵多大程度上能近似特征向量矩阵。
传输噪声抑制装置可以采用包含策略I和策略II的两种操作策略的其中之一。当应用策略I时，在提取级使用大的步长，以及在抑制/消除级使用小的步长。提取级大的步长导致提取快速收敛但产生较大的提取误差。抑制/消除级进一步降低提取误差，其中传输噪声抑制装置的等效步长等于提取级的步长与抑制/消除级的步长的乘积。当应用策略II时，在提取级使用小的步长，以及在抑制/消除级使用大的步长。提取级使用小的步长意味着它可能无法在给定的时间达到稳定状态。然而，至少在两个方面策略II比策略I工作地更好。自适应滤波器的性能更好，并且在抑制/消除级允许简单的操作。
对于使用基于训练的单路径传输噪声抑制/消除体系结构的传输噪声抑制装置600，仅策略I是适用的，因为如果使用策略II，当大的期望接收信号存在时，消除级的大的步长将导致差的自适应滤波器性能。因此，训练信号提取电路602被配置为采用第一步长，自适应滤波器604被配置为使用第二步长，并且第一步长大于第二个步长。此外，传输噪声抑制装置600被优选用于低RX信号电平以及功率节省。
关于使用基于训练的双路径传输噪声抑制/消除体系结构的传输噪声抑制装置700，其主要优点包含用于处理大(large)RX信号的速度提升，在给定时间限制的性能改进，以及在抑制/消除阶段允许较短的滤波器阶数(tap)。传输噪声抑制装置700可以使用策略I或策略II任何一个。通常传输噪声抑制装置700使用策略II会有较好的效果。因此，训练信号提取电路602被配置为采用第一步长，训练信号提取电路702被配置为使用第二步长，自适应滤波器704被配置为使用第三步长，并且第三步长大于第一步长和第二步长每一者。
相比于基于训练的双路径传输噪声抑制/消除模式，基于训练的单路径传输噪声抑制/消除模式更适合于RX信号较小的情况。相比于基于训练的单路径传输噪声抑制/消除模式，基于训练的双路径传输噪声抑制/消除模式更适合于RX信号较大的情况。为了实现优化的传输噪声抑制/消除性能，可以使用自适应模式切换方案。
请参考图10，其为示出根据本发明第三实施例的传输噪声抑制装置的示意图。图5所示的传输噪声抑制装置505可以使用图10所示的示例性传输噪声抑制装置1000来实现。传输噪声抑制装置1000被耦接到功率检测器1001，并具有对应于不同的传输噪声抑制配置的多个不同的硬件元件配置(例如，HW_1，HW_2，HW_3，HW_4)。举例来说而非限制，当硬件元件配置HW_1被启用(enable)时，传统的自适应噪声消除器(adaptive noise canceller，ANC)被启用；当硬件元件配置HW_2被启用时，所提出的基于训练的单路径噪声抑制/消除体系结构被启用；当硬件元件配置HW_3被启用时，所提出的基于训练的双路径噪声抑制/消除体系结构被启用；以及当硬件元件配置HW_4被启用时，没有传输噪声抑制/消除被启用(即传输噪音抑制/消除功能被关闭)。功率检测器1001被配置为估计接收器输入功率电平RX_Power。由于接收器输入功率电平RX_Power是时变的，传输噪声抑制装置1000可以根据接收器输入功率电平RX_Power，在不同的传输噪声抑制配置之间动态地切换。
请结合图11参考图10。图11为根据本发明实施例的传输噪声抑制装置1000所采用的自适应模式切换方案的流程图。如果结果大致相同，步骤不需要按图11所示的确切顺序来执行。在步骤1102中，接收器输入功率电平(RX_Power)与第一阈值TH1(例如，TH1＝-80dBm)进行比较。当RX_Power<TH1时，传输噪声抑制装置1000选择硬件元件配置HW_1，使得传统的自适应噪声消除器(ANC)被启用(步骤1103)。具体地讲，小的接收器输入功率电平意味着期望接收信号至参考路径的泄漏小，并且串扰问题不存在。当RX_Power≧TH1时，则流程进行到步骤1104。因此，接收器输入功率电平RX_Power与第二阈值TH2(例如，TH2＝-70dBm)进行比较。当TH1≦RX_Power<TH2时，传输噪声抑制装置1000选择硬件元件配置HW_2，这样一来，所提出的使用策略I的基于训练的单路径噪声抑制/消除架构被启用(步骤1105)。具体来说，对于某一范围的提取品质，相较于双路径模式，单路径模式提供了更好的信道估计品质。当RX_Power≧TH2时，则流程进行到步骤1106。因此，接收器输入功率电平RX_Power与第三阈值TH3(例如，TH3＝-40dBm)进行比较。当TH2≦RX_Power<TH3时，传输噪声抑制装置1000选择硬件元件配置HW_3，这样一来，所提出的使用策略II的基于训练的双路径噪声抑制/消除架构被启用(步骤1108)。具体地，在大的接收器输入功率的情况下，双模式比单路径模式收敛得更快。此外，可以执行可选的步长调整(步骤1107)。步长μ可以根据下面的公式进行调整：其中EMSE表示估计的均方误差，Tr代表跟踪(trace)，R是提取后的训练信号的协方差矩阵，以及σ2 Rx是接收信号的功率。当RX_Power≧TH3时，传输噪声抑制装置1000选择硬件元件配置HW_4，使得传输噪声抑制/消除功能处于关闭状态。应当指出的是，上述阈值可以针对不同的应用而被调整。
在上述实施例中，每个传输噪声抑制装置600和700应用传输噪声抑制到单个接收器路径上(即，单个主要路径)。在本发明的替代设计中，所提出的基于训练的噪声抑制方案可以容易地扩展到多个主要路径的接收器情况。
图12为根据本发明第四实施例的传输噪声抑制装置的示意图。在本实施例中，通信装置具有N个接收器路径，其是用于传输噪声抑制装置1200的主要路径。因此，传输噪声抑制装置1200分别从N个主要路径接收N个接收信号X21[n]-X2N[n]。传输噪声抑制装置1200采用上述基于训练的单路径噪声抑制/消除体系结构以将噪声抑制/消除应用至每个接收信号X21[n]-X2N[n]。如图12所示，传输噪声抑制装置1200包含训练信号提取电路1202、多个自适应滤波器1204_1-1204_N、以及多个减法器1206_1-1206_N。训练信号提取电路1202的操作与训练信号提取电路602的操作相同，它根据训练数据S[n]从参考信号X1[n]中将信号提取出来。每个自适应滤波器1204_1-1204_N的操作与自适应滤波器604的操作相同。应该注意的是，相同的提取后的训练信号和参考信号X1[n]被提供给所有的自适应滤波器1204_1-1204_N。因此，自适应滤波器1204_1根据提取后的训练信号和接收信号X21[n]，自适应设置它的滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X11’[n]。自适应滤波器1204_N根据提取后的训练信号和接收信号X2N[n]，自适应设置它的滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X1N’[n]。接着，减法器1206_1从接收信号X21[n]中减去滤波后信号X11’[n]以产生处理后信号Y1[n]；以及减法器1206_N从接收信号X2N[n]中减去滤波后信号X1N’[n]以产生处理后信号YN[n]。简单地说，当有N个接收器路径时，传输噪声抑制装置1200被配置为具有一个提取级和N个抑制/消除级。
图13为根据本发明第五实施例的传输噪声抑制装置的示意图。在本实施例中，通信装置具有N个接收器路径，其为用于传输噪声抑制装置1300的主要路径。因此，传输噪声抑制装置1300分别从N个主要路径接收N个接收信号X21[n]-X2N[n]。传输噪声抑制装置1300采用上述基于训练的双路径噪声抑制/消除体系结构将噪声抑制/消除应用至每个接收信号X21[n]-X2N[n]。如图13所示，传输噪声抑制装置1300包含多个训练信号提取电路1202和1302_1-1302_N、多个自适应滤波器1304_1-1304_N、以及多个减法器1206_1-1206_N。训练信号提取电路1202的操作与训练信号提取电路602的操作相同。它根据训练数据S[n]从参考信号X1[n]中将信号提取出来。此外，每一个训练信号提取电路1302_1-1302_N的操作与训练信号提取电路702的操作相同。它根据训练数据S[n]从接收信号X21[n]中将信号提取出来，以及根据训练数据S[n]从接收信号X2N[n]中将信号提取出来。每个自适应滤波器1304_1-1304_N的操作与自适应滤波器704的操作相同。应该注意的是，相同的提取后的训练信号和参考信号X1[n]被提供给所有的自适应滤波器1304_1-1304_N。因此，自适应滤波器1304_1根据两个提取后的训练信号和接收信号X21[n]自适应地设置它的滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X11’[n]。自适应滤波器1304_N根据两个提取后的训练信号和接收信号X2N[n]自适应地设置它的滤波器参数，并滤波参考信号X1[n]以产生滤波后信号X1N’[n]。接着，减法器1206_1从接收信号X21[n]中减去滤波后信号X11’[n]以产生处理后信号Y1[n]；以及减法器1206_N从接收信号X2N[n]中减去滤波后信号X1N’[n]以产生处理后信号YN[n]。简单地说，当有N个接收器路径时，传输噪声抑制装置1300被配置为具有(N+1)个提取级和N个抑制/消除级。
应当指出的是，上述传输噪声抑制装置600、700、1000、1200、1300仅用于说明，并且不意味着是本发明的限制。也就是说，在不脱离本发明的精神实质下修改这些示例性传输噪声抑制装置是可行的。换句话说，采用所提出的基于训练的传输噪音抑制/消除概念的任何通信装置都落入本发明的范围内。
本领域技术人员将很容易地观察到，在保留本发明教导的同时可对装置和方法作出许多修改和变动。因此，本发明的保护范围当以权利要求所界定者为准。
Claims (32)
1.一种通信装置，其特征在于，包含：
发送器路径，被配置为发送一发送信号；
训练信号发生器，被配置为在接收器频带上产生训练信号，并将所述训练信号注入到所述发送器路径；
参考路径，被配置为耦接于所述发送器路径中的功率放大器之后，接收从所述发送信号导出的回路信号，以及从所述回路信号获得参考信号；以及
传输噪声抑制装置，被配置为接收所述训练信号和从所述参考路径输出的所述参考信号，并根据所述训练信号从所述参考信号中获得提取后的训练信号，以及根据所述提取后的训练信号和至少一个接收信号来自适应地设置滤波器参数，以抑制包含在所述通信装置的至少一个接收信号中由所述发送器路径中的非线性导致的传输噪声。
2.如权利要求1所述的通信装置，其特征在于，所述训练信号发生器包含伪噪声序列发生器，被配置为产生伪噪声序列，其中所述训练信号基于所述伪噪声序列来产生。
3.如权利要求2所述的通信装置，其特征在于，所述伪噪声序列发生器是1比特伪噪声序列发生器。
4.如权利要求1所述的通信装置，其特征在于，还包含：
第一接收器路径，被配置为接收第一接收信号；
其中所述传输噪声抑制装置被配置为接收所述训练信号的训练数据，并且根据至少所述训练数据来处理所述第一接收信号，以抑制包含于所述第一接收信号中的传输噪声。
5.如权利要求4所述的通信装置，其特征在于，所述传输噪声抑制装置包含：
训练信号抽取电路，被配置为接收所述训练数据和从所述发送信号得到参考信号，以及根据所述训练数据从所述参考信号中获得提取后的训练信号；
第一自适应滤波器，被配置为根据所述提取后的训练信号和所述第一接收信号自适应地设置滤波器参数，并且滤波所述参考信号以产生第一滤波后信号；以及
第一减法器，被配置为从所述第一接收信号中减去所述第一滤波后信号以获得第一处理后信号。
6.如权利要求5所述的通信装置，其特征在于，传输噪声抑制装置还包含至少一个去相关器，使得所述提取后的训练信号去相关用于加速收敛。
7.如权利要求6所述的通信装置，其特征在于，所述至少一个去相关器包含白化算子或整形滤波器。
8.如权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述训练信号提取电路被配置为使用第一步长，所述第一自适应滤波器被配置为使用第二步长，并且所述第一步长大于所述第二步长。
9.如权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述通信装置还包含被配置为接收第二接收信号的第二接收器路径；以及传输噪声抑制装置还包含：
第二自适应滤波器，被配置为根据所述提取后的训练信号和所述第二接收信号自适应地设置滤波器参数，并滤波所述参考信号以产生第二滤波后信号；以及
第二减法器，被配置为从所述第二接收信号中减去所述第二滤波后信号，以获得第二处理后信号。
10.如权利要求4所述的通信装置，其特征在于，所述传输噪声抑制装置包含：
第一训练信号提取电路，被配置为接收所述训练数据和所述第一接收信号，并且根据所述训练数据从所述第一接收信号获得第一提取后的训练信号；
第二训练信号提取电路，被配置为接收所述训练数据和从所述发送信号得到的参考信号，以及根据所述训练数据从所述参考信号获得第二提取后的训练信号；
第一自适应滤波器，被配置为根据所述第一提取后的训练信号、所述第二提取后的训练信号和所述第一接收信号来设置滤波器参数，并且滤波所述参考信号以产生第一滤波后信号；以及
第一减法器，被配置为从所述第一接收信号中减去所述第一滤波后信号以获得第一处理后信号。
11.如权利要求10所述的通信装置，其特征在于，所述传输噪声抑制装置还包含至少一个去相关器，使所述提取后的训练信号去相关用于加速收敛。
12.如权利要求11所述的通信装置，其特征在于，所述至少一个去相关器包含白化算子或整形滤波器。
13.如权利要求10所述的通信装置，其特征在于，所述第一训练信号提取电路被配置为使用第一步长，所述第二训练信号提取电路被配置为使用第二步长，所述第一自适应滤波器被配置为使用第三步长，并且所述第三步长大于所述第一步长和所述第二步长每一者。
14.如权利要求10所述的通信装置，其特征在于，所述通信装置还包含被配置为接收第二接收信号的第二接收器路径；以及所述传输噪声抑制装置还包含：
第三训练信号提取电路，被配置为接收所述训练数据和所述第二接收信号，并根据所述训练数据从所述第二接收信号中获得第三提取后的训练信号；
第二自适应滤波器，被配置为根据所述第三提取后的训练信号、所述第二提取后的训练信号和所述第二接收信号来设置滤波器参数，并滤波所述参考信号以产生第二滤波后信号；以及
第二减法器，被配置为从所述第二接收信号中减去所述第二滤波后信号，以获得第二处理后信号。
15.如权利要求4所述的通信装置，其特征在于，所述传输噪声抑制装置支持多个传输噪声抑制配置，并根据接收器输入功率电平采用所述多个传输噪声抑制配置的其中之一。
16.如权利要求1所述的通信装置，其特征在于，当所述通信装置操作于连续传输模式时，所述训练信号发生器不断注入所述训练信号到所述发送器路径。
17.一种应用于通信装置的方法，其特征在于，包含：
通过发送器路径发送一发送信号；
在接收器频带上产生训练信号；
将所述训练信号注入到所述发送器路径中的功率放大器之后；
从所述发送信号导出回路信号，通过耦接于所述发送器路径的参考路径从所述回路信号获得参考信号；以及
根据所述训练信号从所述参考信号中获得提取后的训练信号，并根据所述提取后的训练信号和至少一个接收信号来自适应地设置滤波器参数，以用于抑制包含在所述通信装置的至少一个接收信号中的由所述发送器路径中的非线性导致的传输噪声。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，产生所述训练信号的步骤包含：
产生伪噪声序列；以及
根据所述伪噪声序列来产生所述训练信号。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述伪噪声序列是1比特伪噪声序列。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包含：
通过第一接收器路径接收第一接收信号；以及
通过接收所述训练信号的训练数据，并且根据至少所述训练数据来处理所述第一接收信号以抑制包含于所述第一接收信号中的传输噪声，执行传输噪声抑制。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，执行传输噪声抑制的步骤包含：
接收所述训练数据和从所述发送信号得到参考信号，以及根据所述训练数据从所述参考信号中获得提取后的训练信号；
根据所述提取后的训练信号和所述第一接收信号自适应地设置第一自适应滤波操作的滤波器参数，并且对所述参考信号执行所述第一自适应滤波操作以产生第一滤波后信号；以及
从所述第一接收信号中减去所述第一滤波后信号以获得第一处理后信号。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述第一自适应滤波操作包含去相关以用于加速所述第一自适应滤波操作的收敛。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述去相关包含白化或整形。
24.如权利要求21所述的方法，其特征在于，根据所述训练数据，使用第一步长来从所述参考信号中获得所述提取后的训练信号，所述第一自适应滤波操作被配置为使用第二步长，并且所述第一步长大于所述第二步长。
25.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包含：
通过第二接收器路径接收第二接收信号；
其中，执行所述传输噪声抑制的步骤还包含：
根据所述提取后的训练信号和所述第二接收信号自适应地设置第二自适应滤波操作的滤波器参数，并对所述参考信号执行所述第二自适应滤波操作以产生第二滤波后信号；以及
从所述第二接收信号中减去所述第二滤波后信号，以获得第二处理后信号。
26.如权利要求20所述的方法，其特征在于，执行所述传输噪声抑制的步骤还包含：
接收所述训练数据和所述第一接收信号，并且根据所述训练数据从所述第一接收信号获得第一提取后的训练信号；
接收所述训练数据和从所述发送信号得到的参考信号，以及根据所述训练数据从所述参考信号获得第二提取后的训练信号；
根据所述第一提取后的训练信号、所述第二提取后的训练信号和所述第一接收信号来设置第一自适应滤波操作的滤波器参数，并且对所述参考信号执行所述第一自适应滤波操作以产生第一滤波后信号；以及
从所述第一接收信号中减去所述第一滤波后信号以获得第一处理后信号。
27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，所述第一自适应滤波操作包含去相关以用于加速所述第一自适应滤波操作的收敛。
28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述去相关包含白化或整形。
29.如权利要求26所述的方法，其特征在于，根据所述训练数据，使用第一步长来从所述第一接收信号中获得所述第一提取后的训练信号，根据所述训练数据，使用第二步长来从所述参考信号中获得所述第二提取后的训练信号，所述第一自适应滤波器被配置为使用第三步长，并且所述第三步长大于所述第一步长和所述第二步长。
30.如权利要求26所述的方法，其特征在于，还包含：
通过第二接收器路径接收第二接收信号；
其中，执行所述传输噪声抑制的步骤还包含：
接收所述训练数据和所述第二接收信号，并根据所述训练数据从所述第二接收信号中获得第三提取后的训练信号；
根据所述第三提取后的训练信号、所述第二提取后的训练信号和所述第二接收信号来设置第二自适应滤波操作的滤波器参数，并对所述参考信号执行所述第二自适应滤波操作以产生第二滤波后信号；以及
从所述第二接收信号中减去所述第二滤波后信号，以获得第二处理后信号。
31.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述传输噪声抑制支持多个传输噪声抑制算法，并根据接收器输入功率电平采用所述多个传输噪声抑制算法的其中之一。
32.如权利要求17所述的方法，其特征在于，当所述通信装置操作于连续传输模式时，所述训练信号被不断注入到所述发送器路径。
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