CN105159391A - 一种电流源及利用所述电流源的振荡电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流源，其包括第一运算放大器，其正相输入端接收第一参考电压；修调电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端与地之间作为反馈电阻，所述修调电阻具有可调的电阻值大小；输出晶体管，所述输出晶体管的源极连接至第三参考电压，其漏极连接至所述第一运算放大器的反相输入端，并且其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端；以及匹配晶体管，其与所述输出晶体管相匹配并且所述匹配晶体管的源极连接至所述第三参考电压，其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端，从而在所述匹配晶体管的漏极提供所述电流源的电流，所述电流源的电流等于所述修调电阻上流经的电流。本发明还公开了利用上述电流源的振荡电路。

Description

一种电流源及利用所述电流源的振荡电路

技术领域

本发明涉及信号处理技术，尤其涉及一种电流源及利用所述电流源的振荡电路。

背景技术

在电路设计中，经常会采用外置的晶体振荡器(晶振)和内部的晶振电路来产生频率，其中晶振可以是例如精密地切割的石英晶体并用于产生原始的时钟频率，而晶振电路对该原始的时钟频率进行缩放以产生所需的时钟频率信号。随着电子电路应用中对体积、空间的要求越来越高，以及出于对成本控制的考虑，希望去掉外置的晶体振荡器，以减小PCB(印刷电路板)的体积和整个电子电路的成本。

因此，本领域需要设计一种不需要外置晶振的振荡电路。对于这些去掉外置晶振的应用，对于频率的要求一般都比较高，例如需要将频率信号在各种条件下的总漂移量控制在±1％以内，因此还希望设计一种不需要外置晶振的高精度振荡电路。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种振荡电路。该振荡电路不需要任何外置晶振，其采用内置稳压电路以减小电压系数，并且可以采用数字修调的方式修正CMOS工艺中RC偏差带来的频率绝对值上的误差，还可以进一步采用温度补偿得到零温度系数的电阻从而实现小温度系数的时钟频率信号。

本发明提供了一种电流源，其包括：第一运算放大器，其正相输入端接收第一参考电压；修调电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端与地之间作为反馈电阻，所述修调电阻具有可调的电阻值大小；输出晶体管，所述输出晶体管的源极连接至第三参考电压，其漏极连接至所述第一运算放大器的反相输入端，并且其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端；以及匹配晶体管，其与所述输出晶体管相匹配并且所述匹配晶体管的源极连接至所述第三参考电压，其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端，从而在所述匹配晶体管的漏极提供所述电流源的电流，所述电流源的电流等于所述修调电阻上流经的电流。

在一个实施例中，所述电流源还包括电流镜，其连接至所述匹配晶体管的漏极以将所述修调电阻上流经的电流进行镜像，从而提供所述电流源的电流。

在一个实施例中，所述电流源还包括串联的补偿电阻和电容，所述补偿电阻和电容跨接在所述输出晶体管的栅极和漏极之间以进行相位补偿。

在一个实施例中，所述修调电阻包括：多个串联电阻；以及开关阵列，所述开关阵列选择性地接通所述多个串联电阻以调节所述修调电阻的大小。

在一个实施例中，，所述多个串联电阻包括：多个串联的单元电阻，其中每个单元电阻包括串联的正温度系数电阻和负温度系数电阻，所述正温度系数电阻和负温度系数电阻对相应的单元电阻进行温度补偿。

在一个实施例中，每个单元电阻的一阶温度系数t_1-UNIT为：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}t_r1p+R_{0_TN}t_r1n＝0……(29)，

其中R_{0_TP}和R_{0_TN}分别为所述正温度系数电阻和负温度系数电阻在室温25℃的电阻值，t_r1p和t_r1n分别指一阶正温度系数和一阶负温度系数。

在一个实施例中，所述多个串联电阻包括：至少一个经过温度补偿的常数电阻，所述常数电阻总是接通的。

在一个实施例中，所述电流源的电流Iref为：

$I_{ref}=\frac{V_{ref1}}{R_T}\mathrm{......}\left(6\right),$

其中Vref1是所述第一参考电压，R_T是所述修调电阻的电阻值。

在一个实施例中，本发明提供了一种振荡电路，包括：

电流源，所述电流源包括第一运算放大器，其正相输入端接收第一参考电压；修调电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端与地之间作为反馈电阻，所述修调电阻具有可调的电阻值大小；输出晶体管，所述输出晶体管的源极连接至第三参考电压，其漏极连接至所述第一运算放大器的反相输入端，并且其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端；以及匹配晶体管，其与所述输出晶体管相匹配并且所述匹配晶体管的源极连接至所述第三参考电压，其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端，从而在所述匹配晶体管的漏极提供所述电流源的电流，所述电流源的电流等于所述修调电阻上流经的电流；

第一电容器，其第一端经由第一开关连接至第三参考电压并经由第二开关连接至所述电流源，所述第一电容器的第二端耦合接地；

第二电容器，其第一端经由第三开关连接至所述第三参考电压并经由第四开关连接至所述电流源，所述第二电容器的第二端耦合接地；

第一比较器，其将所述第一电容器上的电压与第二参考电压作比较并在所述第一电容器上的电压小于第二参考电压时产生第一触发信号；

第二比较器，其将所述第二电容器上的电压与所述第二参考电压作比较并在所述第二电容器上的电压小于第二参考电压时产生第二触发信号；以及

RS触发器，其接收所述第一触发信号和所述第二触发信号以产生时钟信号，并且所述RS触发器在接收到所述第一触发信号时闭合所述第一开关和第四开关且断开所述第二开关和第三开关，所述RS触发器在接收到所述第二触发信号时闭合所述第二开关和第三开关且断开所述第一开关和第四开关。

在一个实施例中，所述电流源还包括：电流镜，其连接至所述匹配晶体管的漏极以将所述修调电阻上流经的电流进行镜像，从而提供所述电流源的电流。

在一个实施例中，所述电流源还包括：串联的补偿电阻和电容，所述补偿电阻和电容跨接在所述输出晶体管的栅极和漏极之间以进行相位补偿。

在一个实施例中，所述修调电阻包括：多个串联电阻；以及开关阵列，所述开关阵列选择性地接通所述多个串联电阻以调节所述修调电阻的大小，从而补偿所述振荡电路产生的时钟信号的频率漂移误差。

在一个实施例中，所述多个串联电阻中接通的电阻增多，则所述振荡电路产生的时钟信号的频率减小；所述多个串联电阻中接通的电阻减少，则所述振荡电路产生的时钟信号的频率增大。

在一个实施例中，所述多个串联电阻包括：多个串联的单元电阻，其中每个单元电阻包括串联的正温度系数电阻和负温度系数电阻，所述正温度系数电阻和负温度系数电阻对相应的单元电阻进行温度补偿。

在一个实施例中，所述多个串联电阻包括：至少一个经过温度补偿的常数电阻，所述常数电阻总是接通的。

在一个实施例中，所述第一开关和第四开关闭合时，所述第三参考电压对所述第一电容器充电，并且所述第二电容器经由所述电流源放电；所述第二开关和第三开关闭合时，所述第三参考电压对所述第二电容器充电，并且所述第一电容器经由所述电流源放电。

在一个实施例中，所述振荡电路还包括：偏置电流产生模块，用于产生多个偏置电流；参考电压产生模块，用于根据所述多个偏置电流来产生所述第一参考电压、所述第二参考电压和所述第三参考电压。

在一个实施例中，所述参考电压产生模块包括：稳压电路，用于基于所述参考电压产生模块产生的第四参考电压来产生所述第三参考电压，所述第三参考电压大于所述第二参考电压。

在一个实施例中，所述稳压电路包括：第二运算放大器，其正相输入端接收所述第四参考电压；连接在所述第二运算放大器的反相输入端与地之间的第一反馈电阻；以及连接在所述第二运算放大器的反相输入端与输出端之间的第二反馈电阻，以在所述稳压电路的输出端产生所述第三参考电压。

在一个实施例中，所述第一参考电压、所述第二参考电压、以及所述第四参考电压彼此相等，并且所述第三参考电压大于所述第二参考电压。

在一个实施例中，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器分别是由晶体管形成的运算放大器。

在一个实施例中，所述电流源中的第一运算放大器由所述第三参考电压供电，以确保所述电流源产生的电流具有较小的电压系数。

在一个实施例中，所述第一电容器和所述第二电容器的电容相等。

在一个实施例中，所述第一开关和第三开关是PMOS晶体管，且所述第二开关和第四开关是NMOS晶体管。

在一个实施例中，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率f表示为：

$f=\frac{I_{ref}}{2\·C_T\·(V_{ref3}-V_{ref2})}\mathrm{......}\left(1\right),$

其中Iref是所述电流源的电流，所述第一电容器和所述第二电容器的电容皆为C_T，Vref2是所述第二参考电压，并且Vref3是所述第三参考电压。

在一个实施例中，所述参考电压产生模块包括多个晶体管，以分别根据所述偏置电流产生模块产生的偏置电流I_B来产生参考电压V_T：

$V_T=V_{GS}=\sqrt{\frac{2I_B}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{OX}{(W/L)}_n}}+V_{thn}\mathrm{......}\left(3\right),$

V_ref1＝V_ref2＝V_T……(4)，

其中V_GS是所述多个晶体管中每一者的栅源电压，μ_n是所述多个晶体管中每一者的载流子的迁移率，C_OX是所述多个晶体管中每一者的单位面积氧化层电容，(W/L)_n是所述多个晶体管中每一者的沟道宽长比，Vthn是指所述多个晶体管中每一者的阈值电压，Vref1是所述第一参考电压，Vref2是所述第二参考电压。

在一个实施例中，所述第三参考电压Vref3为：

$V_{ref3}=(1+\frac{R_2}{R_1})\·V_{BN2}=(1+\frac{R_2}{R_1})V_T=K\·V_T\mathrm{......}\left(5\right),$

其中R1为所述第一反馈电阻，R2为所述第二反馈电阻，V_BN2为所述第四参考电压，为比例系数，V_T是所述参考电压产生模块中的晶体管接收所述偏置电流产生模块产生的偏置电流从而在所述晶体管上产生的栅源电压。

在一个实施例中，所述电流源的电流Iref为：

$I_{ref}=\frac{V_{ref1}}{R_T}\mathrm{......}\left(6\right),$

其中Vref1是所述第一参考电压，R_T是所述修调电阻的电阻值。

在一个实施例中，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率f表示为：

$f=\frac{R_1}{2R_2}\·\frac{1}{R_T{C}_T}=k_R\·\frac{1}{R_T{C}_T}\mathrm{......}\left(9\right)$

其中R1为所述第一反馈电阻，R2为所述第二反馈电阻，所述第一电容器和所述第二电容器的电容皆为C_T，R_T是所述修调电阻的电阻值。

在一个实施例中，在工艺制程中所述修调电阻、所述第一电容器/第二电容器的偏移引起所述振荡电路产生的所述时钟信号有-30.6％～+56.2％的频率偏移，其中所述修调电阻每次通过将所述多个串联电阻中接通的电阻增多或减少一个来调节一步，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率的变化都在±-1％以内，并且所述修调电阻能修调-30.6％～+56.2％的频率偏移。

在一个实施例中，每个单元电阻的一阶温度系数t_1-UNIT为：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}t_r1p+R_{0_TN}t_r1n＝0……(29)，

其中R_{0_TP}和R_{0_TN}分别为所述正温度系数电阻和负温度系数电阻在室温25℃的电阻值，t_r1p和t_r1n分别指一阶正温度系数和一阶负温度系数。

在本发明中，电流源的电流大小能进行数字修调和温度补偿，从而在用于振荡电路时，能确保最终输出的时钟信号频率漂移在正负百分之一以内。

本发明设计的高精度振荡电路采用CMOS工艺制程，不需要任何外置晶振，可以完全被集成到系统芯片中，节省了系统成本。该振荡电路内置稳压电路可以支持在1.5V～3.6V宽范围的供电电压范围下保持很小的电压系数，采用电阻温度补偿的方法使得输出频率信号的温度系数小，各种因素综合影响下(包括温漂、电压变化)的频率漂移可以控制在±1％之内，特别适合低压、低功耗、低温票、高精度的应用，能代替很大一部分外置晶体振荡器的应用。

附图说明

图1示出根据本发明一实施例的振荡电路的框图。

图2示出了一种示例性的偏置电流产生模块的电路图。

图3示出了一种示例性的参考电压产生模块的电路图。

图4示出了根据本发明一实施例的参考电流产生模块的电路图。

图5示出了根据本发明一实施例的电阻阵列形式的修调电阻。

图6示出了根据本发明一实施例的电阻阵列形式的修调电阻的具体实施方式。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

图1示出根据本发明一实施例的振荡电路10的框图。该振荡电路10包括电流源40、电容器C1和C2、开关S1～S4、比较器101和102、反相器103和104、RS触发器106、以及反相器107。第一电容器C1的第一端经由第一开关S1连接至第三参考电压Vref3并经由第二开关S2连接至电流源40，第一电容器C1的第二端可耦合接地。第二电容器C2的第一端经由第三开关S3连接至第三参考电压Vref3并经由第四开关S4连接至电流源40，第二电容器C2的第二端可耦合接地。第一比较器101将第一电容器C1上的电压与第二参考电压Vref2作比较并在第一电容器C1上的电压小于第二参考电压Vref2时产生第一触发信号；第二比较器102将第二电容器C2上的电压与第二参考电压Vref2作比较并在第二电容器C2上的电压小于第二参考电压Vref2时产生第二触发信号。第一比较器101产生的第一触发信号经由反相器103反相后输入至RS触发器106的S输入端；第二比较器102产生的第二触发信号经由反相器104反相后输入至RS触发器106的R输入端，RS触发器106将产生输出信号Qp和输出信号Qn，其中信号Qp与信号Qn互补。输出信号Qn经反相器107反相后提供时钟信号Clk_Out，或者可以直接将输出信号Qp作为时钟信号Clk_Out。

信号Qn的互补信号(或者信号Qp)用于控制第一开关S1的闭合/断开，信号Qn用于控制第二开关S2的闭合/断开，信号Qp的互补信号(或者信号Qn)用于控制第三开关S3的闭合/断开，信号Qp用于控制第四开关S4的闭合/断开。例如，当信号Qn有效(例如高电平)时，第二开关S2和第三开关S3闭合而第一开关S1和第四开关S4断开；当信号Qp有效(例如高电平)时，第一开关S1和第四开关S4闭合而第二开关S2和第三开关S3断开。在一个实施例中，第一开关S1和第三开关S3可以是PMOS晶体管且第二开关S2和第四开关S4是NMOS晶体管。在这种情况下，第一开关S1和第二开关S2可直接由Qn信号控制，而第三开关S3和第四开关S4可直接由Qp信号控制。本领域技术人员可以理解，可以按需选择PMOS晶体管和NMOS晶体管及其连接方式而不脱离本发明的范围。

在工作中，当信号Qn有效时，第二开关S2和第三开关S3闭合而第一开关S1和第四开关S4断开，第三参考电压Vref3经第三开关S3对第二电容器C2进行快速充电直至Vref3并保持，第一电容器C1上的电压通过第二开关S2和电流源40匀速放电(放电电流为Iref)并且线性下降。当第一电容器C1上的电压下降到低于第二参考电压Vref2的时候，第一比较器101输出为低(第一触发信号)，经反相器103之后使RS触发器106翻转，从而信号Qn变为无效且信号Qp变为有效。当信号Qp有效时，第一开关S1和第四开关S4闭合而第二开关S2和第三开关S3断开，第三参考电压Vref3经第一开关S1对第一电容器C1进行快速充电直至Vref3并保持，第二电容器C2上的电压通过第四开关S4和电流源40匀速放电(放电电流为Iref)并且线性下降。当第二电容器C2上的电压下降到低于第二参考电压Vref2的时候，第二比较器102输出为低(第二触发信号)，经反相器104之后使RS触发器106翻转，从而信号Qp变为无效且信号Qn变为有效。当信号Qn有效时，第二开关S2和第三开关S3再次闭合而第一开关S1和第四开关S4再次断开，重复上面的过程。由此，RS触发器106的输出信号Qn反映了振荡电路10的充放电频率，并且输出信号Qn经反相器107反相之后产生时钟信号Clk_Out。在其他实现中，第二参考电压Vref2可连接至第一比较器101和第二比较器102的正输入端，而第一比较器101的负输入端接收第一电容器C1上的电压，第二比较器102的负输入端接收第二电容器C2上的电压，从而可以省略反相器103和104。

在一个实施例中，令C1＝C2＝C_T，则时钟信号Clk_Out的频率可以表示如下：

$f=\frac{I_{ref}}{2\·C_T\·(V_{ref3}-V_{ref2})}\mathrm{......}\left(1\right)$

根据各种实施例，电流源40可以是提供放电电流Iref的参考电流产生模块(Iref-Gen)。振荡电路10还可包括用于为各个电路元件提供所需偏置电流的偏置电流产生模块(Ibias-Gen)、以及用于产生参考电压Vref2和Vref3的参考电压产生模块(Vref-Gen)。以下描述偏置电流产生模块(Ibias-Gen)、参考电压产生模块(Vref-Gen)以及参考电流产生模块(Iref-Gen)的示例性实施方式。

图2示出了一种示例性的偏置电流产生模块(Ibias-Gen)20的电路图，其可采用Constan-Gm形式。晶体管M5～M9为该偏置电流产生模块20的启动电路。晶体管M1～M4产生偏置电流(PMOS晶体管M3与M4的沟道长宽比相等，个数一致为1:1；NMOS晶体管M1与M2的沟道长宽比相等，但是个数为m:1)，所产生的电流通过电流镜M10～M14来输出电流IB1～IB4，以提供振荡电路10内部所需的偏置电流。例如，所产生的偏置电流IB的大小可以表示如下：

$IB=\frac{2}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{OX}{(W/L)}_N}\·\frac{1}{R_0^2}\·{(1-\frac{1}{\sqrt{m}})}^2\mathrm{......}\left(2\right)$

这里μ_n是晶体管沟道中载流子的迁移率，C_OX是晶体管单位面积氧化层电容，(W/L)_N是M1、M2的沟道宽长比，m是M1与M2的个数比值。在图2的电路设计中，IB1＝IB2＝IB3＝IB4＝IB。应注意，图2仅是产生偏置电流的一种示例性实现，本领域技术人员可以采用任何其他合适的电路来提供所需偏置电流而不脱离本发明的范围。

图3示出了一种示例性的参考电压产生模块(Vref-Gen)30的电路图。图2中所示的偏置电流产生模块20产生的电流IB1～IB4输出到NMOS晶体管M21～M24，其中M21～M24沟道宽长比一致且个数相等，都采用的是二极管连接方式，从而产生相同大小的电压(假设用V_T表示)Vref1＝Vref2＝V_BN1＝V_BN2＝V_T，电压大小V_T可以表示如下：

$V_T=V_{GS}=\sqrt{\frac{2I_B}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{OX}{(W/L)}_n}}+V_{thn}\mathrm{......}\left(3\right)$

所以Vref1、Vref2可以表示为：

V_ref1＝V_ref2＝V_T……(4)

这里的I_B是指偏置电流产生模块20产生的电流，V_GS是晶体管M21～M24中每一者的栅源电压，μ_n是晶体管M21～M24中每一者的载流子的迁移率，C_OX是晶体管M21～M24中每一者的单位面积氧化层电容，(W/L)_n是晶体管M21～M24中每一者的沟道宽长比，Vthn是指晶体管M21～M24中每一者的阈值电压。

参考电压产生模块30进一步包括内部的稳压电路302，用于基于V_BN2来产生第三参考电压Vref3。在一个实施例中，稳压电路302包括运算放大器303，图3中示出了运算放大器303包括晶体管M25～M29作为示例，本领域技术人员也可以采用任何其他结构的运算放大器而不脱离本发明的范围。图3下方还示出了稳压电路302的等效电路图。运算放大器303的正相输入端(M26的栅极)接收V_BN2，反馈电阻R1连接在运算放大器303的反相输入端与地之间，反馈电阻R2连接在运算放大器303的反相输入端与输出端之间并在运算放大器303的输出端提供第三参考电压Vref3。运算放大器303的反相输入端的电压将等于其正相输入端的电压V_BN2，从而由于反馈电阻R1和反馈电阻R2的分压作用在运算放大器303的输出端产生第三参考电压Vref3。另外，R_C1、C_C1是补偿相位用的电阻电容，其跨接在输出晶体管M30的栅极和漏极之间以进行相位补偿，C3可对该稳压电路302产生的第三参考电压Vref3进行滤波，Vref3的大小可以表示如下，

$V_{ref3}=(1+\frac{R_2}{R_1})\·V_{BN2}=(1+\frac{R_2}{R_1})V_T=K\·V\mathrm{......}\left(5\right)$

这里的V_BN2＝V_T，V_T如式(3)所示，为比例系数。

如上所述，参考电压产生模块30可产生第一参考电压Vref1、第二参考电压Vref2、以及第三参考电压Vref3，其中第二参考电压Vref2和第三参考电压Vref3可以分别是图1中所示的振荡电路10所使用的第二参考电压Vref2和第三参考电压Vref3，并且第三参考电压Vref3大于第二参考电压Vref2。应注意，图3仅是产生参考电压的一种示例性实现，本领域技术人员可以采用任何其他合适的电路来提供所需参考电压而不脱离本发明的范围。

图4示出了根据本发明一实施例的参考电流产生模块(Iref-Gen)40的电路图。参考电流产生模块(Iref-Gen)40可用作图1中所示的电流源40。在一个实施例中，参考电流产生模块40包括运算放大器402，其可以类似于图3中所示的由晶体管M25～M29形成的运算放大器303，本领域技术人员也可以采用任何其他结构的运算放大器而不脱离本发明的范围。运算放大器402的正相输入端接收Vref1，修调电阻R_T连接在运算放大器402的反相输入端与地之间作为反馈电阻，由于运算放大器402的反相输入端的电压将等于其正相输入端的电压Vref1，从而实现将Vref1电压转换成电流的功能，然后通过个数均为1:1的晶体管M36、M37以及晶体管M38、M39组成的电流镜来对流经修调电阻R_T的电流进行镜像，产生振荡电路10所需要的放电电流Iref。例如，晶体管M36可以是输出晶体管，其源极连接至第三参考电压Vref3，其漏极连接至运算放大器402的反相输入端，并且其栅极连接至运算放大器402的输出端。由于晶体管M36与修调电阻R_T串联，因此晶体管M36上流经的电流等于修调电阻R_T上流经的电流。晶体管M37可以是匹配晶体管，其与晶体管M36相匹配(例如相同或相似)并且晶体管M37的源极连接至第三参考电压Vref3，其栅极连接至运算放大器402的输出端，从而在晶体管M37的漏极提供的电流等于晶体管M36上流经的电流，即等于修调电阻R_T上流经的电流。在可任选的实施例中，晶体管M38、M39组成的电流镜连接至晶体管M37的漏极以将修调电阻R_T上流经的电流进行镜像，从而提供该参考电流产生模块40的电流Iref。在如图1中所示的电路结构中，电流源40的电流可以是如图4中所示的电流镜提供的电流Iref。如果图1中将电压Vref2和Vref3互换，则电流源40的电流可以是在晶体管M37的漏极提供的输出电流，从而无需晶体管M38、M39组成的电流镜。在进一步实施例中，串联的补偿电阻R_C2和电容C_C2跨接在输出晶体管M36的栅极和漏极之间以进行相位补偿。

该参考电流产生模块40的供电电压采用图3中的参考电压产生模块30产生的参考电压Vref3，由于Vref3的电压与外部供电电源VDD无关，所以这里产生的放电电流Iref也与外部供电电源VDD无关，优化了Iref的电压系数。放电电流Iref的大小可以表示如下：

$I_{ref}=\frac{V_{ref1}}{R_T}\mathrm{......}\left(6\right)$

将式(4)代入式(6)中得到，

$I_{ref}=\frac{V_T}{R_T}\mathrm{......}\left(7\right)$

若将式(7)、(5)和(4)代入式(1)中，可以求得振荡电路10的频率为：

$\begin{array}{c}f=\frac{I_{ref}}{2\·C_T\·(V_{ref3}-V_{ref2})}\\ =\frac{\frac{V_T}{R_T}}{2\·C_T\·({\mathrm{KV}}_T-V_T)}=\frac{1}{2\·(K-1)\·R_T{C}_T}\end{array}\mathrm{......}\left(8\right)$

这里是图3所示的内部稳压电路比例系数且为常数，进一步将式(8)化简，

$f=\frac{R_1}{2R_2}\·\frac{1}{R_T{C}_T}=k_R\·\frac{1}{R_T{C}_T}\mathrm{......}\left(9\right)$

式(9)中前一项是图3所示的内部稳压电路的反馈电阻R1和R2的比值的1/2，是一个常数，所以振荡电路10的频率最终只与电阻R_T和电容C_T相关，与电源电压VDD无关，这样保证了振荡频率的电压系数。

现在大多数工艺制程中电阻和电容的偏差都控制在±20％以内，按照电阻电容±20％的工艺漂移范围可以根据式(9)推算出频率f的偏移量，假设电阻电容没有偏移时候对应的频率的典型值(typical值)为f_TYP，则频率的典型值f_TYP和工艺偏移引起的频率最大偏移量+Δf_max、-Δf_max可以表示如下，

$f_{TYP}=k_R\·\frac{1}{R_{T\_typ}{C}_{T\_typ}}\mathrm{......}\left(10\right)$

$-{\mathrm{\Δf}}_{max}=(\frac{1}{1.2\×1.2}-1)\·f_{TYP}\≈-30.6\%\·f_{TYP}\mathrm{......}\left(11\right)$

$+{\mathrm{\Δf}}_{max}=(\frac{1}{0.8\×0.8}-1)\·f_{TYP}\≈+56.2\%\·f_{TYP}\mathrm{......}\left(12\right)$

这里的R_{T_typ}、C_{T_typ}是指电阻R_T和电容C_T在正常工艺下没有偏移时的典型值。这种工艺制程引起频率的变化，我们可以通过修调来调整，设计中将上述电阻R_T和电容C_T两者偏移引起的-30.6％～+56.2％范围里的频率漂移误差，全部放在电阻R_T这里来修调，不再需要修调电容C_T，因为修调后的频率偏移量控制在±1％f_TYP以内，所设计的可以修调的电阻R_T，能使得每调节一步，频率的变化都在正负百分之一以内，即百分之二以内，并且修调电阻总的修调范围能涵盖整个工艺制程引起的频率偏移(如上述频率偏移-30.6％～+56.2％)，频率因为工艺等因素引起偏移之后，总能通过电阻R_T的修调使频率回到设计值的正负百分之一以内。

图5示出了根据本发明一实施例的电阻阵列形式的修调电阻R_T。为了使修调精度控制在±1％以内，可采用7位数字修调的方式(如图4和图5中的D<6:0>)来对因为电阻R_T和电容C_T大小偏移引起的频率绝对值偏差进行调节，除去默认的一步(开关B_m1为默认闭合)，还可以实现127步修调。在其他实施例中，可以实现不同的修调步数而不脱离本发明的范围。以下以127步修调为例进行说明。修调电阻R_T包括多个串联电阻R_UNIT以及开关阵列B₀～B₁₂₇，该开关阵列B₀～B₁₂₇中的任一个开关有效且其他开关无效将选择性地接通这多个串联电阻R_UNIT以调节修调电阻R_T的大小，从而补偿振荡电路10产生的时钟信号Clk_out的频率漂移误差。修调电阻R_T还可包括至少一个经过温度补偿的常数电阻R_{T_CST}，a和b两点之间的电阻就是电阻R_T的有效电阻值。

从式(11)和(12)可以看出电阻电容正向反向偏移20％，频率偏移的范围是不对称的。如图5中所示，假设将电阻调小的修调步数为m1步，将电阻调大的修调步数为m2步，每一步调节的电阻大小均相等，等于单元电阻R_UNIT，芯片流片出来还没有修调时候的电阻为Ry、电容为Cy，其中R_y＝R_{T_CST}+m1*R_NUIT(开关B_m1为默认闭合，其他开关B₀～B_m1-1、B_m1+1～B₁₂₇断开)，则有：

$R_y\&CenterDot;C_y=k_{RC}\&CenterDot;R_{T_{typ}}{C}_{T_{typ}}(0.64\&le;k_{RC}\&le;1.44)\mathrm{......}\left(13\right)$

这里k_RC表示电阻电容变化的系数，当K_RC＝1.44的时候，表示电阻电容同时偏移最大20％的情况，需将电阻修调m1步变到最小，将频率修调到等于f_TYP，用f_{y_m1}表示修调m1步后的频率，则修调后f_{y_m1}＝f_TYP，且

$f_{y\_m1}=k_R\&CenterDot;\frac{1}{(R_y-m_1\&CenterDot;R_{UNIT})\&CenterDot;C_y}=\frac{1}{(1-m_1\&CenterDot;\frac{R_{UNIT}}{R_y})}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

假设S表示每个修调的单元电阻所占修调前电阻Ry的比例。则代入上式，

$f_{y\_m1}=\frac{1}{(1-m_1\&CenterDot;S)}.\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}\mathrm{......}\left(14\right)$

f_{y_m1}＝f_TYP……(15)

联合(14)和(15)，以及k_RC＝1.44的条件可得：

$m_{1}S=1-\frac{1}{k_{RC}}=\mathrm{0.306......}\left(16\right)$

当k_RC＝0.64的时候，表示电阻电容同时偏移最小-20％的情况，需将电阻修调m2步变到最大，将频率修调到等于f_TYP，用f_{y_m2}表示修调m2步后的频率，则修调后f_{y_m2}＝f_TYP，同理可以推出：

$f_{y\_m2}=\frac{1}{(1+m_2\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}\mathrm{......}\left(17\right)$

f_{y_m2}＝f_TYP……(18)

联合(17)和(18)，以及k_RC＝0.64的条件可得：

$m_{2}S=\frac{1}{k_{RC}}-1=\mathrm{0.562......}\left(19\right)$

采用7位数字修调的方式，除去默认的一步，还有127步，所以

m₁+m₂＝127……(20)

联合式(16)、式(19)和式(20)，整理近似后可得：

$\left\{\begin{array}{c}S=0.7\%\\ m_1=45\\ m_2=82\end{array}\right.\mathrm{......}\left(21\right)$

将式(21)求得的值代入式(14)和式(17)中可以计算出，修调每一步电阻引起的频率的变化，看是否在频率变化允许的步长±1％以内的范围(即2％之内)，计算如下：

电阻要修调增大的情况：即 $R_y\&CenterDot;C_y=k_{RC}\&CenterDot;R_{T_{typ}}{C}_{T_{typ}}(0.64\&le;k_{RC}\&le;1)$

$f_{y0}=\frac{1}{(1+0\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

$f_{y1}=\frac{1}{(1+1\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1+0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

……

$f_{y81}=\frac{1}{(1+81\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1+81*0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

$f_{y82}=\frac{1}{(1+82\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1+82*0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

a.当k_RC＝1时

$\mathrm{\&Delta;}1=fy1-fy0=\frac{-0.7\%}{1+0.7\%}*f_{TYP}\&ap;-0.7\%*f_{TYP}$

$\mathrm{\&Delta;}82=fy82-fy81=\frac{-0.7\%}{(1+82*0.7\%)(1+81*0.7\%)}*f_{TYP}\&ap;-0.283\%*f_{TYP}$

b.当k_RC＝0.64时

$\mathrm{\&Delta;}1=fy1-fy0=\frac{-0.7\%}{1+0.7\%}*\frac{1}{k_{RC}}*f_{TYP}\&ap;\frac{-0.7\%}{0.64}*f_{TYP}=-1.1\%*f_{TYP}$

$\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}82=fy82-fy81=\frac{-0.7\%}{(1+82*0.7\%)(1+81*0.7\%)}*\frac{1}{0.64}*f_{TYP}\\ =-0.443\%*f_{TYP}\end{array}$

电阻要修调减小的情况：即 $R_y\&CenterDot;C_y=k_{RC}\&CenterDot;R_{T_{typ}}{C}_{T_{typ}}(1\&le;k_{RC}\&le;1.44)$

$f_{y0}=\frac{1}{(1-0\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

$f_{y1}=\frac{1}{(1-1\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1-0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

……

$f_{y44}=\frac{1}{(1-44\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1-44*0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

$f_{y45}=\frac{1}{(1-45\&CenterDot;S)}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}=\frac{1}{1-45*0.7\%}\&CenterDot;\frac{1}{k_{RC}}\&CenterDot;f_{TYP}$

a.当k_RC＝1时

$\mathrm{\&Delta;}1=fy1-fy0=\frac{0.7\%}{1-0.7\%}*f_{TYP}=0.705\%*f_{TYP}$

$\mathrm{\&Delta;}45=fy45-fy44=\frac{0.7\%}{(1-45*0.7\%)(1-44*0.7\%)}*f_{TYP}\&ap;1.477\%*f_{TYP}$

b当k_RC＝144时

$\mathrm{\&Delta;}1=fy1-fy0=\frac{0.7\%}{1+0.7\%}*\frac{1}{k_{RC}}*f_{TYP}\&ap;\frac{0.705\%}{1.44}*f_{TYP}=0.49\%*f_{TYP}$

$\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}45=fy45-fy44=\frac{0.7\%}{(1-45*0.7\%)(1-44*0.7\%)}*\frac{1}{1.44}*f_{TYP}\\ =1.03\%*f_{TYP}\end{array}$

由上面的推算可以看出，每一步修调引起的频率变化绝对值都在2％*f_TYP之内，并且还有一定的余量。

虽然上面描述了采用7位数字修调从而进行127步修调，但在实践中可以按需采取其他修调步数。应理解，只要修调步数足够，就能确保每一步修调引起的频率变化绝对值都在要求的变化幅度(例如，2％*f_TYP或其他变化幅度)之内。

图6示出了根据本发明一实施例的电阻阵列形式的修调电阻R_T的具体实施方式。图6中输入的7位数字修调控制位D<6:0>经过7位到128位的编码后，输出B₁₂₇～B₀共128个开关控制信号，B₁₂₇～B₀控制信号高电平有效(对应的开关闭合导通)。a和b两点之间的电阻就是图4中所需的修调电阻R_T，其中R_{T_CST}是一个经过温度补偿的不用修调的常数电阻，电阻R_T0～R_T127是128个经过温度补偿的用来修调的电阻，B₀～B₁₂₇是相应的开关控制信号。

为了匹配和电阻工艺版图实现更简单，图6中的电阻都采用单元电阻R_UNIT设计，各电阻大小设计如式(22)和(23)所示。图6中128个编码后的开关控制信号默认是B₄₅有效(为高电平)，其他开关控制信号均为低电平(对应开关断开)，根据图6所示，

R_T0＝…＝R_Tn…＝R_T127＝R_UNIT……(22)

R_{T_CST}＝m·R_UNIT……(23)

$R_y=R_{T\_CST}+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{n=45}{R}_{Tn}=(m+46)R_{UNIT}\mathrm{......}\left(24\right)$

根据式(14)中的定义，以及式(21)中S＝0.7％的结果，可以计算出R_{T_CST}＝m·R_UNIT中m的大小，从而知道R_{T_CST}的大小，即：

$S=\frac{R_{UNIT}}{R_y}=\frac{R_{UNIT}}{(m+46)R_{UNIT}}=\frac{1}{m+46}=0.7\%,$

计算出m＝97，表示电阻R_{T_CST}由97个单元电阻R_UNIT串联而成。

修调电阻R _T 温度特性的设计

在进一步的实施例中，为了减小电阻电容器件的温漂引起频率的温度漂移，振荡电路10可采用正温度系数和负温度系数电阻组合的方式对电阻R_T进行温度补偿。电阻R_T的温度补偿如图6中虚线框内所示，每个单元电阻R_UNIT都采用一个负温度系数的R_TN电阻和一个正温度系数的电阻R_TP串联组成方式来实现零温度系数的功能。

集成电路内部的电阻和电容的温度特性，一般采用一阶和二阶温度系数来表示，三阶以及更高阶的温度系数数量级很小，可以忽略不计，采用一阶和二阶温度系数表示的电阻R_temp、电容C_temp可以表示如下：

C_temp＝C₀·[1+t_C1(T-T₀)+t_C2(T-T₀)²]……(25)

R_temp＝R₀·[1+t_r1(T-T₀)+t_r2(T-T₀)²]……(26)

这里的C₀、R₀分别是指室温(例如，+25℃)下的电容值、电阻值；t_C1和t_C2是指电容的一阶和二阶温度系数；t_r1和t_r2是指电阻的一阶和二阶温度系数；T是指温度，T₀是指室温，一般为25℃。对于常用的CMOS工艺，电容的一阶温度系数t_C1数量级一般在10^-5量级，二阶温度系数t_C2数量级一般在10^-8量级，在温度T围绕室温T₀上下变化±50℃时，引起的电容变化在千分之几以下的级别，这样的电容变化引起频率变化远远小于目标精度±1％，所以电容的温度系数可以忽略不计。常用CMOS工艺的电阻的一阶温度系数t_r1数量级一般在10^-3量级，二阶温度系数t_r2数量级一般在10^-6～10^-8量级，在温度T围绕室温T₀上下变化±50℃，电阻一阶温度系数t_r1引起的电阻变化在百分之几以上的级别，由此引起的频率变化超出目标精度±1％，电阻二阶温度系数t_r2引起的电容变化在千分之几以下的级别，对频率的影响相对较小，所以电阻的温度系数需要考虑，并且主要是一阶温度系数的影响，采用正温度系数电阻R_TP和负温度系数电阻R_TN相加的方法可以将电阻进行一阶线性温度补偿，将上述影响消除。

R_TP＝R_{0_TP}·[1+t_r1p(T-T₀)+t_r2p(T-T₀)²]

R_TN＝R_{0_TN}·[1+t_r1n(T-T₀)+t_r2n(T-T₀)²]

$\begin{array}{c}{R}_{UNIT}=R_{TP}+R_{TN}\\ =(R_{0\_TP}+R_{0\_TN})+(R_{0\_TP}{t}_{r1p}+R_{0\_TN}{t}_{r1n})(T-T_0)\\ +(R_{0\_TP}{t}_{r2p}+R_{0\_TN}{t}_{r2n}){(T-T_0)}^2\end{array}$

这样补偿后的R_UNIT一阶温度系数为：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}t_r1p+R_{0_TN}t_r1n……(27)

这样补偿后的R_UNIT二阶温度系数为：

t_2-UNIT＝R_{0_TP}t_r2p+R_{0_TN}t_r2n……(28)

这里的R_{0_TP}和R_{0_TN}为电阻在室温(例如，25℃)的电阻值，t_r1p和t_r2p指一阶和二阶正温度系数，t_r1p为正数，t_r2p可正可负；t_r1n和t_r2n指一阶和二阶负温度系数，t_r1n为负数，t_r2n可正可负。如上所述，根据电阻一阶温度系数和二阶温度系数的数量级，主要是对电阻影响较大的一阶温度系数进行补偿，一阶温度系数温度补偿就是将温度的一阶系数设计为零，即：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}t_r1p+R_{0_TN}t_r1n＝0……(29)

将式(29)代入式(28)中，二阶温度系数为

$t_{2-UNIT}=-\frac{R_{0_{TN}}{t}_{r1n}}{t_{r1p}}{t}_{r2p}+R_{0_{TN}}{t}_{r2n}=R_{0_{TN}}(t_{r2n}-\frac{t_{r1n}}{t_{r1p}}{t}_{r2p})\mathrm{......}\left(30\right)$

电阻R_UNIT的温度系数经过一阶补偿后，虽然二阶系数依然存在，但是二阶温度系数t_2-UNIT仍然会维持在10^-6～10^-8量级，补偿后的电阻温度系数基本上只受二阶影响了，二阶温度系数引起的电阻变化在千分之几以下的级别，对频率的影响较小。这样满足式(29)后的经过一阶温度系数补偿的电阻随温度的漂移将大大减小，电阻的温度引起的变化在千分之几，将电阻的漂移再放入式(9)中考虑，这样温度引起的频率的漂移就会比较小，也在千分之几以下的量级。

有益效果

本发明设计的高精度振荡电路不需要任何外置晶振，可以完全被集成到系统芯片中，节省了系统成本。该振荡电路内置稳压电路可以支持在宽范围的供电电压范围下保持很小的电压系数，采用电阻温度补偿的方法使得输出频率信号的温度系数小，各种因素综合影响下(包括温漂、电压变化)的频率漂移可以控制在±1％之内，特别适合低压、低功耗、低温票、高精度的应用，能代替很大一部分外置晶体振荡器的应用。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (31)

1.一种电流源，其特征在于，包括：

第一运算放大器，其正相输入端接收第一参考电压；

修调电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端与地之间作为反馈电阻，所述修调电阻具有可调的电阻值大小；

输出晶体管，所述输出晶体管的源极连接至第三参考电压，其漏极连接至所述第一运算放大器的反相输入端，并且其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端；以及

匹配晶体管，其与所述输出晶体管相匹配并且所述匹配晶体管的源极连接至所述第三参考电压，其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端，从而在所述匹配晶体管的漏极提供所述电流源的电流，所述电流源的电流等于所述修调电阻上流经的电流。

2.如权利要求1所述的电流源，其特征在于，所述电流源还包括：

电流镜，其连接至所述匹配晶体管的漏极以将所述修调电阻上流经的电流进行镜像，从而提供所述电流源的电流。

3.如权利要求1所述的电流源，其特征在于，所述电流源还包括：

串联的补偿电阻和电容，所述补偿电阻和电容跨接在所述输出晶体管的栅极和漏极之间以进行相位补偿。

4.如权利要求1所述的电流源，其特征在于，所述修调电阻包括：

多个串联电阻；以及

开关阵列，所述开关阵列选择性地接通所述多个串联电阻以调节所述修调电阻的大小。

5.如权利要求4所述的电流源，其特征在于，所述多个串联电阻包括：

多个串联的单元电阻，其中每个单元电阻包括串联的正温度系数电阻和负温度系数电阻，所述正温度系数电阻和负温度系数电阻对相应的单元电阻进行温度补偿。

6.如权利要求5所述的电流源，其特征在于，每个单元电阻的一阶温度系数t_1-UNIT为：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}y_r1p+R_{0_TN}t_r1n＝0，

其中R_{0_TP}和R_{0_TN}分别为所述正温度系数电阻和负温度系数电阻在室温25℃的电阻值，t_r1p和t_r1n分别指一阶正温度系数和一阶负温度系数。

7.如权利要求4所述的电流源，其特征在于，所述多个串联电阻包括：

至少一个经过温度补偿的常数电阻，所述常数电阻总是接通的。

8.如权利要求1所述的电流源，其特征在于，所述电流源的电流Iref为：

$I_{ref}=\frac{V_{ref1}}{R_T},$

其中Vref1是所述第一参考电压，R_T是所述修调电阻的电阻值。

9.一种振荡电路，其特征在于，包括：

电流源，所述电流源包括第一运算放大器，其正相输入端接收第一参考电压；修调电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端与地之间作为反馈电阻，所述修调电阻具有可调的电阻值大小；输出晶体管，所述输出晶体管的源极连接至第三参考电压，其漏极连接至所述第一运算放大器的反相输入端，并且其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端；以及匹配晶体管，其与所述输出晶体管相匹配并且所述匹配晶体管的源极连接至所述第三参考电压，其栅极连接至所述第一运算放大器的输出端，从而在所述匹配晶体管的漏极提供所述电流源的电流，所述电流源的电流等于所述修调电阻上流经的电流；

第一电容器，其第一端经由第一开关连接至第三参考电压并经由第二开关连接至所述电流源，所述第一电容器的第二端耦合接地；

第二电容器，其第一端经由第三开关连接至所述第三参考电压并经由第四开关连接至所述电流源，所述第二电容器的第二端耦合接地；

第一比较器，其将所述第一电容器上的电压与第二参考电压作比较并在所述第一电容器上的电压小于第二参考电压时产生第一触发信号；

第二比较器，其将所述第二电容器上的电压与所述第二参考电压作比较并在所述第二电容器上的电压小于第二参考电压时产生第二触发信号；以及

RS触发器，其接收所述第一触发信号和所述第二触发信号以产生时钟信号，并且所述RS触发器在接收到所述第一触发信号时闭合所述第一开关和第四开关且断开所述第二开关和第三开关，所述RS触发器在接收到所述第二触发信号时闭合所述第二开关和第三开关且断开所述第一开关和第四开关。

10.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述电流源还包括：

电流镜，其连接至所述匹配晶体管的漏极以将所述修调电阻上流经的电流进行镜像，从而提供所述电流源的电流。

11.如权利要求10所述的振荡电路，其特征在于，所述电流源还包括：

串联的补偿电阻和电容，所述补偿电阻和电容跨接在所述输出晶体管的栅极和漏极之间以进行相位补偿。

12.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述修调电阻包括：

多个串联电阻；以及

开关阵列，所述开关阵列选择性地接通所述多个串联电阻以调节所述修调电阻的大小，从而补偿所述振荡电路产生的时钟信号的频率漂移误差。

13.如权利要求12所述的振荡电路，其特征在于，所述多个串联电阻中接通的电阻增多，则所述振荡电路产生的时钟信号的频率减小；所述多个串联电阻中接通的电阻减少，则所述振荡电路产生的时钟信号的频率增大。

14.如权利要求12所述的振荡电路，其特征在于，所述多个串联电阻包括：

多个串联的单元电阻，其中每个单元电阻包括串联的正温度系数电阻和负温度系数电阻，所述正温度系数电阻和负温度系数电阻对相应的单元电阻进行温度补偿。

15.如权利要求12所述的振荡电路，其特征在于，所述多个串联电阻包括：

至少一个经过温度补偿的常数电阻，所述常数电阻总是接通的。

16.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述第一开关和第四开关闭合时，所述第三参考电压对所述第一电容器充电，并且所述第二电容器经由所述电流源放电；所述第二开关和第三开关闭合时，所述第三参考电压对所述第二电容器充电，并且所述第一电容器经由所述电流源放电。

17.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，还包括：

偏置电流产生模块，用于产生多个偏置电流；

参考电压产生模块，用于根据所述多个偏置电流来产生所述第一参考电压、所述第二参考电压和所述第三参考电压。

18.如权利要求17所述的振荡电路，其特征在于，所述参考电压产生模块包括：

稳压电路，用于基于所述参考电压产生模块产生的第四参考电压来产生所述第三参考电压，所述第三参考电压大于所述第二参考电压。

19.如权利要求18所述的振荡电路，其特征在于，所述稳压电路包括：

第二运算放大器，其正相输入端接收所述第四参考电压；

连接在所述第二运算放大器的反相输入端与地之间的第一反馈电阻；以及

连接在所述第二运算放大器的反相输入端与输出端之间的第二反馈电阻，以在所述稳压电路的输出端产生所述第三参考电压。

20.如权利要求19所述的振荡电路，其特征在于，所述第一参考电压、所述第二参考电压、以及所述第四参考电压彼此相等，并且所述第三参考电压大于所述第二参考电压。

21.如权利要求19所述的振荡电路，其特征在于，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器分别是由晶体管形成的运算放大器。

22.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述电流源中的第一运算放大器由所述第三参考电压供电，以确保所述电流源产生的电流具有较小的电压系数。

23.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述第一电容器和所述第二电容器的电容相等。

24.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述第一开关和第三开关是PMOS晶体管，且所述第二开关和第四开关是NMOS晶体管。

25.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率f表示为：

$f=\frac{I_{ref}}{2\&CenterDot;C_T\&CenterDot;(V_{ref3}-V_{ref2})},$

其中Iref是所述电流源的电流，所述第一电容器和所述第二电容器的电容皆为C_T，Vref2是所述第二参考电压，并且Vref3是所述第三参考电压。

26.如权利要求17所述的振荡电路，其特征在于，所述参考电压产生模块包括多个晶体管，以分别根据所述偏置电流产生模块产生的偏置电流I_B来产生参考电压V_T：

$V_T=V_{GS}=\sqrt{\frac{2I_B}{{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{OX}{(W/L)}_n}}+V_{thn},$

V_ref1＝V_ref2＝V_T，

其中V_GS是所述多个晶体管中每一者的栅源电压，μ_n是所述多个晶体管中每一者的载流子的迁移率，C_OX是所述多个晶体管中每一者的单位面积氧化层电容，(W/L)_n是所述多个晶体管中每一者的沟道宽长比，Vthn是指所述多个晶体管中每一者的阈值电压，Vref1是所述第一参考电压，Vref2是所述第二参考电压。

27.如权利要求19所述的振荡电路，其特征在于，所述第三参考电压Vref3为：

$V_{ref3}=(1+\frac{R_2}{R_1})\&CenterDot;V_{BN2}=(1+\frac{R_2}{R_1})V_T=K\&CenterDot;V_T,$

其中R1为所述第一反馈电阻，R2为所述第二反馈电阻，V_BN2为所述第四参考电压，为比例系数，V_T是所述参考电压产生模块中的晶体管接收所述偏置电流产生模块产生的偏置电流从而在所述晶体管上产生的栅源电压。

28.如权利要求9所述的振荡电路，其特征在于，所述电流源的电流Iref为：

$I_{ref}=\frac{V_{ref1}}{R_T},$

其中Vref1是所述第一参考电压，R_T是所述修调电阻的电阻值。

29.如权利要求19所述的振荡电路，其特征在于，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率f表示为：

$f=\frac{R_1}{2R_2}.\frac{1}{R_T{C}_T}=k_R.\frac{1}{R_T{C}_T},$

其中R1为所述第一反馈电阻，R2为所述第二反馈电阻，所述第一电容器和所述第二电容器的电容皆为C_T，R_T是所述修调电阻的电阻值。

30.如权利要求12所述的振荡电路，其特征在于，在工艺制程中所述修调电阻、所述第一电容器/第二电容器的偏移引起所述振荡电路产生的所述时钟信号有-30.6％～+56.2％的频率偏移，其中所述修调电阻每次通过将所述多个串联电阻中接通的电阻增多或减少一个来调节一步，所述振荡电路产生的所述时钟信号的频率的变化都在±1％以内，并且所述修调电阻能修调-30.6％～+56.2％的频率偏移。

31.如权利要求14所述的振荡电路，其特征在于，每个单元电阻的一阶温度系数t_1-UNIT为：

t_1-UNIT＝R_{0_TP}t_r1p+R_{0_TN}t_r1n＝0，

其中R_{0_TP}和R_{0_TN}分别为所述正温度系数电阻和负温度系数电阻在室温25℃的电阻值，t_r1p和t_r1n分别指一阶正温度系数和一阶负温度系数。