CN105144582A - 用于隔离输入开关元件的栅极驱动器 - Google Patents

Abstract

公开了一种驱动开关元件的栅极驱动器。该栅极驱动器包括实现开关元件的输入和耦合的电容器。通过该额外的电容器来减小开关功耗。

Description

用于隔离输入开关元件的栅极驱动器

技术领域

本发明涉及一种用于开关元件的栅极驱动器，更具体地，涉及一种用于提高开关元件的驱动效率的栅极驱动器。

背景技术

图1是图示包括传统的MOSFET开关的LLC谐振逆变器电路的视图。

在如图1中所示的LLC谐振逆变器电路中，MOSFET开关M1和MOSFET开关M2交替开关以向负载供给能量。在该情况下，如果以高于由电感器L1、电容器C1和磁化电感确定的谐振频率的开关频率驱动M1和M2，则在M1或M2的漏源电压几乎为零时可以接通开关。该操作被称为“零电压开关(ZVS)”。通过执行ZVS操作，不仅可以使开关的导通损耗最小，而且可以减少电磁干扰。

图2是现有技术的同步降压转换器的电路图。

在如图2中所示配置的同步降压转换器中，当M1接通时，经由L1将能量供给负载。随后，当M1断开时，电感器电流续流通过M2，并且此时，M2两端的漏源电压接近零，因此满足ZVS。

图3是在使用传统的栅极驱动器执行的ZVS的情况下的等效电路图。

图3示出了当使用传统的栅极驱动器10接通满足ZVS条件的开关时的等效电路图。作为ZVS条件，M1的漏极处于与源极相同的电位。在图3中，M1的漏极被设定为地电平。此时，当M2接通时，M1也接通，从而完成ZVS。对于要接通的M1，必须将栅源寄生电容器C_gs和栅漏寄生电容器C_gd充电到使得MOSFET接通的阈值电压以上。通过下式1获得从电源VDD提供的功率P_switching。

Pdriving＝Qg·VDD·f

＝(Cgs+Cgd)·VDD²·f(1)

由于表示要供给的电荷的Q_g是(C_gs+C_gd)*VDD，因此如式1中所示，P_switching与栅极的总寄生电容(C_g＝C_gs+C_gd)成比例。其还与驱动电压的平方以及与开关频率成比例。在驱动频率低的情况下，尽管开关损耗较之MOSFET的接通电阻Rdson引起的导通损耗通常是可忽略的，但是开关损耗随着频率的上升而增加，这意味着不论开关的Rdson增加多少，仍不可能实现具有良好的效率的系统。

发明内容

技术问题

本发明的目的在于提供一种能够减少因在开关元件的驱动期间对栅极充电导致的开关功耗的栅极驱动器。

技术解决方案

本发明提供了一种用于驱动开关元件的栅极驱动器，该栅极驱动器包括耦合到开关元件的输入的电容器。

栅极驱动器可以被配置成通过经由电容器供给电荷来接通开关元件，并且在断开开关元件时使电容器放电。

栅极驱动器可以被配置成通过经由电容器供给电荷来接通开关元件；在断开开关元件时储存电容器中存储的电荷；并且在控制开关元件再次接通时重新使用电容器中储存的电荷。栅极驱动器可以被配置成，当栅极驱动器控制开关元件再次接通时，允许与寄生电容器共享电容器中保存的电荷。开关元件的寄生电容器可以包括开关元件的栅源寄生电容器和栅漏寄生电容器。

有利效果

根据本发明，栅极驱动器，具体地电容器耦合栅极驱动器(CCGD)和电荷再循环电容器耦合栅极驱动器(CRCCGD)二者均基于电容器耦合驱动器，并且在略微增加导通损耗时，此二者仍通过以大于导通损耗的增加率降低开关损耗来提高整体效率。

根据本发明，尤其是在执行零电压开关并且以高速驱动诸如MOSFET和GaN器件的输入隔离的开关器件的应用中，具有高频的CCGD和CRCCGD较之现有方法带来效率提高的效果。

附图说明

图1是图示包括传统的MOSFET开关的LLC谐振逆变器电路的示图。

图2是现有技术的同步降压转换器的电路图。

图3是使用传统的栅极驱动器执行的ZVS的情况下的等效电路图。

图4是示出MOSFET的栅极驱动电压和接通电阻的曲线图。

图5是示出根据MOSFET的尺寸的最大效率点的曲线图。

图6是根据本发明的示例性实施例的栅极驱动器的电路图。

图7是图6的栅极驱动器电路的操作原理的示图。

图8是根据本发明的另一示例性实施例的栅极驱动器的电路图。

图9是示出图8中所示的每个开关的驱动波形的示图。

图10图示了用于示出图8的栅极驱动器的操作原理的电路图。

图11是用于说明在如图10中所示驱动栅极驱动器时的功率节约因子(PSF)的分析的示图。

图12是示出根据电容器Cs的容量的栅极电压的幅值的曲线图。

图13是示出CRCCGD和CCGD之间的PSF比较的曲线图。

图14是有源整流器效率测试电路图。

图15是示出有源整流器的效率的曲线图。

具体实施方式

通过附图将更清楚地理解本发明的以上和另外的方面，在附图中示出了本发明的示例性实施例。在下文中，提供了示例性实施例以详细描述本发明，使得本领域技术人员能够实施和完整地理解本发明。

图4是示出MOSFET的栅极驱动电压和接通电阻的曲线图。

图4是示出根据20V横向双扩散MOS(LDMOS)的栅极驱动电压的MOSFET的接通电阻Rdson的曲线图。X轴表示栅极驱动电压[V]并且Y轴表示MOSFET的接通电压，即Rdson[mOhm]。如果20VLDMOS的阈值电压被设定为约0.8V，并且当20VLDMOS被驱动到2V以上时，可以实现期望的接通特性。此外，在栅极电压增加时，Rdson减小，但是不剧烈；并且即使在电压增加时，仍仅存在最小的减小量。曲线图中的MOSFET栅极的宽度和长度之间的比是6000*NR/1.3[um/um]，其中可以看到在通过使NR上升来使MOSFET尺寸增加时，Rdson减小。在Rdson随着MOSFET尺寸的增加而减小时，导通损耗也减小，同时总栅极电容Cg增加。因此，开关损耗增加，导致在图5中可以看到的情况。因此，在两个效率相遇的点处，可以满足最大效率(即最小损耗)。在下文中，将详细描述通过减小开关损耗来提高效率的开关机制。

图6是根据本发明的示例性实施例的栅极驱动器的电路图；并且图7是图6的栅极驱动器电路的操作原理的示图。

图6表示电容器耦合栅极驱动器(CCGD)电路。CCGD电路包括串联连接在包括M2和M3的驱动器的输出端子和M1之间的电容器Cs。图7中示出了CCGD电路的操作。图7(a)示出了在M1接通时的操作；而图7(b)示出了在M2断开时的操作。如图7(a)中所示，当M2接通时，通过Cs供给电荷，Vg上升，并且M1接通。当M1断开时，M3和M4二者同时接通，Vg变为零伏(Vg＝0)，并且Cs被放电。如果Cs未被放电，则电荷不能被递送到M1栅极。

在如上所述的这些操作期间，电压Vg根据Cs的容量而变化。假定Cg＝Cgs+Cgd和Cs如式2所示，则如式3确定栅极电压Vg。

Cs＝α·Cg(2)

$Vg=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·VDD---\left(3\right)$

在电源中必须被充电的总电容Ctotal与串联连接的Cs和Cg的容量相同并且因此被表示为式4。

$Ctotal=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·Cg---\left(4\right)$

因此，使用式1和式4，由于CCGD引起的开关损耗P_s,CCGD可以被表示为式5。

$\begin{array}{c}{P}_{drv,CCGD}=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·Cg\·{\mathrm{VDD}}^2\·f\\ ={\mathrm{PSF}}_{CCGD}\·Cg\·{\mathrm{VDD}}^2\·f\end{array}---\left(5\right)$

这里，PSF表示功率节约因子，其指示较之现有的驱动器驱动开关期间的开关损耗的开关损耗的减少比。

如可从式3看到的，可以通过调整Cs的容量来控制电压Vg。在Cs降低时，电压Vg下降，并且因此导通损耗增加。然而，如可从式5看到的，开关损耗仍减小。如图4中确认的，当栅极电压是2.5V或更高时，MOSFET的Rdson没有显著增加，并且因此较之添加Cs引起的导通损耗，开关损耗的减小可以是较大的。如果通过指定α来设定Cs以满足这些条件，则可以提高效率。在α＝1的情况下，给定VDD＝5V，则V_g变为2.5V。此时，Rdson增加约20％并且PSF＝1/2，并且因此开关损耗减少50％。因此，当使用上述机制时可以预期25％的效率提高。

图8是根据本发明的另一示例性实施例的栅极驱动器的电路图。

图8图示了用于进一步改进开关损耗的增强的栅极驱动器。在图6的栅极驱动器中，当M1断开时，Cs电荷被放电，并且因此效率提高不明显。另一方面，在图8的栅极驱动器电路中，当断开的M1被再次接通时，Cs中存储的电荷用于对Cg充电，并且因此可以进一步改进开关损耗。图8的栅极驱动器电路被称为电荷再循环电容器耦合栅极驱动器(CRCCGD)，因为其使Cs电荷再循环。作为参考，图9示出了图8中所示的每个开关的驱动波形。

图10图示了用于示出图8的栅极驱动器的操作原理的电路图。

如图10(a)中所示，以与CCGD相同的方式，Cs串联连接的Cg在M1完全接通的阶段期间被充电。图10(b)示出了M1被断开的状态。M3接通并且转而Cg被放电，使得M1断开，同时没有形成用于Cs的放电路径并且因此保存在如图10(a)中所示的状态下在Cs中存储的电荷。图10(c)示出了当控制M1再次接通时栅极驱动器的操作。在栅极驱动器如图10(a)中所示操作之前，M4和M5接通并且与Cg共享Cs中存储的电荷。因此，如图9中所示，Vg电压在最大电压和最小电压之间被充电。随后，如图10(d)中所示，M2再次接通以进一步对Cg充电，并且Cs通过与Cg共享的电荷量被重新充电。

当如上文所述驱动栅极驱动器时的PSF和Vg电压的幅值可以被如下分析。图11(a)图示了在栅极驱动已完成时在Cs和Cg被充满电的状态下的等效电路。假设Cs大小是Cg的α倍并且如图11(a)中所示在充满电完成时Cs中充电的电压是ΔV。在图11(b)中，SW1接通，使得Cs中的电荷被重新使用以对Cg充电。根据电荷守恒理论满足下式6。

α·Cg·ΔV＝(1+α)·Cg·Vx(6)

通过式7获得式6的Vx电压。

$Vx=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·\mathrm{\Δ}V---\left(7\right)$

图11(c)是当M1完全接通时的等效电路。尽管从VDD向Cs和Cg供给电荷，但是如图11(b)中所示由于Cs和Cg通过再循环的电荷已被充电到Vx，因此获得了如图11(c)中所示的等效电路。通过式8获得该等效电路的栅极电压Vg。

$Vg=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·(VDD-2Vx)+Vx---\left(8\right)$

Cs的电压被表示为式9。

$Vcs=\frac{1}{1+\mathrm{\α}}\·(VDD-2Vx)+Vx---\left(9\right)$

如图11(c)中所示的操作完成之后的Vcs必须等于图11(a)的ΔV。

从式7和式9获得的ΔV由式10表示。

$\mathrm{\Δ}V=\frac{1+\mathrm{\α}}{1+3\mathrm{\α}}\·VDD---\left(10\right)$

从式7、式8和式10获得的Vg由式(11)表示

$Vg=\frac{2\mathrm{\α}}{1+3\mathrm{\α}}\·VDD---\left(11\right)$

在以上开关操作中，从VDD向Cs和Cg供给电荷的操作对应于如图11(c)中所示的操作。从VDD供给的电荷量是串联连接到Cs和Cg的电容器和(VDD-2Vx)的积，并且通过式12获得。

$\begin{array}{c}Qg=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\·Cg\·(VDD-2Vx)\\ =\frac{\mathrm{\α}}{1+3\mathrm{\α}}\·Cg\·VDD\end{array}---\left(12\right)$

从VDD供给的功率被表示为式13。

$\begin{array}{c}{P}_{s,CRCCGD}=Qg\·VDD\·f\\ =\frac{\mathrm{\α}}{1+3\mathrm{\α}}\·Cg\·{\mathrm{VDD}}^2\·f\\ ={\mathrm{PSF}}_{CRCCGD}\·Cg\·{\mathrm{VDD}}^2\·f\end{array}---\left(13\right)$

其中表示CRCCGD的PSF的PSF_CRCCGD被表示为α/(1+3α)。

图12是示出根据电容器Cs的容量的栅极电压的幅值的曲线图。

Vdd是5V。在CCGD的情况下，在α增加时，栅极电压变得接近VDD，并且在CRCCGD的情况下，2/3*VDD是最大值。其中α＝1，CCGD和CRCCCGD二者具有相同的Vg电压，VDD/2。

图13是示出CRCCGD和CCGD之间的PSF比较的曲线图。

图13示出了根据Cs的容量的PSF的变化。在CCGD的情况下，在α增加时，PSF变得接近1，并且因此功率节约效果消失。然而，在CRCCGD的情况下，由于PSF高达1/3，因此即便使用任何Cs也带来超过67％的提高效果。在α＝1的情况下，这两种类型具有相同的栅极电压，同时CCGD的PSF是1/2，并且CRCCGD的PSF是1/4。换言之，CRCCGD示出了较之CCGD的50％的改进，以及较之现有的栅极驱动器的75％的改进。在该情况下，栅极电压减半，并且因此导通损耗增加。在2.5V驱动时的导通损耗增加约20％，而由于CRCCGD引起的开关损耗减少约75％，并且因此整体效率增加。

使用耦合到要驱动的MOSFET的Cs电容器驱动CCGD和CRCCGD，并且因此如果Cs电容器被充满电，则不再能够对MOSFET栅极充电。如果漏极电压在M1接通时减小，则流过Cgd的电流根据密勒效应与漏极电压的变化成比例地增加，从而带来了放大Cgd的效果。因此，实现了Cg增加的效果，这与α减小的效果相似。因此，栅极电压不能足够上升并且因此难于驱动MOSFET。出于该原因，CCGD和CRCCGD适于ZVS应用电路，其在MOSFET的漏极电位等于源极电位时接通，并且其中漏极电位和源极电位是固定的。

图14是有源整流器效率测试电路图；并且图15是示出有源整流器的效率的曲线图。

为了验证CRCCGD引起的效率提高效果，进行如图14中所示的磁谐振功率传输系统的效率的仿真，其中实现了有源整流器。使用包括MOSFET和CRCCGD的有源二极管200实现有源整流器100。当两端A和K的电压均大于0时，有源二极管接通，并且由于在接通时满足ZVS要求，因此CRCCGD变得可用。假设在输出处，具有90％的效率的DC-DC转换器300向负载供给5W。因而从有源整流器100供给的功率变为5.5W。用于在现有的栅极驱动器和CRCCGD之间比较效果的仿真条件如下：

(1)MOSFET：20V的击穿电压，W/L＝6000*NR/1.3[um/um]

(2)输入电源频率：6.78MHz

→因此，有源整流器的开关频率变为6.78MHz。

(3)NR：8～22

(4)整流器输出电压(V_rect)：～8V

(5)CRCCGD的α：α＝1

(6)CRCCGD的VDD：5V

(7)连接到有源整流器的转换器的效率：90％

(8)最终负载的功耗：5W

使用通用栅极驱动器驱动有源二极管的MOSFET时的栅极电压变为5V。另一方面，在CRCCGD的情况下，由于α＝1，因此栅极驱动电压通过式11变为2.5V。因此，较之使用通用栅极驱动器的实现方案，CRCCGD在导通损耗方面是劣等的。然而，开关频率是非常高的6.78MHz，从而开关损耗变得相当高。通过CRCCGD的开关损耗的减小可以提高整体效率，从而使得可以实现如图14中所示的结果。从仿真结果可以看到，在所有条件下，使用CRCCGD的电路的效率高于现有驱动器的效率。

CCGD和CRCCGD二者均基于电容器耦合驱动器，并且在略微增加导通损耗时，此二者仍通过以以大于导通损耗的增加率降低栅极驱动损耗来提高整体效率。特别地，在执行零电压开关并且以高速驱动诸如MOSFET和GaN器件的输入隔离的开关器件的应用中，CCGD和CRCCGD较之现有方法带来效率提高的效果。

本领域技术人员将认识到，在不偏离本发明的精神或范围的情况下可以在本发明中进行各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖落在所附权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。

Claims (7)

1.一种用于驱动开关元件的栅极驱动器，所述栅极驱动器包括耦合到所述开关元件的输入的电容器。

2.根据权利要求1所述的栅极驱动器，被配置成通过经由所述电容器供给电荷来接通所述开关元件，并且在断开所述开关元件时使所述电容器放电。

3.根据权利要求1所述的栅极驱动器，被配置成通过经由所述电容器供给电荷来接通所述开关元件；在断开所述开关元件时储存所述电容器中充电的电荷；并且在控制所述开关元件再次接通时重新使用所述电容器中储存的电荷。

4.根据权利要求3所述的栅极驱动器，被配置成当所述栅极驱动器控制所述开关元件再次接通时，允许与寄生电容器共享所述电容器中保存的电荷。

5.根据权利要求4所述的栅极驱动器，其中所述开关元件的寄生电容器包括所述开关元件的栅源寄生电容器和栅漏寄生电容器。

6.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中所述开关元件执行零电压开关并且具有隔离输入。

7.根据权利要求1至6之一所述的栅极驱动器，其中所述电容器的容量被设定成使得开关损耗的减小率高于所述开关元件的导通损耗的增加率。