CN104953853A - 电力转换装置及其控制装置和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供电力转换装置及其控制装置和控制方法。本发明的实施方式的电力转换装置具有估计部、指令生成部、电压误差运算部和输出电压控制部。估计部根据设置在交流电源的各相和负载的各相之间的电力转换部的输出电流，估计输出电压。指令生成部生成输出电压指令。电压误差运算部对由估计部估计的输出电压与输出电压指令之间的电压误差进行计算。输出电压控制部根据电压误差，以抑制设置在交流电源和电力转换部之间的滤波器的谐振的方式，控制电力转换部的输出电压。

Description

电力转换装置及其控制装置和控制方法

技术领域

本发明的实施方式涉及电力转换装置及其控制装置和控制方法。

背景技术

以往，作为电力转换装置，公知有将交流电源的电力直接转换为任意的频率/电压的交流电力的电力转换装置及进行对交流电源的电力再生的再生转换器等。

这样的电力转换装置具有半导体开关等开关元件，通过使该开关元件进行开关来进行电力转换，因此，有时会产生开关引起的高频噪声。因此，在电力转换装置中，有时在输入侧配置有滤波器。

这样，在输入侧配置有滤波器的情况下，由于构成滤波器的电抗器和电容器的谐振，有时在输入电流中产生畸变。作为该畸变的抑制方法，例如存在如下技术：提取输出电流中包含的振动成分，根据该振动成分来调整输出电流指令(参照例如专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2013/080744号

发明内容

发明要解决的问题

在根据输出电流中包含的振动成分而调整输出电流指令的技术中，由于谐振抑制控制与电流控制的干涉，电力转换控制的响应性有可能下降。

本发明的实施方式的一个方式是鉴于上述情况而完成的，目的在于提供一种能够利用新的谐振抑制技术进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法。

用于解决问题的手段

本发明的实施方式的一个方式的电力转换装置具有电力转换部、控制部和滤波器。所述电力转换部设置在交流电源和负载之间。所述控制部控制所述电力转换部的输出电压，由此进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换控制。所述滤波器设置在所述交流电源所述电力转换部之间。所述控制部包含指令生成部、估计部、电压误差运算部和输出电压控制部。所述指令生成部生成输出电压指令。所述估计部根据所述电力转换部的输出电流，估计所述输出电压。所述电压误差运算部对由所述估计部估计的所述输出电压与所述输出电压指令之间的电压误差进行计算。所述输出电压控制部根据所述电压误差，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述输出电压。

发明效果

根据实施方式的一个方式，提供能够进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法。

附图说明

图1是示出第1实施方式的电力转换装置的结构例的图。

图2是示出图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是针对滤波器的1相而示出输入/输出的关系的图。

图4是示出基于输入电流进行的阻尼(ダンピング)控制的例子的图。

图5是估计输出电压误差的估计器的框图。

图6是示出输出电压控制部的结构例的图。

图7是示出进行dq坐标下的处理的控制部的结构例的图。

图8A是示出d轴阻尼控制部的结构例的图。

图8B是示出q轴阻尼控制部的结构例的图。

图9是示出控制部的输出电压的控制处理的流程的流程图的一例。

图10是示出第2实施方式的指令生成部的结构例的图。

图11是示出进行dq坐标下的处理的指令生成部的结构例的图。

标号说明

1  电力转换装置

2  三相交流电源

3  三相交流负载

10 电力转换部

11 滤波器

12 输入电压检测部

13 输出电流检测部

20、20A 控制部

21、21A 指令生成部

22 阻尼控制部

23 开关驱动部

24 估计部

25 电压误差运算部

26 输出电压控制部

33、56、66 放大器(乘法部的一例)

31、54、64、73 高通滤波器(谐振电压提取部的一例)

32、55、65、74 低通滤波器(谐振电压提取部的一例)

76、78、79 谐振成分去除部

具体实施方式

以下，根据附图，对本申请公开的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法的实施方式进行详细说明。此外，作为电力转换装置的一例，以矩阵转换器为例进行说明。此外，本发明不受限于该实施方式。

[1.第1实施方式]

[1.1.电力转换装置的结构例]

图1是示出第1实施方式的电力转换装置的结构例的图。如图1所示，第1实施方式的电力转换装置1是设置在三相交流电源2(以下简单记作交流电源2)与三相交流负载3(以下简单记作负载3)之间的矩阵转换器。

交流电源2例如为电力系统。负载3例如为交流电动机或交流发电机。以下，将交流电源2的R相、S相和T相记作输入相，将负载3的U相、V相和W相记作输出相。

电力转换装置1具有输入端子Tr、Ts、Tt、输出端子Tu、Tv、Tw、电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13和控制部20。

电力转换部10具有多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(以下有时统称为双向开关Sw)，这些开关连接交流电源2的各相和负载3的各相。

双向开关Sru、Ssu、Stu分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的U相。双向开关Srv、Ssv、Stv分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的V相。双向开关Srw、Ssw、Stw分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的W相。

图2是示出双向开关Sw的结构例的图。如图2所示，双向开关Sw具有开关元件Q1和二极管D1的串联连接电路以及开关元件Q2和二极管D2的串联连接电路，这些串联连接电路反相并联连接。

此外，双向开关Sw不限于图2所示的结构。例如，在图2所示的例中，二极管D1、D2的阴极彼此连接，但双向开关Sw也可以构成为使二极管D1、D2的阴极彼此不连接。

此外，开关元件Q1、Q2例如为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)等半导体开关元件。此外，开关元件Q1、Q2例如也可以是包含氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)的宽禁带半导体。此外，在开关元件Q1、Q2例如为反向截止型IGBT的情况下，也可以不设置二极管D1、D2。

此外，栅极信号S1～S9输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q1的栅极。此外，栅极信号S10～S18输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q2的栅极。

返回图1，继续进行电力转换装置1的说明。滤波器11被设置在交流电源2的R相、S相、T相与电力转换部10之间，去除构成电力转换部10的双向开关Sw的开关引起的开关噪声。

滤波器11为包含3个电抗器Lr、Ls、Lt和3个电容器Crs、Cst、Ctr的LC滤波器。电抗器Lr、Ls、Lt分别连接在交流电源2的R相、S相、T相与电力转换部10之间。

电容器Crs、Cst、Ctr分别连接在不同的两个输入相之间。具体而言，电容器Crs连接在R相和S相之间，电容器Cst连接在S相和T相之间，电容器Ctr连接在T相和R相之间。此外，滤波器11不限于图1所示的结构，也可以是其它的结构。

输入电压检测部12检测从交流电源2向电力转换装置1输入的交流电源2的R相、S相、T相的各相的瞬时电压值Vr、Vs、Vt(以下记作输入相电压Vr、Vs、Vt)。此外，以下，有时将输入相电压Vr、Vs、Vt记作输入相电压Vrst。此外，有时将从交流电源2的R相、S相、T相分别流向电力转换部10的电流Ir、Is、It记作输入相电流Irst或输入电流Iin。

输出电流检测部13检测分别流过电力转换部10和负载3的U相、V相、W相之间的电流的瞬时值Iu、Iv、Iw(以下记作输出相电流Iu、Iv、Iw)。输出电流检测部13例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。

此外，以下，有时将输出相电流Iu、Iv、Iw记作输出相电流Iuvw或输出电流Io。此外，有时将从电力转换部10分别向负载3的U相、V相、W相输出的电压Vu、Vv、Vw(以下记作输出相电压Vu、Vv、Vw)记作输出相电压Vuvw或输出电压Vo。

控制部(电力转换部的控制装置)20控制电力转换部10，进行交流电源2和负载3之间的电力转换控制。该控制部20具有动力运转模式和再生运转模式作为所执行的运转模式。

在动力运转模式中，控制部20控制电力转换部10，使得从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt提供的三相交流电力被转换为任意电压和频率的三相交流电力，从输出端子Tu、Tv、Tw输出到负载3。

在再生运转模式中，控制部20控制电力转换部10，使得从负载3经由输出端子Tu、Tv、Tw提供的再生电力转换为交流电源2的频率和电压的三相交流电力，从输入端子Tr、Ts、Tt提供给交流电源2。

[1.2.谐振抑制控制]

控制部20根据输出相电流Iuvw，估计输出相电压Vuvw，求出输出电压误差ΔVuvw，该输出电压误差ΔVuvw是估计出的输出相电压Vuvw与输出相电压指令Vuvw^*之间的误差。控制部20根据输出电压误差ΔVuvw，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输出相电压Vuvw。由此在抑制滤波器11的谐振的状态下进行交流电源2和负载3之间的电力转换。以下，对控制部20的谐振抑制控制进一步进行详细说明。

图3是针对滤波器11的1相而示出输入/输出的关系的图。此外，图3所示的各标号如下所示。此外，为了便于说明，在图3所示的例中，对电容器Crs、Cst、Ctr串联追加阻尼电阻。

Vg：交流电源2的输出电压

Ig：交流电源2的输出电流

L：电抗器Lr、Ls、Lt的电感

R：阻尼电阻的电阻值

C：电容器Crs、Cst、Ctr的电容

Ic：流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流(电容器电流)

Vc：电容器Crs、Cst、Ctr的端子电压(电容器电压)

在图3中，具有下述式(1)所示的关系。此外，在下述式(1)等中，关于大字符和小字符的组合标号，有时将小字符表示为下标。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_g-V_c={\mathrm{LsI}}_g\\ V_c=(\frac{1}{\mathrm{Cs}}+R)I_c\\ I_g=I_{\mathrm{in}}+I_c\end{array}\right....\left(1\right)$

根据上述式(1)，下述式(2)、(3)的传递函数成立。

$G_2\left(s\right)=\frac{I_g}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{\mathrm{Cs}}{L{\mathrm{Cs}}^2+\mathrm{RCs}+1}...\left(2\right)$

$G_1\left(s\right)=\frac{I_g}{I_{\mathrm{in}}}=\frac{\mathrm{RCs}+1}{L{\mathrm{Cs}}^2+\mathrm{RCs}+1}...\left(3\right)$

在上述式(2)、(3)中，在Rd＝0的情况下，不存在衰减项，因此，滤波器11的谐振未被抑制。图4是示出输入电流Iin的阻尼控制的例子的图，电源电流和输入电流的传递函数如下述式(4)所示。此外，Kic、Kvc、Kiin为系数(增益)。

$G_1\left(s\right)=\frac{I_g}{{I_{\mathrm{in}}}^{*}}=\frac{1}{L{\mathrm{Cs}}^2+({\mathrm{LK}}_{\mathrm{vc}}+{\mathrm{LCK}}_{\mathrm{ic}}-K_{\mathrm{iin}})s+1}...\left(4\right)$

根据上述式(4)可知，将下述任意(a)～(c)中的任意一个电流反馈到输入电流Iin中，由此，能够抑制滤波器11的谐振。

(a)包含电容器电流Ic的积分项的电流

(b)与电容器电压Vc成比例的电流

(c)包含电源电流Ig的微分项的电流

电力转换装置1的输入侧和输出侧通过有效电力进行耦合，因此，关于因滤波器11的谐振产生的电容器电压Vc的振动成分ΔVc(以下有时记作谐振成分ΔVc)，可以根据作为输出电压Vo的振动成分的输出电压误差ΔVo估计出。因此，控制部20估计出输出电压误差ΔVo，将与估计出的输出电压误差ΔVo成比例的电流反馈到输入电流Iin中，由此抑制滤波器11的谐振。

此处，关于电力转换部10的输入/输出的关系，可以使用双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的占空比dur、dus、dut、dvr、dvs、dvt、dwr、dws、dwt而示为下述式(5)那样。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{uvw}}={\mathrm{DV}}_{\mathrm{rst}}\\ I_{\mathrm{rst}}=D^T{I}_{\mathrm{uvw}}\end{array}\right....\left(5\right)$

$D=\left[\begin{array}{ccc}{d}_{u_r}& d_{\mathrm{us}}& d_{\mathrm{ut}}\\ d_{\mathrm{vr}}& d_{\mathrm{vs}}& d_{\mathrm{vt}}\\ d_{\mathrm{wr}}& d_{\mathrm{ws}}& d_{\mathrm{wt}}\end{array}\right]$

根据上述式(5)电容器电压Vc的振动成分ΔVc可示为下述式(6)这样。

ΔV_c＝D^-1ΔV_o    …(6)

上述输出电压误差ΔVo的估计值(以下有时记作输出电压估计误差ΔVo^)例如可如下述式(7)所示那样，根据输出电流Io与输出电压指令Vo^*而估计出。此外，“G_f”是提取谐振成分的滤波器的传递函数。

$\mathrm{\Δ}{\hat{V}}_o=G_f({\mathrm{LsI}}_o-{V_o}^{*})...\left(7\right)$

图5是估计输出电压误差ΔVo的估计器70的框图。该估计器70具有微分器71、减法器72、高通滤波器(HPF)73和低通滤波器(LPF)74。

微分器71对输出电流Io进行微分，并乘以电抗L，由此求出输出估计电压Vo^。减法器72从输出估计电压Vo^中减去输出电压指令Vo^*、由此求出输出电压估计误差ΔVo1^。

高通滤波器73具有比滤波器11的谐振频率低的截止频率，使输出电压估计误差ΔVo1^中包含的滤波器11的谐振频率成分与输出电压估计误差ΔVo^之间的误差降低。此外，低通滤波器74具有比滤波器11的谐振频率高的截止频率，低通滤波器74去除输出电压估计误差ΔVo1^中包含的噪声，作为输出电压估计误差ΔVo^输出。

根据上述式(6)、(7)，电容器电压Vc的振动成分ΔVc可示为下述式(8)这样。

ΔV_c＝D^-1ΔV_o＝D^-1G_f(LsI_o-V_o ^*)    …(8)

此外，关于由滤波器11产生的输入电流Iin的谐振成分ΔIin与补偿所需的输出电流Io的振动成分ΔIo(以下有时记作谐振成分ΔIo)之间的关系，可使用输入/输出矩阵D而示为下述式(9)这样。

ΔI_o＝(D^T)^-1ΔI_in    …(9)

在将与电容器电压Vc成比例的电流反馈到输入电流指令Iin^*中的情况下，上述式(9)可示为下述式(10)这样。此外，在下述式(10)中，“Kd”为比例系数，对应于图4所示的“Kvc”。

ΔI_o＝(D^T)^-1ΔI_in＝(D^T)^-1K_dΔV_c    …(10)

因此，根据上述式(8)、(10)，电容器电压Vc的谐振成分ΔVc与输出侧的电流电压之间的关系可示为下述式(11)这样。

ΔI_o＝(D^T)^-1K_dΔV_c＝(D^T)^-1K_d{D-1C_f(LsI_o-V_o ^*)}＝{(D^T)^-1D^-1}K_d{G_f(LsI_o-V_o ^*)}…(11)

此处，在电力转换装置1的输入功率因数被设定为“1”的情况下，Vrst＝K×Irst。因此，根据上述式(5)，可导出下述式(12)。此外，在下述式(12)中，“K”为输入阻抗，其在动力运转模式的情况下为正值，在再生运转模式的情况下为负值。

V_uvw＝DV_rst＝DKI_rst＝DK(D^TI_uvw)＝K(DD^T)I_uvw…(12)

根据上述式(12)可知，“K(DD^T)”等效于输出阻抗。在负载3为交流电动机的情况下，在滤波器11的谐振频率中的输出阻抗中，交流电动机的电感Lo占支配地位，因此，“K(DD^T)”可以近似于下述式(13)那样。此外，在下述式(13)中，“P”为微分运算符。

$K\left({\mathrm{DD}}^T\right)\≈\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{PL}}_o& 0& 0\\ 0& {\mathrm{PL}}_o& 0\\ 0& 0& {\mathrm{PL}}_o\end{array}\right]...\left(13\right)$

因此，上述式(11)中的“(D^T)^-1D^-1”可近似为式(14)那样。

${\left(D^T\right)}^{-1}{D}^{-1}={\left(D^{T}D\right)}^{-1}\≈K\left[\begin{array}{ccc}1/{\mathrm{PL}}_o& 0& 0\\ 0& 1/{\mathrm{PL}}_o& 0\\ 0& 0& 1/{\mathrm{PL}}_o\end{array}\right]\≈\frac{K}{L_{o}s}...\left(14\right)$

根据上述式(14)，上述式(11)可示为下述式(15)这样。

${\mathrm{\ΔI}}_o=\left\{{\left(\mathrm{DT}\right)}^{-1}{D}^{-1}\right\}{K}_d{G}_f({\mathrm{LsI}}_o-{V_o}^{*})=\frac{{\mathrm{KK}}_d}{L_{o}s}{G}_f({\mathrm{LsI}}_o-{V_o}^{*})...\left(15\right)$

根据上述式(15)可知，通过控制输出电流Io，能够抑制滤波器11的谐振。但是，在滤波器11的谐振频率高于电流控制频带的情况下，有时难以基于输出电流Io的控制进行谐振抑制。

因此，在本实施方式的电力转换装置1中，替代输出电流Io，而通过控制输出电压Vo来抑制滤波器11的谐振。根据上述式(15)，输出电压Vo的关系式可示为下述式(16)这样。

${\mathrm{\ΔV}}_o=\left(\mathrm{Ls}\right){\mathrm{\ΔI}}_o=\frac{\mathrm{Ls}}{L_{o}s}{\mathrm{KK}}_d{G}_f({\mathrm{LsI}}_o-{V_o}^{*})\≈{K_d}^{\text{'}}{G}_f({\mathrm{LsI}}_o-{V_o}^{*})...\left(16\right)$

以下，对根据输出电压误差ΔVo来抑制滤波器11的谐振的控制部20的结构进行具体说明。

[1.3.控制部]

如图1所示，控制部20具有指令生成部21、阻尼控制部22和开关驱动部23。

指令生成部21例如具有PI(比例积分)控制器。该指令生成部21生成输出相电压指令Vuvw^*(输出电压指令的一例)，使得向指令生成部21输入的输出相电流指令(输出电流指令)Iuvw^*与输出相电流Iuvw之间的偏差变为零。此外，输出相电流指令Iuvw^*包含U相、V相和W相的输出相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*，输出相电压指令Vuvw^*包含U相、V相和W相的输出相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

阻尼控制部22根据基于输出相电流Iuvw生成的输出补偿电压Vuvw_cmp，调整输出相电压指令Vuvw^*，将调整后的输出相电压指令Vuvw1^*输出到开关驱动部23。该阻尼控制部22具有估计部24、电压误差运算部25、和输出电压控制部26。

估计部24根据输出相电流Iuvw，计算输出相估计电压Vuvw^(电压误差的一例)。输出相估计电压Vuvw^包含输出相电压Vu、Vv、Vw的估计值(以下记作输出相估计电压Vu^、Vv^、Vw^)。

估计部24例如具有微分器和放大器，对于输出相电流Iu、Iv、Iw的微分值乘以微分增益Ki，由此求出输出相估计电压Vu^、Vv^、Vw^。此外，微分增益Ki例如被设定为电抗器Lr、Ls、Lt的电抗L。

电压误差运算部25求出作为输出相估计电压Vuvw^与输出相电压指令Vuvw^*之间的误差的输出电压估计误差ΔVuvw^。由此，输出相估计电压Vuvw^中包含的滤波器11的谐振成分作为输出电压估计误差ΔVuvw^而从电压误差运算部25输出。

输出电压估计误差ΔVu^是输出相电压指令Vu^*与输出相估计电压Vu^之间的误差，输出电压估计误差ΔVv^是输出相电压指令Vv^*与输出相估计电压Vv^之间的误差。输出电压估计误差ΔVw^是输出相电压指令Vw^*与输出相估计电压Vw^之间的误差。

输出电压控制部26根据输出电压估计误差ΔVuvw^而调整输出相电压指令Vuvw^*，并将调整后的输出相电压指令Vuvw^*作为输出相电压指令Vuvw1^*输出。图6是示出输出电压控制部26的结构例的图。如图6所示，输出电压控制部26具有高通滤波器(HPF)31、低通滤波器(LPF)32、放大器33和加法器34。

高通滤波器31具有比滤波器11的谐振频率低的截止频率，从输出电压估计误差ΔVuvw^中去除比滤波器11的谐振频率成分低的成分。低通滤波器32具有比滤波器11的谐振频率高的截止频率，去除输出电压估计误差ΔVuvw^中包含的噪声。

此外，高通滤波器31和低通滤波器32是谐振电压提取部的一例。此外，在输出电压控制部26中，也可以替代高通滤波器31和低通滤波器32而设置带通滤波器。

放大器33(乘法部的一例)具有补偿增益Kd(调整增益的一例)，将从低通滤波器32输出的输出电压估计误差ΔVuvw^乘以Kd倍，生成输出补偿电压Vuvw_cmp(调整量的一例)。放大器33根据动力运转模式的情况和再生运转模式的情况，对补偿增益Kd的正负进行切换。例如在动力运转模式的情况下，放大器33将补偿增益Kd设定为正值，在再生运转模式的情况下，放大器33将补偿增益Kd设定为负值。

输出补偿电压Vuvw_cmp包含U相的输出补偿电压Vu_cmp、V相的输出补偿电压Vv_cmp和W相的输出补偿电压Vw_cmp。放大器33对于输出电压估计误差ΔVu^、ΔVv^、ΔVw^分别乘以补偿增益Kd，生成输出补偿电压Vu_cmp、Vv_cmp、Vw_cmp。

加法器34以输出补偿电压Vuvw_cmp为调整量，与输出相电压指令Vuvw^*相加，求出输出相电压指令Vuvw1^*。输出相电压指令Vuvw1^*包含输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。加法器34将输出相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*和分别与其对应的输出补偿电压Vu_cmp、Vv_cmp、Vw_cmp相加，求出输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。

返回图1，继续进行控制部20的说明。开关驱动部23根据输入相电压Vrst和输出相电压指令Vuvw1^*，生成栅极信号S1～S18。开关驱动部23将生成的栅极信号S1～S18输出到电力转换部10的双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw。

例如在输入相电压Vr、Vs、Vt的大小的大小关系没有变化的期间内，开关驱动部23按输入相电压Vr、Vs、Vt的大小从大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En。开关驱动部23将输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*转换为与输入相电压Ep、Em、En的各电压值对应的PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号。开关驱动部23对PWM信号实施换向控制处理，生成栅极信号S1～S18。

这样，电力转换装置1求出和输出相估计电压Vuvw^与输出相电压指令Vuvw^*之间的输出电压估计误差ΔVuvw^对应的输出补偿电压Vuvw_cmp。进而，电力转换装置1基于由输出补偿电压Vuvw_cmp调整后的输出相电压指令Vuvw1^*，进行电力转换部10的控制。由此，电力转换装置1能够在抑制滤波器11的谐振的状态下进行交流电源2和负载3之间的电力转换。

[1.4.使用dq坐标结构例]

图7是示出进行dq坐标下的处理的控制部20的结构例的图。dq坐标是根据输出相电压Vuvw的相位(以下记作输出电压相位θo)而旋转的垂直2轴的坐标。

如图7所示，指令生成部21具有坐标转换部40、d轴电流控制部41和q轴电流控制部42。坐标转换部40在对输出相电流Iuvw进行三相/2相转换后，根据输出电压相位θo转换为作为dq坐标系的dq成分的d轴电流Id和q轴电流Iq。

d轴电流控制部41生成d轴电压指令Vd^*，使得d轴电流Id与d轴电流指令Id^*之间的偏差变为零。此外，q轴电流控制部42生成q轴电压指令Vq^*，使得q轴电流Iq与q轴电流指令Iq^*之间的偏差变为零。

阻尼控制部22具有d轴阻尼控制部27、q轴阻尼控制部28和坐标转换部29。图8A是示出d轴阻尼控制部27的结构例的图。

如图8A所示，d轴阻尼控制部27根据d轴电流Id，求出作为d轴电压Vd的估计值的d轴估计电压Vd^、根据作为该d轴估计电压Vd^与d轴电压指令Vd^*之间的误差的d轴电压估计误差ΔVd^、调整d轴电压指令Vd^*，生成d轴电压指令Vd1^*。该d轴阻尼控制部27具有d轴电压估计部51、d轴电压误差运算部52和d轴输出电压控制部53。

d轴电压估计部51例如对于d轴电流Id的微分值乘以微分增益Ki，由此求出d轴估计电压Vd^。d轴电压误差运算部52对d轴估计电压Vd^与d轴电压指令Vd^*之差进行计算，输出d轴电压估计误差ΔVd^。d轴输出电压控制部53根据d轴电压估计误差ΔVd^、调整d轴电压指令Vd^*，生成d轴电压指令Vd1^*。

d轴输出电压控制部53具有高通滤波器54、低通滤波器55、放大器56和加法器57。高通滤器54具有比滤波器11的谐振频率低的截止频率，从d轴电压估计误差ΔVd^中去除比滤波器11的谐振频率成分低的成分。低通滤波器55具有比滤波器11的谐振频率高的截止频率，去除d轴电压估计误差ΔVd^中包含的噪声。

放大器56具有补偿增益Kd，对于从低通滤波器55输出的d轴电压估计误差ΔVd^乘以Kd倍，生成d轴补偿电压Vd_cmp。加法器57以d轴补偿电压Vd_cmp为调整量而与d轴电压指令Vd^*相加，求出d轴电压指令Vd1^*。

图8B是示出q轴阻尼控制部28的结构例的图。如图8B所示，q轴阻尼控制部28具有q轴电压估计部61、q轴电压误差运算部62和q轴输出电压控制部63。此外，q轴输出电压控制部63具有高通滤波器64、低通滤波器65、放大器66和加法器67。该q轴阻尼控制部28的结构是针对d轴阻尼控制部27的结构，将d轴成分置换为q轴成分而成的结构。

此外，虽然没有图示，但d轴电压估计部51和q轴电压估计部61对应于估计部24应，d轴电压误差运算部52和q轴电压误差运算部62对应于电压误差运算部25，d轴输出电压控制部53和q轴输出电压控制部63对应于输出电压控制部26。

返回图7，继续进行控制部20的说明。坐标转换部29根据d轴电压指令Vd1^*、q轴电压指令Vq1^*和输出电压相位θo，求出输出相电压指令Vuvw1^*。坐标转换部29例如根据下述式(17)、(18)计算振幅M和相位θa，根据下述式(19)～(21)生成输出相电压指令Vuvw1^*。

$M=\sqrt{V_d{1}^{*2}+V_q{1}^{*2}}...\left(17\right)$

θ_a＝tan^-1(V_q1^*/V_d1^*)    …(18)

V_u1 ^*＝M×sin(θ_o+θ_a)    …(19)

V_v1 ^*＝M×sin(θ_o+θ_a-2π/3)    …(20)

V_w1 ^*＝M×sin(θ_o+θ_a+2π/3)    …(21)

控制部20例如由具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(ReadOnly Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入/输出端口等的微型计算机、ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)或FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等集成电路实现。

微型计算机的CPU能够读出ROM中存储的程序并执行，由此执行指令生成部21、阻尼控制部22和开关驱动部23的一部分或全部的功能。此外，能够利用ASIC或FPGA等电路来执行指令生成部21、阻尼控制部22和开关驱动部23的一部分或全部的功能。

[1.5.控制部20的控制处理]

图9是示出控制部20的输出相电压Vuvw的控制处理的流程的流程图的一例。控制部20按规定周期反复执行图9所示的控制处理。

如图9所示，控制部20生成输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)，使得输出相电流指令Iuvw^*(Id^*、Iq^*)与输出相电流Iuvw(Id、Iq)之间的偏差变为零(步骤10)。此外，控制部20根据输出相电流Iuvw(Id、Iq)，对作为输出相电压Vuvw的估计值的输出相估计电压Vuvw^(Vd^、Vq^)进行计算(步骤11)。

接下来，控制部20求出作为输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)与输出相估计电压Vuvw^(Vd^、Vq^)之差的输出电压估计误差ΔVuvw^(ΔVd^、ΔVq^)(步骤12)。控制部20根据输出电压估计误差ΔVuvw^(ΔVd^、ΔVq^)，调整输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)(步骤13)。

进而，控制部20基于根据输出电压估计误差ΔVuvw^(ΔVd^、ΔVq^)调整后的输出相电压指令Vuvw1^*和输入相电压Vrst，生成占空比的PWM信号。控制部20对该PWM信号实施换向控制处理，生成栅极信号S1～S18(步骤14)。控制部20利用该栅极信号S1～S18控制电力转换部10，由此，能够从电力转换部10输出根据输出电压估计误差ΔVuvw^调整后的输出相电压Vuvw。

[2.第2实施方式]

接下来，对第2实施方式的电力转换装置进行说明。此外，第2实施方式的电力转换装置在具有防止与电流控制的干涉的功能这点上与第1实施方式的电力转换装置1不同。此外，第2实施方式的电力转换装置的指令生成部的结构与电力转换装置1不同，因而，对指令生成部进行说明，对其它结构省略图示和说明。

图10是示出第2实施方式的指令生成部的结构例的图。如图10所示，第2实施方式的控制部20A的指令生成部21A具有谐振成分去除部76和电流控制部(ACR)77。

谐振成分去除部76例如为陷波滤波器，去除由滤波器11的谐振产生的输出相电流Iuvw的振动成分ΔIuvw(以下有时记作谐振成分ΔIuvw)。具体而言，谐振成分去除部76从输出相电流Iuvw中去除包含滤波器11的谐振频率f0的频带的成分，输出去除谐振成分后的输出相电流Iuvw1。

电流控制部77生成输出相电压指令Vuvw^*，使得共去除振成分ΔIuvw后的输出相电流Iuvw1与输出相电流指令Iuvw^*之间的偏差为零。

图11是示出进行dq坐标下的处理的指令生成部21A的结构例的图。如图11所示，指令生成部21A除了具有指令生成部21的结构，还具有谐振成分去除部78、79。

谐振成分去除部78例如是陷波滤波器，从d轴电流Id中去除包含滤波器11的谐振频率f0的频带的d轴的成分ΔId，输出d轴电流Id1。d轴电流控制部41生成d轴电压指令Vd^*，使得d轴电流Id1与d轴电流指令Id^*之间的偏差为零。

谐振成分去除部79例如是陷波滤波器，从q轴电流Iq中去除包含滤波器11的谐振频率f0的频带的q轴的成分ΔIq，输出q轴电流Iq1。q轴电流控制部42生成q轴电压指令Vq^*，使得q轴电流Iq1与q轴电流指令Iq^*之间的偏差为零。

此外，控制部20A在图9的Step10中追加了从输出相电流Iuvw(Id、Iq)中去除谐振成分ΔIuvw(ΔId、ΔIq)的步骤。控制部20A根据去除谐振成分ΔIuvw(ΔId、ΔIq)后的输出相电流Iuvw(Id1、Iq1)，生成输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)。

这样，第2实施方式的指令生成部21A根据去除谐振成分ΔIuvw(ΔId、ΔIq)后的输出相电流Iuvw(Id1、Iq1)，生成输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)。因此，即使在滤波器11的谐振频率f0包含在电流控制部77(41、42)的控制频带中的情况下，也能够避免谐振抑制控制与电流控制的干涉。

此外，第1实施方式的控制部20和第2实施方式的控制部20A也可以替代调整谐振成分ΔId、ΔIq的电压指令Vd^*、Vq^*，而例如根据谐振成分ΔId调整输出电压相位θo。

此外，第1实施方式的控制部20和第2实施方式的控制部20A也可以生成与输出电压估计误差ΔVuvw^(ΔVd^、ΔVq^)相对于输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)之比对应的输出补偿电压Vuvw_cmp(Vd_cmp、Vq_cmp)。在该情况下，控制部20、20A例如对于输出补偿电压Vuvw_cmp(Vd_cmp、Vq_cmp)乘以输出相电压指令Vuvw^*(Vd^*、Vq^*)，由此求出输出相电压指令Vuvw1^*。

此外，作为电力转换部10，以图1所示的结构为例进行了说明，但电力转换部10不限于图1所示的结构。例如也可以构成为，电力转换部10组合有PWM(PulseWidth Modulation)转换器和PWM逆变器，且不具有主电路电容器。

对本领域技术人员而言，能够容易地导出进一步的效果或变形例。因此，本发明的更广泛的方式不受限于在上述说明中表达并记述的、特定的详细说明和代表性的实施方式。因此，在不脱离由所附权利要求的范围及其均等物定义的发明的总体的概念的精神或范围内，可进行各种变更。

Claims (8)

1.一种电力转换装置，其具有：

电力转换部，其设置在交流电源和负载之间；

控制部，其控制所述电力转换部的输出电压，由此进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换控制；以及

滤波器，其设置在所述交流电源与所述电力转换部之间，

所述控制部具有：

指令生成部，其生成输出电压指令；

估计部，其根据所述电力转换部的输出电流，估计所述输出电压；

电压误差运算部，其对由所述估计部估计的所述输出电压与所述输出电压指令之间的电压误差进行计算；以及

输出电压控制部，其根据所述电压误差，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述输出电压。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

在所述输出电压控制部中，

按照与所述电压误差对应的调整量来调整所述输出电压指令，

根据调整后的所述输出电压指令，控制所述电力转换部，由此进行所述输出电压的控制。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换装置还具有电流检测部，该电流检测部检测所述输出电流，

所述指令生成部被输入输出电流指令，

所述指令生成部具有：

谐振成分去除部，其从由所述电流检测部检测出的所述输出电流中去除所述滤波器的谐振频率成分；以及

电流控制部，其生成所述输出电压指令，使得由所述谐振成分去除部去除所述谐振频率成分后的输出电流与所述输出电流指令一致。

4.根据权利要求2或3所述的电力转换装置，其中，

所述输出电压控制部具有：

谐振电压提取部，其从所述电压误差中提取所述滤波器的谐振频率成分；以及

乘法部，其对于由所述谐振电压提取部提取出的所述谐振频率成分乘以调整增益，由此求出所述调整量。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，

所述输出电压控制部根据电力转换是从所述交流电源向所述负载还是从所述负载向所述交流电源来对所述调整增益的正负进行切换。

6.一种电力转换装置中使用的控制装置，该电力转换装置具有电力转换部和滤波器，所述电力转换部设置在交流电源的各相和负载的各相之间，所述滤波器设置在所述交流电源与所述电力转换部之间，其中，该控制装置具有：

估计部，其根据所述电力转换部的输出电流，估计所述电力转换部的输出电压；

指令生成部，其生成输出电压指令；

电压误差运算部，其对由所述估计部估计出的所述输出电压与所述输出电压指令之间的电压误差进行计算；以及

输出电压控制部，其根据所述电压误差，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述输出电压。

7.一种电力转换装置的控制方法，其具有如下步骤：

根据设置在交流电源的各相和负载的各相之间的电力转换部的输出电流，估计所述电力转换部的输出电压；

生成输出电压指令；

对估计出的所述输出电压与所述输出电压指令之间的电压误差进行计算；以及

根据所述电压误差，以抑制设置在所述交流电源和所述电力转换部之间的滤波器的谐振的方式，控制所述电力转换部的输出电压。

8.根据权利要求7所述的电力转换装置的控制方法，其中，

控制所述输出电压的步骤包含如下步骤：

对所述输出电压指令加上与所述电压误差对应的调整量，根据调整后的所述输出电压指令控制所述电力转换部，由此进行所述输出电压的控制。