CN104980040A - 电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法，本发明的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法能够进行谐振抑制。实施方式的电力转换装置具有振动成分检测部和输出电压控制部。振动成分检测部检测设置在交流电源的各相与负载的各相之间的电力转换部的输入电压中包含的振动成分或流过设置在交流电源与电力转换部之间的滤波器的电流中包含的振动成分。输出电压控制部根据由振动成分检测部检测出的振动成分，以抑制滤波器的谐振的方式控制电力转换部的输出电压。

Description

电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法

技术领域

本发明的实施方式涉及电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法。

背景技术

以往，作为电力转换装置，公知有将交流电源的电力直接转换为任意频率/电压的交流电力的矩阵转换器及进行对交流电源的电力再生的再生转换器等。

这样的电力转换装置具有半导体开关等开关元件，通过使该开关元件进行开关来进行电力转换，因此，有时会产生开关引起的高频噪声。因此，在电力转换装置中，有时在输入侧配置有滤波器。

这样，在输入侧配置有滤波器的情况下，由于构成滤波器的电抗器和电容器的谐振，有时在输入电流或输入电压中产生畸变。例如，在不具有能量缓冲的矩阵转换器中，由于输入侧畸变，在输出侧也出现畸变。作为该畸变抑制方法，例如存在如下技术：提取输出电流中包含的振动成分，根据该振动成分来调整输出电流指令(参照例如国际公开第2013/080744号)。

发明内容

发明要解决的问题

在根据输出电流中包含的振动成分而调整输出电流指令的技术中，由于谐振抑制控制与电流控制的干涉，电力转换控制的响应性有可能下降。

本发明的实施方式的一个方式是鉴于上述情况而完成的，目的在于提供一种能够利用新的谐振抑制技术进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法。

用于解决问题的手段

本发明的实施方式的一个方式的电力转换装置具有电力转换部、控制部和滤波器。所述电力转换部设置在交流电源的各相与负载的各相之间。所述控制部控制所述电力转换部，进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换控制。所述滤波器设置在所述交流电源所述电力转换部之间。所述控制部具有振动成分检测部和输出电压控制部。所述振动成分检测部检测所述电力转换部的输入电压中包含的振动成分或流过所述滤波器的电流中包含的振动成分。所述输出电压控制部根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述电力转换部的输出电压。

发明效果

根据实施方式的一个方式，提供能够进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法。

附图说明

图1是示出第1实施方式的电力转换装置的结构例的图。

图2是示出图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是滤波器的电路图。

图4A是以电源相电压为输入、以输入相电压为输出的框图。

图4B是追加了向输入相电流反馈输入相电压的结构的框图。

图4C是将图4B的框图置换后的框图。

图5是示出输出相电压的控制导致的输入有效电流的变动模式的图。

图6是示出图1所示的输入电压估计部、振动成分检测部和输出电压控制部的结构例的图。

图7是示出在图1的电力转换装置中进行谐振抑制控制之前和之后的电力转换装置的三相交流输出电压的仿真结果的图。

图8是示出输出电压控制部的其它的结构的图。

图9是示出图1所示的控制部的控制例的流程图。

图10是示出第2实施方式的电力转换装置的结构例的图。

图11是示出图10所示的输入电压估计部、振动成分检测部和输出电压控制部的结构例的图。

图12是示出图10所示的控制部的控制例的流程图。

图13是示出第3实施方式的电力转换装置的结构例的图。

图14是示出图13所示的振动成分检测部和输入电流控制部的结构例的图。

图15是示出在图13的电力转换装置中，进行谐振抑制控制的之前和之后的电力转换装置的三相交流输出电压的仿真结果的图。

图16是示出图13所示的控制部的控制例的流程图。

图17是示出第4实施方式的电力转换装置的结构例的图。

图18是示出第5实施方式的电力转换装置的结构例的图。

具体实施方式

以下，根据附图，对本申请公开的电力转换装置、电力转换装置的控制装置和电力转换装置的控制方法的实施方式进行详细说明。此外，作为电力转换装置的一例，以矩阵转换器为例进行说明，但电力转换装置不限于矩阵转换器，例如也可以是再生转换器及逆变器。此外，本发明不受限于该实施方式。

[1.第1实施方式]

[1.1.电力转换装置的结构例]

图1是示出第1实施方式的电力转换装置的结构例的图。如图1所示，第1实施方式的电力转换装置1是设置在三相交流电源2(以下简单记作交流电源2)与三相交流负载3(以下简单记作负载3)之间的矩阵转换器。

交流电源2例如为电力系统。负载3例如为交流电动机或交流发电机。以下，将交流电源2的R相、S相和T相记作输入相、将负载3的U相、V相和W相记作输出相。

电力转换装置1具有输入端子Tr、Ts、Tt、输出端子Tu、Tv、Tw、电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13和控制部20(对应于电力转换装置1的控制装置)。

电力转换部10具有多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(以下有时统称为双向开关Sw)，这些开关连接交流电源2的各相和负载3的各相。

双向开关Sru、Ssu、Stu分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的U相。双向开关Srv、Ssv、Stv分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的V相。双向开关Srw、Ssw、Stw分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的W相。

图2是示出双向开关Sw的结构例的图。如图2所示，双向开关Sw具有开关元件Q1和二极管D1的串联连接电路以及开关元件Q2和二极管D2的串联连接电路，这些串联连接电路反并联连接。

此外，双向开关Sw只要是具有多个开关元件而能够控制导通方向的结构即可，不限于图2所示的结构。例如，在图2所示的例中，二极管D1、D2的阴极彼此连接，但双向开关Sw也可以构成为使二极管D1、D2的阴极彼此不连接。

此外，开关元件Q1、Q2例如为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)等半导体开关元件。此外，开关元件Q1、Q2例如也可以是包含氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)的宽禁带半导体。此外，在开关元件Q1、Q2例如为反向截止型IGBT的情况下，也可以不设置二极管D1、D2。

此外，栅极信号S1～S9输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q1的栅极。此外，栅极信号S10～S18输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q2的栅极。

返回图1，继续进行电力转换装置1的说明。滤波器11被设置在交流电源2的R相、S相、T相和电力转换部10之间，去除构成电力转换部10的双向开关Sw的开关引起的开关噪声。

滤波器11为包含3个电抗器Lr、Ls、Lt和3个电容器Crs、Cst、Ctr的LC滤波器。电抗器Lr、Ls、Lt分别连接在交流电源2的R相、S相、T相和电力转换部10之间。

电容器Crs、Cst、Ctr分别连接在不同的两个输入相之间。具体而言，电容器Crs连接在R相和S相之间，电容器Cst连接在S相T相之间，电容器Ctr连接在T相R相之间。此外，滤波器11不限于图1所示的结构，也可以是其它的结构。

输入电压检测部12检测从交流电源2向电力转换部10输入的交流电源2的R相、S相、T相的各相的瞬时电压值Vr、Vs、Vt(以下记作输入相电压Vr、Vs、Vt)。此外，以下，有时将输入相电压Vr、Vs、Vt记作输入相电压Vrst。此外，有时将向电力转换部10输入的交流电源2的R相、S相、T相的各相的电流Imr、Ims、Imt记作输入相电流Imrst。

输出电流检测部13检测分别流过电力转换部10和负载3的U相、V相、W相之间的电流的瞬时值Iu、Iv、Iw(以下记作输出相电流Iu、Iv、Iw)。另外，输出电流检测部13例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。此外，以下，有时将输出相电流Iu、Iv、Iw记作输出相电流Iuvw。

控制部20控制电力转换部10，进行交流电源2与负载3之间的电力转换控制。该控制部20具有动力运转模式和再生运转模式而作为所执行的运转模式。

在动力运转模式中，控制部20控制电力转换部10，使得从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt提供的三相交流电力被转换为任意电压和频率的三相交流电力，从输出端子Tu、Tv、Tw输出到负载3。

在再生运转模式中，控制部20控制电力转换部10，使得从负载3经由输出端子Tu、Tv、Tw提供的再生电力转换为交流电源2的频率和电压的三相交流电力，从输入端子Tr、Ts、Tt提供给交流电源2。

控制部20具有输入电压估计部21、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24和开关驱动部25。

输入电压估计部21根据输入相电压Vrst、对电源相电压Erst的估计值Erst^(以下记作电源相估计电压Erst^)进行计算。电源相电压Erst包含交流电源2的R相、S相和T相的电压Er、Es、Et(以下记作电源相电压Er、Es、Et)。此外，电源相估计电压Erst^包含电源相电压Er、Es、Et的估计值(以下记作电源相估计电压Er^、Es^、Et^)。

指令生成部22例如具有PI(比例积分)控制器。该指令生成部22生成输出相电压指令Vuvw^*(输出电压指令的一例)，使得输出相电流指令Iuvw^*与输出相电流Iuvw之间的偏差为零。此外，输出相电流指令Iuvw^*包含U相、V相和W相的输出相电流指令Iu^*、Iv^*、Iw^*、输出相电压指令Vuvw^*包含U相、V相和W相的输出相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

振动成分检测部23检测输入相电压Vrst中包含的振动成分ΔVc。具体而言，振动成分检测部23检测输入相电压Vrst中包含的滤波器11的谐振频率成分作为振动成分ΔVc。

输入相电压Vrst中包含的振动成分ΔVc是因与滤波器11的谐振而产生的，因此，也能够从构成滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr的两端电压中提取振动成分ΔVc。

输出电压控制部24根据由振动成分检测部23检测出的振动成分ΔVc，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输出电压。具体而言，输出电压控制部24对于与振动成分ΔVc对应的电压调整值进行计算。输出电压控制部24根据电压调整值来调整输出相电压指令Vuvw^*，由此生成输出相电压指令Vuvw1^*。输出相电压指令Vuvw1^*包含U相、V相和W相的输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。

开关驱动部25根据电源相估计电压Erst^和输出相电压指令Vuvw1^*，生成栅极信号S1～S18。开关驱动部25将生成的栅极信号S1～S18输出到电力转换部10的双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw。

例如在电源相估计电压Er^、Es^、Et^的大小的大小关系没有发生变化的期间内，开关驱动部25按电源相估计电压Er^、Es^、Et^的大小从大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En。开关驱动部25将输出相电压指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*转换为与输入相电压Ep、Em、En的各电压值对应的PWM(Pulse Width Modulation)信号。开关驱动部25对PWM信号实施换流控制处理，生成栅极信号S1～S18。

这样，控制部20根据利用与振动成分ΔVc对应的电压调整值调整后的输出相电压指令Vuvw1^*，进行电力转换部10的控制，由此，能够在抑制滤波器11的谐振的的同时进行交流电源2与负载3之间的电力转换。

控制部20例如由具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(ReadOnly Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入/输出端口等的微型计算机、ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)或FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等集成电路实现。

CPU读取并执行ROM中存储的程序，由此，能够执行输入电压估计部21、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24和开关驱动部25的一部分或全部的功能。此外，也能够利用ASIC或FPGA等电路来执行输入电压估计部21、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24和开关驱动部25的一部分或全部的功能。

[1.2.谐振抑制控制]

如上所述，电力转换装置1根据由振动成分检测部23检测出的振动成分ΔVc，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输出电压。对该谐振抑制控制进行具体说明。

图3是滤波器11的电路图。如图3所示，在设滤波器11的电抗器Lr、Ls、Lt的电感为L_f、滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr的电容器为C_f时，滤波器11的状态方程式如式(1)所示。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Imr}\\ \mathrm{Ims}\\ \mathrm{Imt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_f}+3s{C}_f& 0& 0\\ 0& \frac{1}{s{L}_f}+3s{C}_f& 0\\ 0& 0& \frac{1}{s{L}_f}+3s{C}_f\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Vs}\\ \mathrm{Vt}\end{array}\right]+\frac{1}{{\mathrm{sL}}_f}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Er}\\ \mathrm{Es}\\ \mathrm{Et}\end{array}\right]---\left(1\right)$

根据上述式(1)，例如，R相中的电源相电压Er与输入相电压Vr之间的关系可示为图4A这样。图4A是以电源相电压Er为输入、以输入相电压Vr为输出的框图。从图4A可知，滤波器11的谐振频率为√(3L_fC_f)，不存在作为抑制谐振的要素的阻尼要素。

如图4B所示，针对图4A所示的框图，追加了向输入相电流Imr反馈输入相电压Vr的结构。图4B是追加了向输入相电流Imr反馈输入相电压Vr的结构的框图。

图4B所示的框图可以置换为图4C所示的框图。图4C是将图4B的框图置换后的框图。在图4C所示的框图中，“K_dL_fs”表现为阻尼要素。因此，通过利用输入相电压Vrst的振动成分ΔVc进行输入电流控制，能够抑制滤波器11的谐振。

此处，在输入有效电流中，输入有效电力与输出有效电力之间相互均衡，由此，可示为以下的式(2)、(3)这样。此外，“I_inP”为输入有效电流，“I_oP”为输出有效电力。此外，“V_in”为输入相电压Vrst的均方根，“V_o”为输出相电压Vuvw的均方根。

I_in PV_in＝I_oPV_o  ...(2)

$I_{\mathrm{in\; P}}=\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}{I}_{\mathrm{oP}}---\left(3\right)$

电力转换装置1的输入侧为电压源，电力转换装置1的输出侧为电流源，因此，相对于输入相电流Irst和输出相电压Vuvw的变化，输入相电压Vrst和输出相电流Iuvw的变化足够慢。因此，下述式(4)所示的关系成立。

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{in\; P}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_o}{V_{\mathrm{in}}}{I}_{\mathrm{oP}}---\left(4\right)$

因此，通过瞬时地控制输出电压V_o，能够如图5所示那样瞬时地控制输入有效电流I_inP。图5是示出输出电压V_o的控制导致的输入有效电流I_inP的变动模式的图。控制部20根据振动成分ΔVc，以抑制振动成分ΔVc的方式控制电力转换部10的输出相电压Vuvw。

图6是示出输入电压估计部21、振动成分检测部23和输出电压控制部24的结构例的图。以下，参照图6，依次对输入电压估计部21、振动成分检测部23和输出电压控制部24进行具体说明。

[1.2.1.输入电压估计部21]

输入电压估计部21具有电压相位检测器30、坐标转换器31。电压相位检测器30求出输入相电压Vrst的相位θ(以下记作输入电压相位θ)。

电压相位检测器30例如将输入相电压Vrst转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分，由此求出α轴方向的电压值Vα和β轴方向的电压值Vβ。电压相位检测器30例如在将电压值Vα、Vβ转换为dq轴垂直坐标系的dq成分的情况下，对dq轴垂直坐标系的相位进行计算，使得d轴成分为零。电压相位检测器30将这样计算出的dq轴垂直坐标系的相位作为输入电压相位θ输出。

坐标转换器31根据后述的输入电压振幅值k与输入电压相位θ，对电源相估计电压Erst^进行计算。例如，坐标转换器31根据以下的式(5)～(7)，对电源相估计电压Erst^进行计算。

Er^＝k×sin(θ)  ...(5)

Es^＝k×sin(θ-(2π/3))  ...(6)

Et^＝k×sin(θ+(2π/3))  ...(7)

[1.2.2.振动成分检测部23]

振动成分检测部23具有振幅检测器32、低通滤波器(LPF)33和减法器34。低通滤波器33和减法器34是振动成分提取部的一例。

振幅检测器32检测输入相电压Vrst的振幅Va(以下记作输入电压振幅Va)。振幅检测器32例如对输入相电压Vrst的均方根(有效值)进行计算，检测其有效值作为输入电压振幅Va。

低通滤波器33具有比滤波器11的谐振频率低的截止频率，从输入电压振幅Va中去除滤波器11的谐振频率成分。由此，低通滤波器33提取出输入相电压Vrst的基波成分的振幅值k(以下记作输入电压振幅值k)。

减法器34从输入电压振幅Va中减去低通滤波器33的输出，由此提取出输入电压振幅Va中包含的振动成分ΔVc。该振动成分ΔVc中包含滤波器11的谐振频率成分。

[1.2.3.输出电压控制部24]

输出电压控制部24具有除法器35、放大器36、减法器37、乘法器38。此外，除法器35、放大器36和减法器37是调整值运算部的一例，乘法器38是指令调整部的一例。

除法器35将振动成分ΔVc除以输入电压振幅值k，求出振动成分ΔVc相对于输入电压振幅值k的比率P(＝ΔVc/k)。放大器36具有调整增益Kd，对于除法器35的进行除法运算的结果乘以Kd倍。在动力运转模式的情况下，调整增益Kd被设定为0以上的值，在再生运转模式的情况下，调整增益Kd被设定为0以下。

减法器37从1中减去放大器36的输出，求出电压调整值Vcmp(＝1-ΔVc×Kd/k)。乘法器38对于输出相电压指令Vuvw^*乘以电压调整值Vcmp，由此生成输出相电压指令Vuvw1^*。

这样，电力转换装置1根据由振动成分检测部23检测出的振动成分ΔVc，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输出电压。图7是示出在电力转换装置1中进行谐振抑制控制之前和之后的电力转换装置1的三相交流输出电压的仿真结果的图。根据图7所示可知，通过谐振抑制控制，谐振被抑制。

此外，图6所示的输出电压控制部24例如也可以是图8所示的结构。图8是示出输出电压控制部24的另一结构例的图。图8所示的输出电压控制部24具有放大器51和加法器52。放大器51具有调整增益Kd’，对于振动成分ΔVc乘以Kd’倍，求出电压调整值Vcmp2。加法器52将输出相电压指令Vuvw^*与电压调整值Vcmp2相加，由此生成输出相电压指令Vuvw1^*。

[1.3.控制部20的处理流程]

图9是示出控制部20的控制处理的流程的流程图的一例。控制部20按规定周期反复执行图9所示的控制处理。

如图9所示，控制部20生成输出相电压指令Vuvw^*(步骤10)，检测输入相电压Vrst的振动成分ΔVc(步骤11)。

接下来，控制部20根据输入相电压Vrst的振动成分ΔVc，调整输出相电压指令Vuvw^*，生成输出相电压指令Vuvw1^*(步骤12)。控制部20根据该输出相电压指令Vuvw1^*，生成栅极信号S1～S18(步骤13)。

控制部20利用该栅极信号S1～S18控制电力转换部10，由此，能够从电力转换部10输出抑制了滤波器11的谐振的输出相电压Vuvw。此外，控制部20不控制向指令生成部22输入的输出相电流Iuvw，因此，能够避免谐振抑制控制与电流控制的干涉导致的电力转换控制的响应性下降。

[2.第2实施方式]

接下来，对第2实施方式的电力转换装置进行说明。此外，第2实施方式的电力转换装置与第1实施方式的电力转换装置1的不同之处在于：根据振动成分ΔVc来控制PWM控制的占空比，由此控制输出电压。此外，以下，针对具有与电力转换装置1相同功能的构成要素，标注相同标号，省略重复说明。

如图10所示，第2实施方式的电力转换装置1A具有电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13和控制部20A。控制部20A具有输入电压估计部21A、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24A和开关驱动部25A。

输出电压控制部24A根据振动成分ΔVc，调整在电力转换部10的PWM控制中使用的输入电压振幅值k，输出调整后的输入电压振幅值k1。输入电压估计部21A根据输入相电压Vrst和输入电压振幅值k1，对电源相估计电压Erst1^进行计算。电源相估计电压Erst1^包含R相、S相和T相的电源相估计电压Er、Es、Et的估计值(以下记作电源相估计电压Er1^、Es1^、Et1^)。

开关驱动部25A根据电源相估计电压Erst1^和输出相电压指令Vuvw^*，生成栅极信号S1～S18。例如，在电源相估计电压Er1^、Es1^、Et1^的大小的大小关系没有发生变化的期间内，开关驱动部25A按照电源相估计电压Er1^、Es1^、Et1^的大小从大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En(Ep＞Em＞En)。

开关驱动部25A将输出相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*转换为与输入相电压Ep、Em、En的各电压值对应的占空比的PWM信号。开关驱动部25A对PWM信号实施换流控制处理，生成栅极信号S1～S18。

此处，在设PWM控制的占空比矩阵为“D”、输入相电流Imrst的矢量成分为输入电压矢量V_i、输出相电压Vuvw的矢量成分为输出电压矢量V_o时，以下的式(8)成立。

V_o＝DV_i  ...(8)

利用使输入电压矢量V_i减小为1/k倍的值来导出占空比矩阵D，则如下述式(9)所示，占空比矩阵D变为k倍。

$V_o=\left(\mathrm{kD}\right)\left(\frac{1}{k}{V}_i\right)---\left(9\right)$

但是，输入电压矢量V_i实际没有发生变化，因此上述式(9)可表示为下述式(10)那样，输出电压矢量V_o成为k倍。

kV_o＝(kD)V_i  ...(10)

因此，如果改变在占空比计算中使用电源相估计电压Erst^的振幅，则能够间接地改变输出相电压Vuvw的振幅。因此，输出电压控制部24A根据振动成分ΔVc，调整输入电压振幅值k。

进而，开关驱动部25A生成与利用调整后的输入电压振幅值k1生成的电源相估计电压Erst1^和输出相电压指令Vuvw^*对应的占空比的PWM信号。由此，控制部20A能够根据振动成分ΔVc来调整PWM信号的占空比，以抑制振动成分ΔVc的方式控制电力转换部10的输出相电压Vuvw。

以下，对开关驱动部25A的PWM信号的生成方法的一例进行说明。例如，在电源相估计电压Er1^、Es1^、Et1^的大小的大小关系没有发生变化的期间内，开关驱动部25A按照电源相估计电压Er1^、Es1^、Et1^的大小从大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En。

开关驱动部25A例如具有根据电源相估计电压Erst1^的相位求出输入电流分配率α的表。输入电流分配率α例如规定了针对输入相电压Ep的连接期间T1和针对输入相电压Em的连接期间T2。输入电流分配率α例如由α＝T2/T1表示。

开关驱动部25A根据输入电流分配率α和输入相电压Ep、Em、En，调整载波信号的振幅。例如，在Δemax＝Ep-En、Δemid＝Em-En时，开关驱动部25A将载波信号的振幅设为Δemax+α×Δemid。

此外，开关驱动部25A根据输入电流分配率α和输出相电压指令Vuvw^*，生成调制波信号。例如，将(1+α)×Vuvw^*和Vuvw^*设为调制波信号。例如在输入相电压Em为正且在输出相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*中输出相电压指令Vw^*最低的情况下，开关驱动部25A针对U相，将(1+α)×Vu^*和Vu^*设为调制波信号，针对V相，将调制波信号设为(1+α)×Vv^*和Vv^*。

开关驱动部25A对载波信号与调制波信号进行比较，由此生成PWM信号。开关驱动部25A例如对PWM信号实施换流处理，生成栅极信号S1～S18。

图11是示出输入电压估计部21A、振动成分检测部23和输出电压控制部24A的结构例的图。以下，参照图11，依次对输出电压控制部24A和输入电压估计部21A进行具体说明。

输出电压控制部24A具有放大器36A和加法器39。放大器36A具有调整增益Kd，对于振动成分ΔVc乘以Kd倍，生成电压调整值Vcmp1(＝ΔVc×Kd)。加法器39对于输入电压振幅值k加上电压调整值Vcmp1，由此调整输入电压振幅值k。加法器39输出调整后的输入电压振幅值k1(＝k+Vcmp1)。

输入电压估计部21A具有电压相位检测器30和坐标转换器31A。坐标转换器31A根据输入电压振幅值k1与输入电压相位θ，对电源相估计电压Erst1^进行计算。例如，输入电压估计部21A根据将上述式(5)～(7)的Erst^置换为Erst1^、并将k置换为k1后的式，对电源相估计电压Erst1^进行计算。

图12是示出控制部20A的控制处理的流程的流程图的一例。控制部20A按规定周期反复执行图12所示的控制处理。

如图12所示，控制部20A生成输出相电压指令Vuvw^*(步骤20)，检测输入相电压Vrst的振动成分ΔVc(步骤21)。此外，控制部20A检测输入电压振幅值k(步骤22)。

接下来，控制部20A根据输入相电压Vrst的振动成分ΔVc，调整输入电压振幅值k，生成输入电压振幅值k1(步骤23)。控制部20A根据该输入电压振幅值k1和输入电压相位θ，对电源相估计电压Erst1^进行计算(步骤24)。

进而，控制部20A基于与振动成分ΔVc对应地调整振幅后的电源相估计电压Erst1^和输出相电压指令Vuvw^*，生成占空比的PWM信号。控制部20A对该PWM信号实施换流控制处理，生成栅极信号S1～S18(步骤25)。

控制部20A利用该栅极信号S1～S18控制电力转换部10，由此，能够从电力转换部10输出与振动成分ΔVc对应地调整振幅后的输出相电压Vuvw。

因此，第2实施方式的电力转换装置1A能够抑制滤波器11的谐振。此外，控制部20A不控制向指令生成部22输入的输出相电流Iuvw，因此，能够避免谐振抑制控制与电流控制的干涉导致的电力转换控制的响应性下降。

[3.第3实施方式]

接下来，对第3实施方式的电力转换装置进行说明。此外，第3实施方式的电力转换装置与第1实施方式的电力转换装置1的不同之处在于：除了执行控制输出电压振幅的谐振抑制控制以外，还执行控制输入电流相位的谐振抑制控制。此外，以下，针对具有与电力转换装置1相同功能的构成要素，标注相同标号，省略重复说明。

图13是示出第3实施方式的电力转换装置1B的结构例的图。如图13所示，电力转换装置1B具有电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13、电源电流检测部14和控制部20B。

电源电流检测部14检测从交流电源2向电力转换装置1B提供的R相、S相和T相的电流的瞬时值Ir、Is、It(以下有时记作输入相电流Irst)。此外，电源电流检测部14例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。

控制部20B除了执行控制输出电压振幅的谐振抑制控制以外，还执行控制输入电流相位的谐振抑制控制。该控制部20B具有输入电压估计部21、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24、开关驱动部25B、振动成分检测部27和输入电流控制部28。

振动成分检测部27提取输入相电流Irst中包含的振动成分ΔIc。具体而言，振动成分检测部27检测输入相电流Irst中包含的滤波器11的谐振频率成分作为振动成分ΔIc。

输入相电流Irst中包含的振动成分ΔIc是因滤波器11的谐振而产生的，因此，也能够从流过构成滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr的电流(以下记作电容器电流Ic)中提取。电源电流检测部14检测向电力转换装置1B输入的输入相电流Irst，但电源电流检测部14也可以检测流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流。在该情况下，振动成分检测部27提取电容器电流Ic的振动成分作为振动成分ΔIc。

此外，振动成分检测部27例如具有与图6所示的振动成分检测部23相同的结构。此外，振动成分检测部27也可以是使滤波器11的谐振频率成分通过的滤波器(例如带通滤波器或高通滤波器)。

输入电流控制部28根据由振动成分检测部27检测出的振动成分ΔIc，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输入电流相位。具体而言，输入电流控制部28对于与振动成分ΔIc对应的相位调整值进行计算。输入电流控制部28使电源相估计电压Erst^的相位仅偏移与相位调整值对应的量，生成输入相电流指令Irst^*并输出到开关驱动部25B。输入相电流指令Irst^*包含R相、S相和T相的输入相电流指令Ir^*、Is^*、It^*。

开关驱动部25B根据电源相估计电压Erst^、输入相电流指令Irst^*和输出相电压指令Vuvw1^*，生成栅极信号S1～S18。由此，控制部20B能够根据振动成分ΔIc来调整PWM信号的占空比，以抑制振动成分ΔIc的方式控制电力转换部10的输出相电压Vuvw。

以下，对开关驱动部25B的PWM信号的生成方法的一例进行说明。例如，在电源相估计电压Er^、Es^、Et^的大小的大小关系没有发生变化的期间内，开关驱动部25B按照电源相估计电压Er^、Es^、Et^的大小从大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En。

开关驱动部25B例如具有根据输入相电流指令Irst^*的相位求出输入电流分配率α的表。输入电流分配率α例如规定了针对输入相电压Ep的连接期间T1与针对输入相电压Em的连接期间T2。输入电流分配率α例如由α＝T2/T1表示。

开关驱动部25B与开关驱动部25A同样地，根据输入电流分配率α和输入相电压Ep、Em、En，调整载波信号的振幅。此外，开关驱动部25B与开关驱动部25A同样地，根据输入电流分配率α和输出相电压指令Vuvw1^*，生成调制波信号。

开关驱动部25B对载波信号与调制波信号进行比较，由此生成PWM信号。开关驱动部25B例如对PWM信号实施换流处理，生成栅极信号S1～S18。

图14是示出图13所示的振动成分检测部27和输入电流控制部28的结构例的图。在图14所示的例中，示出了对3相进行dq坐标转换而进行计算处理的例子。dq坐标是根据输入电压相位θ进行旋转的垂直2轴的坐标。

振动成分检测部27具有电压相位检测器40、坐标转换器41、高通滤波器(HPF)42。输入电流控制部28具有电压相位检测器40、坐标转换器41、sign函数运算器43、乘法器44、放大器45和坐标转换器46。在图14所示的例中，振动成分检测部27和输入电流控制部28共用电压相位检测器40和坐标转换器41，但也可以构成为分别具有它们。

电压相位检测器40根据电源相估计电压Erst^，检测输入电压相位θ。与电压相位检测器30同样地，例如在将电源相估计电压Erst^转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分、进而转换为dq轴垂直坐标系的dq成分的情况下，电压相位检测器40对dq轴垂直坐标系的相位进行计算，使得d轴成分为零。

电压相位检测器40将这样运算的dq轴垂直坐标系的相位作为输入电压相位θ输出。此外，在使用由电压相位检测器30检测出的输入电压相位θ的情况下，不需要电压相位检测器40。

坐标转换器41在将输入相电流Irst转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分后，基于输入电压相位θ，转换为按照输入电压相位θ进行旋转的垂直2轴的dq成分。由此，输入相电流Irst被转换为d轴电源电流Id和q轴电源电流Iq。

高通滤波器42的截止频率被设定为低于滤波器11的谐振频率，去除输入相电流Irst中包含的基波成分。由此，提取出包含滤波器11的谐振频率分的振动成分ΔId(ΔIc的一例)。

在q轴电源电流Iq的极性为正极性的情况下，sign函数运算器43将高电平的极性信号Ai输出到乘法器44。此外，在q轴电源电流Iq的极性为负极性的情况下，sign函数运算器43将低电平的极性信号Ai输出到乘法器44。此外，在动力运转模式的情况下，q轴电源电流Iq的极性为正极性，在再生运转模式的情况下，q轴电源电流Iq的极性为负极性。

乘法器44对于振动成分ΔId乘以极性信号Ai，将相乘结果作为振动成分ΔId1进行输出。由此，振动成分ΔId1按照q轴电源电流Iq的极性而改变正负，因此，能够根据运转模式使输入相电流指令Irst^*的相位向适当的方向偏移。

放大器45具有调整增益Kd1，对于振动成分ΔId1乘以Kd1倍。坐标转换器46输入1作为q轴成分，输入ΔId1作为d轴成分。坐标转换器46根据输入电压相位θ，对输入的dq成分进行坐标转换，由此生成输入相电流指令Irst^*。

这样，电力转换装置1B除了执行控制输出电压振幅的谐振抑制控制以外，还执行控制输入电流相位的谐振抑制控制。输出电压振幅的控制与输入电流相位的控制不发生干涉，因此，与仅进行对输出电压振幅进行控制的谐振抑制控制的情况相比，能够提高谐振抑制的精度。

图15是示出在电力转换装置1B中进行谐振抑制控制之前和之后的电力转换装置1B的三相交流输出电压的仿真结果的图。根据图15所示可知，通过谐振抑制控制，谐振被抑制。此外，可知，与仅进行对输入电流相位进行控制的谐振抑制控制的情况相比，在并用输出电压振幅的控制与输入电流相位的控制的情况下，谐振抑制效果更好。

图16是示出控制部20B的控制处理的流程的流程图的一例。控制部20B按规定周期反复执行图16所示的控制处理。此外，图16所示的控制以控制输入电流相位的谐振抑制控制为主，控制输出电压振幅的谐振抑制控制与图12所示的情况相同。

如图16所示，控制部20B检测输入相电流Irst的振动成分ΔIc(步骤30)。接下来，控制部20B生成根据输入相电流Irst的振动成分ΔIc调整相位后的输入相电流指令Irst^*(步骤31)。

控制部20B根据输入相电流指令Irst^*，生成栅极信号S1～S18(步骤32)。控制部20B利用该栅极信号S1～S18来控制电力转换部10，由此，能够从电力转换部10输出抑制了滤波器11的谐振的输出相电压Vuvw。

[4.第4实施方式]

接下来，对第4实施方式的电力转换装置进行说明。此外，第4实施方式的电力转换装置与第2实施方式的电力转换装置1A的不同之处在于：在除了执行控制输出电压振幅的谐振抑制控制以外，还执行控制输入电流相位的谐振抑制控制。此外，以下，针对具有与电力转换装置1A、1B相同功能的构成要素，标注相同标号，省略重复说明。

图17是示出第4实施方式的电力转换装置1C的结构例的图。如图17所示，电力转换装置1C具有电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13、电源电流检测部14和控制部20C。

控制部20C具有输入电压估计部21A、指令生成部22、振动成分检测部23、输出电压控制部24A、开关驱动部25C、振动成分检测部27和输入电流控制部28。

开关驱动部25C基于与振动成分ΔIc对应地调整振幅后的电源相估计电压Erst1^与输出相电压指令Vuvw^*，生成占空比的PWM信号。开关驱动部25C对生成的PWM信号实施换流控制处理，生成栅极信号S1～S18。开关驱动部25C利用该栅极信号S1～S18来控制电力转换部10，由此，能够从电力转换部10输出抑制了滤波器11的谐振的输出相电压Vuvw。

第4实施方式的电力转换装置1C与第3实施方式的电力转换装置1B同样地，除了具有控制输出电压振幅的谐振抑制控制以外，还具有控制输入电流相位的谐振抑制控制。由此，与仅进行控制输出电压振幅的谐振抑制控制的情况相比，能够提高谐振抑制的精度。

[5.第5实施方式]

接下来，对第5实施方式的电力转换装置进行说明。此外，第5实施方式的电力转换装置与第1实施方式的电力转换装置1的不同之处在于：替代输入相电压Vrst中包含的振动成分ΔVc，而利用输入相电流Irst的振动成分ΔIc来执行谐振抑制控制。此外，以下，针对具有与电力转换装置1相同功能的构成要素，标注相同标号，省略重复说明。

图18是示出第5实施方式的电力转换装置1D的结构例的图。如图18所示，电力转换装置1D具有电力转换部10、滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13、电源电流检测部14和控制部20D。

控制部20D具有输入电压估计部21、指令生成部22、振动成分检测部23D、输出电压控制部24D和开关驱动部25。

振动成分检测部23D提取输入相电流Irst中包含的电容器电流Ic的振动成分ΔIc。具体而言，振动成分检测部23D检测输入相电流Irst中包含的滤波器11的谐振频率成分作为振动成分ΔIc。

此外，振动成分检测部23D例如具有与图6所示的振动成分检测部23相同的结构。此外，振动成分检测部23D也可以是使滤波器11的谐振频率成分通过的滤波器(例如带通滤波器或高通滤波器)。

此外，电源电流检测部14检测向电力转换装置1D输入的输入相电流Irst，但电源电流检测部14也可以检测流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流。在该情况下，振动成分检测部23D从流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流中提取作为电容器电流Ic的振动成分ΔIc。

输出电压控制部24D根据由振动成分检测部23D检测出的振动成分ΔIc，以抑制滤波器11的谐振的方式控制电力转换部10的输出电压。输出电压控制部24D例如对于与振动成分ΔIc对应的电压调整值进行计算，对于电压调整值乘以输出相电压指令Vuvw^*，由此生成输出相电压指令Vuvw1^*。输出电压控制部24D例如是与图6所示的输出电压控制部24相同的结构。

这样，第5实施方式的电力转换装置1D根据与输入相电流Irst中包含的电容器电流Ic的振动成分ΔIc对应的电压调整值来调整输出相电压指令Vuvw^*，由此生成输出相电压指令Vuvw1^*。由此，电力转换装置1D能够从电力转换部10输出抑制了滤波器11的谐振的输出相电压Vuvw。

此外，即使是在第2实施方式的电力转换装置1A的结构上增加电源电流检测部14、而且将振动成分检测部23置换为振动成分检测部23D的结构，也能够与电力转换装置1D同样地进行谐振抑制。此外，在该情况下，输出电压控制部24A将振动成分ΔVc置换为振动成分ΔIc，具有与振动成分ΔIc对应的调整增益Kd。

此外，即使是在第3和第4实施方式的电力转换装置1B、1C的结构中去除振动成分检测部23、将来自振动成分检测部27的振动成分ΔIc输入到输出电压控制部24A的结构，也能够与电力转换装置1D同样地进行谐振抑制。此外，在该情况下，输出电压控制部24、24A将振动成分ΔVc置换为振动成分ΔIc，具有与振动成分ΔIc对应的调整增益Kd。

[6.其它]

在上述的实施方式中，作为输入电压检测部12的一例，对检测滤波器11与电力转换部10之间的R相、S相和T相的电压的结构进行了说明，但输入电压检测部12也可以构成为检测交流电源2与滤波器11之间的R相、S相和T相的电压。在该情况下，基于电源阻抗的影响，能够根据由输入电压检测部12检测出的电压来检测出振动成分ΔVc。

对本领域技术人员而言，能够容易地导出进一步的效果或变形例。因此，本发明的更广泛的方式不受限于在上述说明中表达并记述的、特定、详细说明和代表性的实施方式。因此，在不脱离所附权利要求的范围及其等价物定义的发明的总体的概念精神或范围内，可进行各种变更。

Claims (11)

1.一种电力转换装置，其特征在于，该电力转换装置具有：

电力转换部，其设置在交流电源的各相与负载的各相之间；以及

控制部，其控制所述电力转换部，进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换控制；

滤波器，其设置在所述交流电源与所述电力转换部之间，

所述控制部具有：

振动成分检测部，其检测所述电力转换部的输入电压中包含的振动成分或流过所述滤波器的电流中包含的振动成分；以及

输出电压控制部，其根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述电力转换部的输出电压。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部还具有：

指令生成部，其生成输出电压指令；以及

开关驱动部，其根据所述输出电压指令，控制所述电力转换部的输出电压，

所述输出电压控制部根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，调整所述输出电压指令。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述输出电压控制部具有：

调整值运算部，其对电压调整值进行计算，其中，该电压调整值基于由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分与所述输入电压的比率；以及

指令调整部，其对所述输出电压指令乘以所述电压调整值，由此调整所述输出电压指令。

4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部还具有：

指令生成部，其生成输出电压指令；以及

开关驱动部，其根据所述输出电压指令，对所述电力转换部进行PWM控制，

所述输出电压控制部根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，控制所述PWM控制的占空比，由此控制所述输出电压。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，

所述开关驱动部利用与所述输入电压的振幅值和所述输出电压指令对应的占空比来进行所述PWM控制，

所述输出电压控制部根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，调整在所述PWM控制中使用的所述振幅值，由此调整所述PWM控制的占空比。

6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述振动成分检测部具有：

振幅检测部，其检测所述输入电压的振幅或流过所述滤波器的电流的振幅；以及

振动成分提取部，其提取由所述振幅检测部检测出的所述振幅的变动成分作为所述振动成分。

7.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部还具有输入电流控制部，该输入电流控制部根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述电力转换部的输入电流的相位。

8.一种电力转换装置中使用的控制装置，该电力转换装置具有电力转换部和滤波器，其中，所述电力转换部设置在交流电源的各相与负载的各相之间，所述滤波器设置在所述交流电源与所述电力转换部之间，其特征在于，

所述控制装置具有：

振动成分检测部，其检测所述电力转换部的输入电压中包含的振动成分或流过所述滤波器的电流中包含的振动成分；以及

输出电压控制部，其根据由所述振动成分检测部检测出的所述振动成分，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述电力转换部的输出电压。

9.一种电力转换装置的控制方法，其特征在于，该控制方法具有如下步骤：

检测设置在交流电源的各相与负载的各相之间的电力转换部的输入电压中包含的振动成分或流过设置在所述交流电源与所述电力转换部之间的滤波器的电流中包含的振动成分；以及

根据检测出的所述振动成分，以抑制所述滤波器的谐振的方式控制所述电力转换部的输出电压。

10.根据权利要求9所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，该控制方法还具有如下步骤：

生成作为所述输出电压的指令的输出电压指令；以及

根据所述输出电压指令，控制所述电力转换部，

控制所述输出电压的步骤包含如下步骤：

根据检测出的所述振动成分，调整所述输出电压指令。

11.根据权利要求9所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，该控制方法还具有如下步骤：

生成作为所述输出电压的指令的输出电压指令；以及

根据所述输出电压指令，对所述电力转换部进行PWM控制，

控制所述输出电压的步骤包含如下步骤：

根据检测出的所述振动成分，控制所述PWM控制的占空比，由此控制所述输出电压。