CN104937825A - 用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元 - Google Patents

用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元 Download PDF

Info

Publication number
CN104937825A
CN104937825A CN201380062973.1A CN201380062973A CN104937825A CN 104937825 A CN104937825 A CN 104937825A CN 201380062973 A CN201380062973 A CN 201380062973A CN 104937825 A CN104937825 A CN 104937825A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
value
transducer
signal
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201380062973.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104937825B (zh
Inventor
B·布克利
E·勒克吕克斯
S·达克鲁斯佩雷拉
E·米兹维基
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Technology Advances Co
Technoboost SAS
Original Assignee
Technology Advances Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from FR1259318A external-priority patent/FR2996380A1/fr
Priority claimed from FR1259468A external-priority patent/FR2996699B1/fr
Priority claimed from FR1259667A external-priority patent/FR2996698A1/fr
Priority claimed from FR1259670A external-priority patent/FR2996692B1/fr
Priority claimed from FR1259837A external-priority patent/FR2996966B1/fr
Application filed by Technology Advances Co filed Critical Technology Advances Co
Publication of CN104937825A publication Critical patent/CN104937825A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104937825B publication Critical patent/CN104937825B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • B60R16/03—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for supply of electrical power to vehicle subsystems or for
    • B60R16/033—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for supply of electrical power to vehicle subsystems or for characterised by the use of electrical cells or batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元(3)，包括：至少两个DC-至-DC转换器(9A、9B)，其在用于降低电压的操作模式和用于升高电压的操作模式之间交错和可逆，所述转换器(9A、9B)要被连接至电能存储设备(ST2)，并且能够向所述车载网络提供电流；以及，开关(K)，所述开关(K)能够在所述开关(K)处于第一状态时使电源(ST1)向所述车载网络供电，并且能够在所述开关(K)处于第二状态时使所述电能存储设备(ST2)向所述车载网络供电。所述单元特征在于，所述转换器(9A、9B)是变频率转换器，以及其特征在于，所述供电单元(3)还包括同步单元(200)，所述同步单元(200)被配置为使在可变频率上操作的所述转换器(9A、9B)的操作和所述转换器的电流生成同步。

Description

用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元
本发明要求于2012年10月16日提交的法国专利申请1259837、于2012年10月10提交的法国专利申请1259667、于2012年10月5日提交法国专利申请1259458、于2012年10月2日提交的法国专利申请1259318以及于2012年10月10日递交的法国专利申请1259670的优先权，其内容(文本、附图和权利要求)通过参考引用并入本文。
技术领域
本发明总体上涉及一种用于供应车辆的车载网络的供电单元。
背景技术
存在于汽车工业中的用于利用电能供应车辆的车载网络的单元包括在固定频率(例如，每个相位150kHz)上工作的交错多相转换器。例如，文献FR2970094描述了一种用于在车载网络中供应电能的单元，其包括也在固定频率上工作的多个交错转换器。
然而，对于这样一种单元，传导和辐射发射存在于射频中的窄频谱中，并且滤波器因此必须满足对于车辆部件所要求的EMI标准。
另外，以固定频率操作的转换器不能维持超过50％的占空比的调节稳定性，并且这限制转换器的功率输出部。
另外，这些交错固定频率转换器原则上需要具有最小控制的最小占空比(例如，1％)，以保持输出电压的相位锁定环路稳定性。该原则涉及在最少消耗几安培的负载电流，其意味着较差的性能。
另外，在所述单元的输入电压中的变化未被所述单元的调节器考虑在内，所以所述单元操作可能变得不稳定。
发明内容
本发明的目的是为了解决上述问题，具体地，提供一种向车辆的车载网络供应电能的供电单元，其能够以稳定的形式提供所要求的输出功率，并且其不要求滤波器来消除射频的窄带发射以便满足所要求的EMI标准。
在该方面，本发明的一个方面涉及提供向车辆的车载网络供应电能的供电单元，包括：
在降压/升压电压模式之间交错和可逆的至少两个电流转换器DC/DC，所述转换器随后要被连接至电能存储设备，并且能够向车载网络提供电流；
开关，其当所述开关处于第一状态时允许电源向车载网络供电，并且当所述开关处于第二状态时，允许电能存储设备向车载网络供电。
其特征在于，所述转换器是变频转换器，供电单元还包括同步设备，所述同步设备被配置为同步在可变频率上操作的转换器的操作和转换器的电流生成。
这种设备使以在操作频率范围内的可变频率工作的多个DC/DC转换器的操作同步。转换器能够交错操作，不考虑转换器的工作频率(例如，在4kHz至40kHz的范围内)，并且维持用于高于50％占空比的控制功能的稳定性。此外，传导和辐射发射被呈现在射频的宽谱中，滤波器不再被要求满足所要求的EMI标准。
优选地，同步单元包括：
·用于接收由每个转换器生成的切换信号的器件；
·用于检测接收到的切换信号的跃迁类型的器件；
·用于当检测到跃迁时生成同步信号的器件；以及
·用于向转换器中的一个提供同步信号的器件，所述器件被配置为每次检测到跃迁时向不同的转换器依次提供同步信号。
具体感兴趣的应用是，其还包括能够向预定转换器提供同步信号的同步起动器器件。
优选地，同步起动器器件包括用于接收流过转换器之间的转换器的电感的电流值的器件，以及用于当所述电流值达到预定值时生成同步起动器信号的器件。
优选地，用于接收的器件包括用于处理从每个转换器接收的切换信号的微分电路。
优选地，用于检测切换信号的跃迁的器件包括OU电路。
优选地，用于当检测到跃迁时生成同步信号的器件包括D触发器(拨动)。
优选地，其包括电能存储设备。
根据第二方面，本发明涉及一种系统，其包括如上所述的单元、被链接至所述单元的电源以及被连接至所述单元的车载网络，包括计算器和至少一个功率消耗设备。
根据第三方面，本发明涉及一种机动车辆，其包括如上所定义的单元或如上所定义的系统。
附图说明
通过阅读作为范例提供但不局限于该范例的并且由附图示出的本发明的应用的以下详细描述，本发明的其他特征和优点将变得更显而易见，在附图中：
·图1图示了根据本发明的一种系统，其包括根据本发明的用于向车辆的车载电气网络供应电力的供电单元、电源和用于车辆的车载娱乐网络(RDB)；
·图2图示了根据本发明的用于向车辆的车载网络供应电能的供电单元的发电机；
·图3A图示了根据本发明的用于供电单元的同步设备；
·图3B图示了根据本发明的用于同步设备的同步的起动器设备的操作；
·图4图示了根据本发明的车载电气电力网络中的供电单元的同步设备的范例性应用；
·图5示出了用于图1所示的系统的通过在电压降压模式下操作的每个转换器的电感的电流的同步演变；
·图6示出了图1所示的系统的能量存储设备中的有效电流；
·图7示出了在降压电压模式下的DC/DC转换器的同步故障的影响；
·图8示出了转换器同步故障2分钟的影响；
·图9示出了通过在升压电压模式下操作的每个转换器中的电感的电流的同步演变；
·图10示出了当电感值L1等于电感值L2时的迟滞信号、输出值Q和Qbarre、电感值L1、电感值L2和电感L1、L2中的电流；
·图11和图12示出了+50％(自切换)的电感部件偏差不会关闭(停止)同步；
·图13和图14示出了-50％的电感部件偏差不会关闭(停止)同步；
·图15示出了根据本发明的供电单元的发电机的控制器；
·图16示出了根据本发明的供电单元的发电机的电力生成停止设备；
·图17a示出了现有技术中已知的转换器故障，其无法在控制电压VREG OUT达到接近于0V的值时适当地停止；
·图17B示出了由本发明提供的改进，其在VREG OUT达到接近于0V(电流IL1＝0)的值时适当地停止；
·图18示出了电流生成停止设备的应用的范例；
·图19详细示出了用于根据本发明的电气供电单元的控制器的降压电压的操作模式的第一控制器；
·图20示出了根据本发明的第一控制器的模拟实现的范例；
·图21示出了流过在降压电压模式下操作的转换器的电感的IL1电流；.
·图22图示了转换器的输入电压VRDB的值降低的情况；
·图23详细示出了用于根据本发明的供电单元控制器的升压电压模式操作的第二控制器；
·图24示出了第二控制器的第二比例-积分校正器(PI)的转移函数的范例；
·图25图示了根据本发明的第二控制器25的模拟应用；
·图26示出了当输入电压降低时，通过升压电压模式转换器的电感的电流IL1；
·图27示出了根据本发明的电能中的供电单元的控制器的选择设备；
·图28图示了根据本发明的控制器的范例性应用；
·图29示出了根据本发明的保护设备的实现；
·图30示出了伴随转换器的操作模式的改变的流过电感的电流的演变；
·图31图示了用于分别提供代表流过电感的电流IL1和IL2的VL1电压和VL2电压的器件；
·图32图示了当起动转换器在降压电压模式下操作时，图1所示的系统的操作；
·图33图示了当停止转换器在降压电压模式下操作时，图1所示的系统的操作；
·图34图示了当起动转换器在升压电压模式下操作时，图1所示的系统的操作；
·图35图示了当停止转换器在升压电压模式下操作时，图1所示的系统的操作；
·图36示出了当这种转换器在降压电压模式下操作时，图1所示的系统的操作期间的预动作信号的影响；以及
·图37示出了根据本发明的供电单元的应用的范例。
具体实施方式
图1图示了根据本发明的系统1，其包括根据本发明的用于向车载网络供应电能的供电单元3、电气ST1电源和车辆的车载娱乐网络(RDB)。所述单元3经由第一端子B1被连接至电能源ST1，并且经由第二端子B2被连接至RDB车载网络。例如，电气电源是诸如电化学电池或超级电容器的电池。RDB包括计算器5和至少一个功率消耗设备7。
单元3包括电能存储设备ST2和旁路开关K，所述旁路开关K经由第一端子B1被连接至电能源ST1并经由第二端子B2被连接至RDB。计算器5还被配置为锁定单元3的旁路开关K，以向车载网络供应电能并对电能存储设备ST2充电。计算器5被配置为打开K旁路开关，以通过电能存储设备ST2向车载RDB供应电能。
二极管D1被布置为与旁路开关K并联。二极管D1的阳极被连接至第一端子B1，并且二极管D1的阴极被连接至第二端子B2。
计算器5被配置为生成BY-PASS信号并将其提供给K旁路开关，以关闭或打开旁路开关K。
计算器5还被配置为生成二进制信号SENS(DIRECTION)，并将其提供给单元3。
单元3能够接收DIRECTION信号并根据DIRECTION信号的值来将单元3配置在降压电压模式下或在升压电压模式下。当旁路开关K关闭时，计算器5提供具有表明在降压电压模式中的配置将被实施的值(例如，0V)的方向信号，当旁路开关K打开时，计算器5提供具有指示在升压电压模式下的配置将被实施的值(例如5V)的DIRECTION信号。
单元3还包括两个交错转换器9A、9B。每个转换器9A、9B在操作降压和升压电压操作模式之间可逆，并利用可变频率工作。每个转换器是在可变频率上操作的转换器，并且每个转换器在电流和电压上受控。转换器9A、9B二者并联连接。它们在同步可变频率自激振荡模式下运行。
单元3还包括控制器11、发电机13和调制器15。控制器11输出控制电压VREG OUT用作转换器9A、9B的IL1和IL2电流的电压VL1和VL2图像的参考电压。电流IL1和IL2中的控制由发电机13来实现。
图1中图示的单元3包括电能存储设备ST2。电能存储设备ST2在一侧被电连接至接地设备M，并且在另一侧被电连接至第三端子B3。备选地，单元3不包括电能存储设备ST2，但其随后通过单元3的端子(未示出)被连接至外部电能存储设备。
转换器9A包括电感17A、第一开关19A和第二开关21A，其中，开关19A和21A形成半桥。转换器9B包括电感17B、第一开关19B和第二开关21B，其中，开关19B和21B形成半桥。第一开关19A和第二开关21A适于从用于控制开关19A和21A的发电机13分别接收HS-1和LS-1驱动信号以生成通过电感17A的电流。第一开关19B和第二开关21B分别能够接收来自发电机13的控制信号HS-2和LS-2，以驱动开关19B和21B来生成通过电感17B的电流。
每个开关19A或19B在一侧通过开关K被电连接至第一端子B1，并且在另一侧与电感17A或17B串联，所述电感17A或17B被连接至另一侧到第三端子B3和电能存储设备ST2。每个开关21A或21B在一端被电连接在开关19A、19B和电感17A、17B之间，并且在另一侧被电连接至接地设备M。
发电机13适于接收DIRECTION信号，并且当DIRECTION信号的值等于0V(0逻辑电平)时采取降压模式转换器的配置。在这种情况下，K旁路开关关闭，第三端子B3是转换器的电压输出端子，第一端子B1是转换器的电压输入端子。
当DIRECTION信号的值等于5V(1逻辑电平)时，发电机13还适于采取升压模式转换器的配置。在这种情况下，K旁路开关打开，第三端子B3是转换器的电压输入端子，并且第二端子B2是转换器的电压输出端子。
控制器11向发电机13提供通过电感17A、17B的电流的调节电压VREG OUT。控制器11包括用于降压模式操作的第一控制器23和用于升压模式操作的第二控制器25。控制器11还包括选择设备27，所述选择设备27适于根据DIRECTION信号的值选择由第一控制器23供应的控制电压VREG ELEVATEUR(STEP-UP)或由第二控制器25供应的控制电压VREGABAISSEUR(STEP-DOWN)。选择设备27适于向发电机13提供VREGSTEP-DOWN电压控制或VREG STEP-UP电压控制(电压控制VREGOUT)。
调制器15被配置为向控制器11提供在预定频率上的AC电压信号。
每个转换器9A或9B分别包括器件29A、29B，以向发电机13提供代表分别流过电感17A和17B的电流IL1和IL2的电压VL1和VL2(电流IL1和IL2的图像)。器件29A和29B包括R增加的线性电流/电压转换器，以将通过电感17A、17B的IL1或IL2电流的采样转换成电压VL1、VL2。
单元3还包括滤波电容器C1、C2和C3，以及被连接至转换器9A、9B的电感31。转换器9A、9B通过滤波电容器C2、C3和电感31从一侧滤波，并且通过滤波电容器C1在另一侧滤波。
如图1中图示的，转换器9A、9B在一端经由开关K和第一端子B1被连接至电源ST1，在另一侧通过第三端子B3被连接至第二电能存储设备ST2。
单元3允许向车载网络供电，同时对能量存储设备ST2再充电(转换器在降压模式下操作)。单元3还允许使能量在能量存储设备ST2上恢复并将其返回给车载网络(转换器在升压模式下操作)。
本发明的发电机13在图2中图示。发电机13一方面通过同步中的占空比(占空比1和占空比2)的生成，其次通过由控制器SD1、SD2的开关19A、21A、19B、21B的LS-1、LS-2、HS-1HS-2驱动信号的生成实现电流控制IL1和IL2。
发电机13适于接收来自控制器11的控制电压VREG OUT、由计算器5提供的DIRECTION信号、以及代表分别流过器件29A、29B的电感17A和电感17B的电流IL1和IL2的VL1和VL2电压。发电机13适于生成HS-1LS1和HS-2LS2驱动信号。
发电机13包括同步设备200、第一发电机213A和第二发电机213B，例如，迟滞比较器，用于生成用于驱动转换器9A、9B的开关的切换信号，以生成通过电感17A、17B的电流。
发电机13还包括第一加法器219A、第二加法器219B、第一控制器SD1、第二控制器SD2、第一电流生成停止设备DA1、第二电流生成停止设备DA2和与门(AND GATE)(或阻断门)220。
与门220适于接收同步设备200的同步起动器信号START SYNCRQ和由第二迟滞比较器213B生成的占空比(占空比2)。与门220的输出信号被供应给第二控制器SD2。
迟滞比较器213A通过控制器SD1被连接至转换器9A的开关19A、21A，所述控制器SD1用于向开关19A或21A的关闭和打开发送切换信号，以生成17A电感中的电流。迟滞比较器213B经由控制器SD2被连接至转换器9B的开关19B、21B，所述控制器SD2用于向开关19B或21B的关闭和打开发送切换信号，以生成电感17B中的电流。
迟滞比较器213A在其反相输入端接收代表电感17A两端的电流IL1的电压VL1，并且在其非反相输入端接收由控制器11提供的调节电压VREGOUT。迟滞比较器213B在其反相输入端接收代表流过电感17B的电流IL2的电压VL2，并且在其非反相输入端接收由控制器11供应的调节电压VREGOUT。
每个加法器219A、219B适于向由控制器15供应的VREG OUT控制电压的值添加由同步设备200供应的同步信号。加法器219A适于向迟滞比较器213A的非反相输入端提供所述结果，并且加法器219B适于向迟滞比较器213B的非反相输入端提供所述结果。
根据本发明的同步设备200详细示于图3A。
同步设备200适于接收从迟滞比较器213A到第一个输入端子2b1的切换信号，并且适于接收从迟滞比较器213B到第二输入端子2b2的切换信号。
同步设备200包括用于接收由每个转换器生成的切换信号的接收器件。接收器件包括用于接收和处理由迟滞比较器213A提供的切换信号的微分电路221A和整形电路223A，以及用于接收和处理由迟滞比较器213B提供的切换信号的微分电路221B和整形电路223B。
同步设备200还包括用于检测接收到的切换信号的跃迁类型的器件。用于检测跃迁类型的器件包括OR电路225。
微分电路221A在一侧上被连接至第一端子2b1，并且在另一侧上被连接至整形电路223A。223A整形电路也被连接至OR电路的输入端。微分电路221B在一侧上被连接至第一端子2b2，并且在另一侧上被连接至整形电路223B。整形电路223B被连接至OR电路的另一输入端。
同步设备200还包括用于当检测到跃迁时生成同步信号的器件和用于向加法器219A、219B中的一个提供同步信号的器件。
用于当检测到跃迁时生成同步信号的器件包括D 227触发器(拨动)。
OR电路的输出端被连接至D触发器的时钟(CLK)输入端。D触发器的Q输出端被连接至电阻器R1(例如，200K)，并且D触发器的补充输出端Q(Qbarre)被连接至电阻器R2(例如，200k0)。D触发器的另一输入端D被连接至补充输出端Q(Qbarre)和电阻器R1。
电阻器R1还被连接至第一输出端子2S1，并且电阻器R2被连接至2S2设备200的第二输出端子。
D触发器适于在每次CLK时钟接收OR电路的输入时交替在Q输出端处生成同步信号和在Q(Qbarre)的补充输出端处生成同步信号。
用于向加法器219A、219B中的一个提供同步信号的器件包括D触发器、被连接至第一输出端子S1的电阻器R1和被连接至第二输出端子S2的电阻器R2。
同步单元3在输入端接收每个迟滞比较器213A、213B的切换输出信号。切换信号是脉宽调制信号(PWM)，并且在电感17A、17B中生成的电流的强度由这些信号的占空比来确定。
比较器213A的切换输出信号的每次跃迁由微分电路221A和223A、整形电路处理并被供应给OR电路的输入端。比较器213b的输出切换信号中的每次跃迁由微分电路221B和整形电路223B处理并被供应给OR电路的另一个输入端。
只有正向跃迁被OR电路225考虑在内，并被供应至D触发器的输入时钟CLK。D触发器在从OR电路接收的在其时钟CLK输入上的每次正向跃迁时交替Q和Qbarre输出状态。同步信号(例如，+5V的信号)在Q和Qbarre输出端交替产生。同步信号因而被提供给不同的加法器219A或219B(通过电阻器R1、R2)，并且每当由OR电路检测到正向跃迁时以相继的顺序(例如，219A、219B、219A、219B...)(在单元3由三个转换器9A、9B和9C构成的情况下，顺序是例如219A、219B、219C、219A、219B、219C...)。
同步信号通过电阻器R1或R2被供应至加法器219A或加法器219B。加法器219A或219B将调节电压VREG OUT的值添加到同步信号(例如，+290mV的电压)。结果被提供给迟滞比较器的非反相输入端，以改变比较器的迟滞的幅度。
0V的电压被供应给另一个加法器，并且被连接至另一加法器的迟滞比较器仅在其非反相输入端接收调节电压VREG OUT的值。
为了在OR电路检测到正向跃迁时改变比较器的迟滞的幅度，向加法器219A和加法器219B交替供应的同步信号使在可变频率上操作的转换器9A和9B的操作同步，以由转换器9A、9B同步电流生成电感17A、17B。
同步设备200还包括同步起动器设备231，以确保占空比1和占空比2信号的正确同步。同步单元200适于向预定转换器提供同步信号。
起动器设备231的同步包括比较器232、线性转换器电流/电压增益A和整形电路233(例如，电阻器-电容器电路(RC电路))，所述整形电路233适合于防止同时起动两个同步转换器9A、9B，所述两个同步转换器9A、9B经由线性电流转换器/R的电压增益在一侧被连接至比较器232的非反相输入端，在另一侧被连接至输入端子2b。单元231还包括被连接至比较器232的反相输入端的参考电压源VREF(例如，2.5V的固定电压)。比较器232的输出端被连接至D触发器的复位输入端CLR。
单元231确保正确的同步起动。单元231被配置为生成同步起动器信号START SYNCHRO。2b3输入端子接收在转换器9A或9B或单元3的供电中穿过电感17A(或电感17B)的电流IL1(或IL2)的值(电流IL1(或IL2)的图像)。
在电感17A(VL1)中流动的电流的图像由RC电路进行滤波并由比较器232与参考电压VREF的值进行比较。比较器232生成输出同步起动器信号SYNC START。该信号经由输出端子2S3被发送给触发器227的复位输入端CLR，以复位触发器227的输出端和与门220。
当起动单元3时，仅转换器生成9A电流。当电流IL1低于预定值(例如，小于3A的低值)时，比较器232的SYNC START信号输出维持在0V上，并且要求复位D触发器，使同步信号(例如，+5V的信号)在Q输出端产生，并且0V信号在Qbarre输出端产生。同步信号因而通过第一输出端子251向加法器219A供应。D触发器因而能够总是在其接收到具有0V的值的START SYNC信号时向预定输出端子(2S1)供应同步信号。因而同步设备200的输出端2S1被初始化为正电压(例如+290mV)，输出端2S2被初始化为零电压。
而且，与门220在其接收到具有0V的值的SYNC START信号时不向第二控制器SD2提供占空比信号。
当IL1电流超过该预定值(3A)时，同步起动器信号START SYNCHRO正在起动，例如，在5V值上，因此复位未被强加于D触发器上，并且与门220向第二控制器SD2提供占空比信号2。D触发器变为充分运作，并且被供应给输出端子2S1和2S2输出端的信号交替(如上所示)并通过加法器219A和219B执行电压偏移。例如，当由OR电路检测到正向跃迁时，单元200在输出端2S2处提供同步信号(然后在输出端2S1、2S2、2S1、2S2...)。从而实现了占空比1和占空比2的正确同步。
图3B图示了同步起动器设备231的操作。
图4图示了同步设备200的实现方式。
图5图示了当转换器9A和9B在降压电压模式下操作时流过电感17A的电流IL1和流过电感17B的电流IL2。图5示出了电流生成IL1和IL2被同步，系统1提供稳定的VST2输出电压并对能量存储设备ST2充电至12V的要求值。图6示出了能量存储设备ST2中的3的有效电流。
图7图示了转换器DC/DC降压电压模式的同步故障的影响。在击穿瞬间没有所有转换器的完全停止，能量存储设备ST2中的有效电流被加倍(图6A)。图8图示了2分钟的同步故障。两个降压转换器在断电期间不交错地操作。故障消失后，转换器在一段时间(图8中的0.6分钟)之后同步。
图9图示了转换器9A和9B在升压模式中操作时流过电感17A的电流IL1的值和流过电感17B的电流IL2的值。图9图示了电流IL1和IL2的生成被同步，并且系统1提供高达所要求的13V的值的稳定的输出电压VRDB。
图10图示了当电感值L1(17A)等于电感值L2(17B)时的迟滞信号、Q和Qbarre的输出值、17A的电感值L1、17B的电感值L2和电感L1(17A)、L2(17B)中的电流。
图11和图12图示了电感L1到电感L2(17B)(L1L2＝150％)的偏转期间的迟滞信号、Q和Qbarre的输出值、(17A)的电感值L1、(17B)的电感值L2和电感L1(17A)、L2(17B)中的电流。这些图形表明电感部件偏差+50％(自切换)不关断同步。
图13和图15图示了电感L1到电感L2(17B)(L2＝L1-150％)的偏转中的迟滞信号、Q和Qbarre的输出值、电感值L1(17A)、电感值L2(17B)和电感L1、L2中的电流。这些图形表明电感部件偏差-50％(自切换)不关断同步。
本发明因而提供一种用于在整个转换器操作频率范围内使多个电流转换器DC/DC可变频率的操作同步的同步设备200。降压或升压转换器能够利用交错进行操作，不考虑操作频率转换器(例如，在4kH至40kH的范围内)。此外，同步操作故障不会导致所有转换器的强制关断。所有转换器随后以它们自身的相应频率进行工作。此外，电感部件的强移位(+/-50％)(自切换)不停止同步。因而，执行用于校正转换器的部件的过度的同步的数值计算是没有用的。而且，本发明降低了滤波性能中的脉动电流影响。
根据本发明的SD1和SD2控制器详细图示在图15中。
SD1控制器适于接收比较器213A输出端上的切换信号(占空比1)、从计算器5提供的DIRECTION信号、以及代表流过29A器件的电感17A的IL1电流的VL1电压。SD1控制器适于生成HS-1和LS-1控制信号。
SD2控制器适于接收213B比较器输出端上的切换信号(占空比2)、从计算器5提供的DIRECTION信号、以及流过29B器件的电感17B的IL2电流的代表性VL2电压。SD2控制器适于生成HS-2和LS-2控制信号。
每个控制器SD1或SD2用作从动二极管并允许没有不稳定性的高占空比(>50％)。
每个SD1或SD2控制器包括334比较器、335反相器、具有两个336输入端的与逻辑门、具有三个337输入端的与逻辑门、用于提供复位信号(RESET)的338器件、信号延迟器339、340、第一开关341和第二开关342。
第一开关341和第二开关342适于接收DIRECTION信号，并且适合于根据DIRECTION信号的同步值将切换信号转换为来自同步339的信号和信号340。例如，当DIRECTION信号的值等于0V(逻辑0电平和降压电压模式)时，从336发出的切换信号通过端子P2转换至信号延迟器339，并被馈送至转换器的开关19。从337发出的切换信号通过端子P2转换至信号延迟器340并被馈送至开关21。当DIRECTION信号的值等于5V(逻辑1电平和升压电压模式)时，从336发出的切换信号通过端子P1被转换至信号延迟器340，并馈送至转换器的开关21。从337发出的切换信号通过端子P1被转换至信号延迟器339并馈送至开关19。
当在内部电源的初始化相位期间(+5V为例)，器件338的输出为0时，器件338提供复位信号，以在信号延迟器339、340的LS1和HS1输出端上强加状态0。在这种情况下，开关19和21打开。
比较器334比较值VL1与参考电压(REF)(例如，0.5V对应于IL1(或IL2)＝2A)。如果该电流小于2安培，则开关21打开并且当DIRECTION＝0时不会让负IL通过，则开关19打开并且当DIRECTION＝5时不会让负IL电流通过。信号延迟器339、340禁止开关19和21二者同时导通。
每个控制器SD1、SD2提供带有比从动二极管低得多的通行状态的通态阻抗，因而提高转换效率并限制其热量加热。而且，其允许保持控制的稳定性至大于50％的占空比。
发电机13的第一电力生成停止设备DA1，根据本发明的另一方面详细图示于图16。第二电力生成停止设备DA2与第一电流生成停止设备DA1相同。
电力生成停止设备DA1能够利用迟滞213A改变施加至比较器的反相输入端的电压的值，以便停止开关的切换和通过电感的电流IL的生成。
电力生成停止设备DA1被布置在比较器213A的反相输入端和器件29之间，所述器件29供应代表流过电感的电流的电压VL。
电流生成停止设备DA1包括加法器417和器件419，所述器件419提供设备3的一小部分总供应电压(例如VCC＝+5V)。用于提供一小部分总供应电压的器件419包括例如两个电阻器的分配器桥。
加法器417被连接至比较器的反相输入端，并适于向代表流过电感的电流的电压VL1添加偏移电压，所述偏移电压是该小部分总电压供应(例如0.5V)。
加法器417将该结果提供给比较器的反相输入端。在比较器的反相输入端上产生的结果电压等于(R X IL1)+0.5V。当电压VREG OUT小于该结果电压(R X IL1)+0.5V时，比较器变为低态(0伏)，生成转换器开关的停止。
图17a示出了现有技术中已知的故障转换器，当控制电压VREG OUT达到接近0V的值时，其未正确停止。当VREG OUT达到接近0V的值时，电流IL1一直由电感生成。当所需要的操作最后停止时，电流本身不取消，转换器仍然工作。该控制系统是不稳定的。
相反，图17B示出了由本发明所提供的改进，当VREG OUT达到接近0V(电流IL1＝0)的值时，其正确地停止，因为电流被电流生成停止设备DA1通过偏移电压的施加取消。该控制系统现在是稳定的。
图18图示了电力生成停止设备DA1的范例性应用。
用于电压调节器11的降压模式的第一控制器23，根据本发明的另一方面详细地示于图19。
第一控制器23适于从输出电压VST2转换器(反馈)接收电压反馈信号，从输入电压VRDB(前馈)和Vconsigne-ST2参考信号接收预动作信号电压。第一控制器23适于根据输出电压VS12的值、入口的电压VRDB的值和Vconsigne-ST2参考信号的值来确定控制电压值VREG ABAISSEUR(降压)。控制电压VREG ABAISSEUR(降压)被供应至选择设备27，所述选择设备27适于当DIRECTION信号的值等于0V(0逻辑电平和降压操作模式)时选择控制电压VREG ABAISSEUR(降压)。然后，选择设备27向发电机13提供控制电压VREG ABAISSEUR(降压)(控制电压VREG OUT)，以将流过电感17A、17B的电流调节为控制电压VREG ABAISSEUR(降压)的值。
第一控制器23包括加法器515、衰减器件517、比例-积分校正器(PI)519、比较设备521、用于提供参考电压Vconsigne2523的器件和电压限制器524。
加法器515适于执行由衰减器件517提供的参考电压Vconsigne-ST2到一小部分输出电压VS12(反馈)的减法。加法器515的输出误差由比例-积分校正器(PI)519校正。
比较设备521适于比较来自比例-积分校正器(PI)519的电压和由用于提供参考电压523的器件提供的参考电压Vconsigne2，并且其适于在输出端复制两个电压的最小值，并将该电压作为VREG0调节供应给电压限制器524。
用于提供参考电压523的器件能够提供是内部控制电压的Vconsigne2电压，以将比较设备521的高电压输出限制为值Vconsigne2。
第一控制器23还包括转换输入电压VRDB(前馈)的值的处理器件525、比例-积分校正器527(一阶时间滤波器)和电压限制器529。
处理器件525能够转换输入电压VRDB的值，例如线性的或对数规律或通过使用表格，以放大输入电压VRDB的值的降低。处理器件525放大输入电压VRDB的值的降低，从而使处理设备525的输出端上变换的输入电压VRDB的值迅速变成零电压。
例如，当输入电压VRDB的值从13V的最大值降低到7V的值时，输入电压VRDB的值被变换，并在处理器件525的输出端由4V的最大值降低到0V的值。
处理设备525能够向比例-积分校正器527提供已变换的输入电压VRDB的值。比例-积分校正器527能够执行时间滤波(例如10微秒)，并向电压限制器524提供已变换的输入电压VRDB。
电压限制器524被配置为向选择设备27(VREG ABAISSEUR(降压)＝已变换的输入电压VRDB)提供已变换的输入电压VRDB(由比例-积分校正器527提供)。
电压限制器524还被配置为如果VREG0控制电压的值低于已变换的输入电压VRDB的值，向选择设备27(VREG ABAISSEUR(降压)＝VREG0)提供控制电压VREG0(由比较设备521所供应的)。因此，电压限制器524的最大输出电压VHIGH限于由比例-积分校正器527提供的已变换的输入电压VRDB的值。
例如，如果VREG0等于4V，并且输入电压等于已变换的输入电压VRDB，则电压限制器的最大电压等于0V，并且VREG ABAISSEUR(降压)等于0V。如果VREG0等于4V，已变换的输入电压VRDB等于2V，则电压限制器的最大电压等于2V，VREG ABAISSEUR(降压)等于2V。如果VREG0等于3V，已变换的输入电压VRDB等于3V，则电压限制器的最大电压等于4V，VREG ABAISSEUR(降压)等于3V。
图20图示了根据本发明的第一控制器23的范例性模拟实现方式。然而，数字电子实现方式也是可能的。
图21示出了在转换器以降压电压模式操作期间流过转换器9A的电感17A的电流IL1。输入电压值VRDB转换器是13V，转换器增加VREGSTEP-DOWN的值，以向存储设备ST2加载0V值到12V的值。在该12V的值上，调节器降低VREG ABAISSEUR(降压)为0V。转换器停止，IL1等于0A。
图22图示了转换器VRDB的输入电压的值降低的情况。当转换器的输入电压VRDB的值从13V变为7V时，VRDB的这种下降由第一控制器23放大，以迅速降低VREG ABAISSEUR(降压)的值，其在VRDB＝7V时变为零。
本发明的单元3允许当输入电压VRDB显著改变时快速减少操作转换器9A、9B，因而避免由所述单元产生的电压下降VRDB引起的车辆的安全功能的不稳定控制和干扰。
根据本发明的单元3因此包括参考信号Vconsigne-ST2和Vconsigne2在其中被处理的第一控制器23、输出电压的电压反馈信号和输入电压的电压预动作信号。输入电压预动作信号影响转换器调节规律，它们在电压和电流上被调节。开关的切换频率是不固定的，因为每个转换器是自激振荡并由通过电感17A或17B的峰值电流的值和由迟滞比较器213A、213B中的固定电压迟滞来控制。转换器在可变的但较低的低于40kHz的频率上工作。
用于电压升压模式的第二控制器25，根据本发明的另一方面详细地示于图23。
第二控制器25适于接收转换器(反馈)的输出电压反馈信号VRDB、电压VST2输入电压(前馈)中的预动作信号和Vconsigne-RDB参考信号。第二调节器25能够根据输出电压VRDB的值、输入电压VST2的值和参考信号Vconsigne-RDB的值来确定控制电压值VREG ELEVATEUR(升压)。控制电压VREG ELEVATEUR(升压)被供应至选择设备27，选择设备27适于当DIRECTION信号的值等于5V(逻辑电平1和升压电压操作模式)时选择控制电压VREG ELEVATEUR(升压)。然后，选择设备27向发电机13提供控制电压VREG ELEVATEUR(升压)(控制电压VREG OUT)，以将流过电感17A、17B的电流调节为调节电压VREG ELEVATEUR的值(升压)。
第二控制器25包括第一加法器615、第一衰减器件617、第一比例-积分校正器(PI)619，用于提供第二参考电压Vconsigne2的器件621、第二加法器627、用于提供第三参考电压Vconsigne3的器件629、衰减的第二器件631、第二比例-积分校正器(PI)633、电流生成停止设备635、比较设备637和控制设备641。
第一加法器615能够执行由第一衰减器件617提供的参考电压Vconsigne-RDB到一小部分输出电压VRDB(反馈)的减法。来自第一加法器615的输出误差由第一比例-积分校正器(PI)619校正，电压调节VREGO的值表示的结果供应给比较单元637。第一比例-积分校正器(PI)是619，例如，带有g2增益的一阶滤波器。
第一电流生成停止设备635适于接收电压预动作信号VST2输入电压，并且当电压预动作信号的值达到预定的非零值时，在电感中生成SA电流生成停止信号。电流生成停止设备635适于比较输入电压VST2的值与预定的内部固定值VL(例如，4V)。电流生成停止设备635被配置为当VST2输入电压的值等于或低于该预定的VL值时，向比较设备637提供零电压0V(在电感中的SA电流生成的停止信号)。电流生成停止设备635当输入电压VST2的值大于预定值VL时不向比较设备637提供信号。
比较设备637适于接收并比较SA电流生成停止信号、第一比例-积分校正器(PI)619发布的电压(VREGO)和由用于提供第二参考电压的器件621提供的参考电压Vconsigne2，适于在输出端复制三个电压中的最小值，并向控制器641提供该电压作为VREG1控制电压。当电流生成停止信号的SA由比较设备637接收时，控制电压VREG1的值为0V。
用于提供第二参考电压的器件621适于提供作为内部控制电压的Vconsigne2电压，以将比较设备637的高电压输出限制为该Vconsigne2参考值(例如，4V)。
第二控制器25包括用于处理输入电压值VST2的器件，所述器件适于将VST2输入电压的值的降低变换为升高控制电压Vhigh。第二加法器627能够执行由第二衰减器件631提供的第三参考电压Vconsigne3到一小部分输入电压VST2(前馈)的减法。第二加法器627的输出结果由第二比例-积分校正器(PI)633处理，已处理的信号Vhigh被供应给处理单元641。
用于提供第三参考电压629的器件能够提供作为内部控制电压(例如，2V)的Vconsigne3电压。
第二比例-积分校正器(PI)633是例如带有增益g1的一阶滤波器。第二比例-积分校正器(PI)633能够根据降低的线性规律变换第二加法器627的输出结果，以提供VHIGH处理信号(和控制电压VREG ELEVATEUR(升压))，所述VHIGH处理信号在第二加法器627的输出结果的值(和输入电压VST2的值)升高时降低。第二比例-积分校正器(PI)633因此能够向控制设备641提供VHIGH处理信号，所述VHIGH处理信号在输入电压VST2的值降低时线性升高。
图24图示了第二比例-积分校正器(PI)633的转换函数的范例。
控制单元641被配置为向选择设备27(VREG ELEVATEUR(升压)＝Vhigh)提供(由第二比例-积分校正器633提供的)VHIGH处理信号。
控制器641还被配置为如果控制电压VREG1的值低于VHIGH处理信号的值，向选择单元27(VREG＝ELEVATEUR(升压)＝VREG1)提供(通过比较设备637)控制电压VREG1。
因此，控制单元641的最大电压输出被限制为由第二比例-积分校正器633提供的VHIGH处理信号的值。当在电感17A、17B(0V)中的SA电流生成停止信号经由比较器件637由控制器641接收时，控制器641向选择设备27提供0V的控制电压VREG，以停止通过电感17A、17B的电流的生成。
图25图示了根据本发明的第二控制器25的模拟实现方式。然而，数字电子实现方式也是可能的。
图26图示了当输入电压VST2降低时流过转换器9A的电感17A的电流IL1。转换器的输入电压值VST212.5V值降低为4V。在VST2的值降低期间，转换器9A增加流过电感17A的电流IL1(和VREG ELEVATEUR(升压)的值)，以稳定输出电压VRDB为13V。当输入电压VST2的值达到4V时，电流生成停止设备635生成电感中的电流生成停止信号17A，第二控制器25设定VREG ELEVATEUR(升压)的值为0V。转换器停止，IL1等于0A。
本发明的单元3的转换器在输入电压VST2的值降低时以线性方式改变VRDB输出电压和输出功率，并维持输出电压VRDB大于或等于预定值(例如，12V)。其允许以这种方式来提供基本恒定的输出电压VRDB。单元3还允许在输入电压VST2的值达到转换器的操作变得不稳定和它们的性能变得严重退化的值之前停止通过电感17A、17B的电流生成。
根据本发明的单元3包括第二调节器25，其中，参考信号Vconsigne-RDB、Vconsigne25和Vconsigne3、来自输出电压的电压反馈信号和输入电压的预动作信号电压。输入电压的电压预动作信号影响转换器调节规律，转换器随后在电压和电流上被调节。开关的切换频率是不固定的，因为转换器是自激振荡的并由通过电感17A、17B的峰值电流的值和迟滞比较器213A、213B中的固定电压迟滞来控制。变频转换器在可变的但在任何情况下低于40kHz的较低的频率上工作。
选择设备27，根据本发明的另一方面详细地示于图27。
选择设备27适于接收由第一控制器23供应的控制电压VREGELEVATEUR(升压)、由第二调节器25供应的控制电压VREG ABAISSEUR(降压)、DIRECTION信号和具有预定频率并由调制器15供应的交替FM电压信号。选择设备27还适于向发电机13提供控制电压VREGABAISSEUR(降压)或控制电压VREG ELEVATEUR(控制电压VREGOUT)。
选择设备27包括开关701、加法器702和保护设备703。
开关701适于接收DIRECTION信号、控制电压VREG ABAISSEUR(降压)和控制电压VREG ELEVATEUR(STEP-UP)。开关701适于当DIRECTION信号的值等于5V(逻辑电平1电平和升压操作电压模式)时选择控制电压VREG ELEVATEUR(升压)，并向加法器702提供控制电压VREG ELEVATEUR(升压)。开关701还能够当DIRECTION信号的值等于0V(逻辑电平0和降压操作模式)时选择控制电压VREG ABAISSEUR(降压)，并向加法器702提供调节电压VREG ABAISSEUR(降压)。
加法器702，根据本发明的另一方面适于执行具有预定频率的FM交流电压信号到控制电压VREG ELEVATEUR(升压)或控制电压VREGABAISSEUR(降压)的加法。代表由FM信号调制的控制电压的值的结果被提供给保护设备703。
由调制器15生成的FM信号可以是来自诸如正方形或三角形正弦波发电机的常规发电机或来自表格的AC信号。信号的幅度与VREGELEVATEUR(升压)或VREG ABAISSEUR(降压)相比是弱的，例如，100至300mV，FM信号的频率为低频，例如，100Hz至1kHz。加法器702允许控制电压VREG OUT的调制，所述调制允许在由FM信号强加的该调制频率中交替改变参考电流IL1和IL2。占空比2和占空比1的频率随后由低频调制器15来调制。调制器15(以及选择设备27和发电机13)使得有可能在可变频率上利用大的宽度生成占空比(HS-1、LS-1、HS-2、LS-2)。传导和辐射干扰被呈现在无线电频率的更宽的频谱中，所以更容易实现与要求的符合。
如图27所示，保护设备703包括提供发电机电压调节13VREG OUT的电压限制器719。
根据本发明的另一方面的保护设备703能够当操作方向变化被检测到时限制生成流过用于预定的持续时间的转换器的电流的值中的变化，以保证转换器的热保护。保护设备703还适于检测转换器的馈送过程，并当馈送过程被检测到时限制生成流过用于预定的持续时间的转换器的电流的值中的变化。
保护设备703还包括通过节点N1的中介被电连接至电容器C4的发电机721，以及开关S7和S8。发电机721包括电压源722A和722B和电力发电机。每个开关S7、S8在一侧电被连接至节点N1(在发电机721和电容器C4之间)，并在另一侧电被连接至接地设备M。电压限制器719通过放大器723的辅助电被连接至节点N1。
电压限制器719还能够接收由BUCK加法器702做出的交流电压信号FM电压VREG LIFT调节或电压VREG调节的加法的结果(控制电压VREGA)。
开关S7能够接收在单元3的功率设定上的RESET信号，并且当接收到该信号时关闭开关S7。725设备能够接收当改变降压电压模式为升压电压模式(或反之)时的DIRECTION信号，以及检测DIRECTION信号的上升或下降边缘，以关闭开关S8(通过SW信号)。
在本发明的一个应用中，转换器1包括检测在电感17A、17B中流动的反向电流并在检测到电流时关闭反向开关S8的器件。
发电机721以电流加载电容器C4。如果开关S7关闭时，即在RESET(内部电源的警报)的时间期间，或者如果开关S8关闭时，即由器件725检测到每个正跃迁和负DIRECTION信号时，C4的端子上的电压等于0。
接下来，C4两端的电压例如线性地(或其它函数)上升，直到由C4的电容值和由电力发电机722B供应的电流i(例如0.2分钟)确立的跃迁时间期间内的VLimit的限制(例如+4V)。
该电压利用1的增益被放大器723复制，并被提供为到电压限制器719的参考电压VREF。
电压限制器719被配置为提供该电压参考量0V，直到发电机13的限制值VLimit(在VLimit处VREG OUT为0)。
因此，电压限制器719的最大电压能够采取以下值：
·在电力升高期间，0V；
·在跃迁时间(如0.2分钟)期间的模式改变之后，0至4V；以及，如果RESET或DIRECTION信号未收到，永久地，VLimit＝4V。
电压限制器719还被配置为如果VREGA调节电压的值低于参考电压VREF的值，向发电机13(VREG＝VREGA OUT)提供由加法器702供应的调节电压VREGA。
例如，如果VREGA等于4V，参考电压VREF等于0V，则电压限制器的最大电压等于0V，VREG OUT等于0V。如果VREGA等于4V，参考电压VREF等于2V，则电压限制器的最大电压等于2V，VREG OUT等于2V。如果VREGA等于3V，参考电压VREF等于4V，则电压限制器的最大电压等于4V，VREG OUT等于3V。
图28图示了根据本发明的控制器的范例性应用。图29图示了根据本发明的保护设备703的应用。
图30图示了伴随转换器操作的变化的通过电感的电流的演变。当DIRECTION信号从0V变化为5V发出在操作模式中的变化的信号时，VREG OUT电压调节由电压限制器719限制，并采取0V的值。VREG OUT调节电压从0V的这个值逐渐增加至用于预定时间的VLimit(例如，4V)。电流IL的流动方向被反转，但电流IL的值不会突然增加，并依赖于电压VREG1调节的值升高。
这防止每个转换器的电子部件中的突然的温度上升，并且开关的瞬态功率损失被限制在预定值，该值由发电机721和电容器C4来确定。
连续功率损耗由VLimit的值限制，梯度瞬态结温被限制为与半导体转换器部件的可靠性目标和可持续性兼容的预定值。
如图31中所示，器件29A、29B分别允许提供代表分别通过电感17A和电感17B的电流IL1和IL2的电压VL1和电压VL2(电流IL1和IL2的图像)。
器件29A和29B是相同的，并且被配置为确定电压VL的绝对值。
29A转换器器件包括线性电流/电压增益A、增益1的放大器831、跟踪峰值检测器833A、-1放大器增益835A、峰值检测器837A和开关839A。
29A转换器器件包括线性电流/R电压增益，以将流过电感17A的电流IL1的采样转换为VL1电压。因此产生电流IL1的图像。在线性转换器电流/电压增益R的输出端处，电压等于V＝RX IL1。
然而，该电压是正还是负取决于转换器的操作方向(降压或升压电压)。
正电压由+1增益放大器831A和峰值检测器833A进行处理。负电压由-1放大器835A和峰值检测器837A进行处理。开关839A能够接收DIRECTION信号，对于由开关839A检测到的DIRECTION信号的每次正和负的跃迁，开关839A的位置A或B被改变。
以R＝0.060欧姆、IL1＝50A和DIRECTION＝1为例，则跟踪峰值检测器833A的输出上的V＝0.06x50x1x1＝3.0V，在跟踪峰值检测器837A的输出上的V＝(0.06x50)x0x-1＝0V，则开关839A的输出＝跟踪峰值检测器833A的输出电压＝3.0V。
以R＝0.060欧姆和IL1＝-50A，DIRECTION＝0为例，则跟踪峰值检测器833A的输出处的V＝0.06x-50x0＝0V，跟踪峰值检测器837A的输出处＝(0.06X-50)x-1x1＝3.0V，则开关839A的输出＝跟踪峰值检测器837A的电压输出＝3.0V。
在转换器的操作方向的变化中(低电压升压)，IL1和IL2向0A和变化值降低，然后增加以等待其设定值。29A和29B器件使得有可能在开关839A的输出上获得代表跨越电感17A的电流IL1的VL1电压的正值或空值，在开关839B的输出上获得代表通过电感17B的电流IL2的VL2电压的正值或空值。
图32图示了当起动转换器在降压模式下操作时，图1所示的系统的操作。VREG OUT电压200μs从0V的值上升至4V的值。VRDB电压的值是13V，并且能量存储设备ST2将从0V的值充电到12V的值。电流IL1和IL2依赖于参考电压VREG OUT从0A的值上升至75A的值。
图33图示了当停止转换器在降压模式下操作时，图1所示的系统的操作。由于对电能存储设备ST2的充电和由停止设备DA1施加电压的结束，VREGOUT电压从4V的值降低至0V的值。VRDB电压的值是13V，能量存储设备ST2被充电到12.4V的值。IL1和IL2电流根据参考电压VREG OUT从75A降低到0A的值。
图34图示了当起动转换器在电压升压模式下操作时，图1所示的系统的操作。VREG OUT电压从0V的值上升至1.5V的值。VRDB电压的值是13V，能量存储设备ST2经历从12.4V至4V值的放电。
图35图示了当停止转换器在升压模式下操作时，图1所示的系统的操作。由于能量存储设备ST2的放电以及由停止设备DA1、DA2施加电压的结束，VREG OUT电压从4V值降低到0V的值。VRDB电压的值是13V，能量存储设备ST2在4V的值上结束其放电。IL1和IL2电流基于参考电压VREG OUT以从-75A到0A的值减小。
图36图示了当这种转换器在降压模式下操作时(能量存储设备ST2的充电)时如图1所示的系统操作期间被供电时预动作信号的影响。电压VRDB从13V的值下降到7V的值，然后电压升高恢复到13V的价值。因为预动作电压信号和由停止器件DA1、DA2施加的电压的影响，VREG OUT电压从4V值降低至0V值。75A的IL1和IL2电流依赖于参考电压VREG OUT向0A值减小。
图37图示了根据本发明的馈送设备3的范例性应用。
应当理解，对于本领域技术人员显而易见的是能够对本文中所描述本发明的各种应用做出各种修改和/或改进，但不脱离由所附权利要求限定的本发明的保护范围。
例如，系统可以包括两个以上转换器，同步设备能够同步两个以上转换器。

Claims (10)

1.一种用于向车辆的车载网络供应电能的供电单元(3)，包括：
·至少两个DC/DC转换器(9A、9B)，其在降压电压模式和升压电压模式之间交错并可逆，转换器(9A、9B)要被连接至电能存储设备(ST2)，并且能够向车载网络提供电流；
·开关(K)，其能够在所述开关(K)处于第一状态时使电源(ST1)向电气系统供电，当所述开关(K)处于第二状态时，允许所述电能存储设备(ST2)向所述车载网络供电，
其特征在于，所述转换器(9A、9B)是变频转换器，并且其特征在于，馈送设备(3)还包括同步设备(200)，所述同步设备(200)被配置为使在不同频率上操作的所述转换器(9A、9B)的操作和电流转换器的生成同步。
2.根据权利要求1所述的单元(3)，其特征在于，所述同步设备(200)包括：
·用于接收由所述转换器中的每个生成的切换信号的器件(221A、221B、223A、223B)；
·用于检测接收到的切换信号的跃迁类型的器件(225)；
·用于当检测到跃迁时生成同步信号的器件(227)；以及
·用于向所述转换器(9A、9B)中的一个提供所述同步信号的器件(227、2S1、2S2)，所述器件(227、2S1、2S2)被配置为每次检测到跃迁时以不同顺序向转换器(5A、5B)提供所述同步信号。
3.根据权利要求1或2所述的单元(3)，其特征在于，其还包括同步起动器器件(231)，所述同步起动器器件适于向预定转换器(9A、9B)提供同步信号。
4.根据上述权利要求所述的单元(3)，其特征在于，所述同步起动器器件包括用于接收流过所述转换器(9A、9B)中的转换器的电感(17A、17B)的电流的值的器件，以及用于当所述电流的所述值达到预定值时生成同步起动器信号(SYNC START)的器件(232、227)。
5.根据权利要求2至4中的任一项所述的单元(3)，其特征在于，接收器件包括微分电路(221A、221B)，所述微分电路用于处理从所述转换器(9A、9B)中的每个接收的所述切换信号。
6.根据权利要求2至5中的任一项所述的单元(3)，其特征在于，用于检测切换信号的跃迁类型的所述器件包括OR电路(225)。
7.根据权利要求2至6中的任一项所述的单元(3)，其特征在于，用于当检测到跃迁时生成同步信号的所述器件包括D触发器(227)。
8.根据权利要求2至7中的任一项所述的单元(3)，其特征在于，其包括所述电能存储设备(ST2)。
9.一种系统(1；100)，其包括根据权利要求2至8中的任一项所述的单元(3)、被连接至所述设备(3)的电源(ST1)、以及被连接至所述设备(3)的车载网络(RDB)，所述车载网络(RDB)包括计算器(5)和至少一个功率消耗设备(7)。
10.一种机动车辆，其包括根据权利要求2至8中的任一项所述的单元(3)，或者根据上述权利要求所述的系统。
CN201380062973.1A 2012-10-02 2013-09-27 用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元 Active CN104937825B (zh)

Applications Claiming Priority (11)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1259318 2012-10-02
FR1259318A FR2996380A1 (fr) 2012-10-02 2012-10-02 Dispositif de synchronisation d’au moins deux convertisseurs
FR1259468A FR2996699B1 (fr) 2012-10-05 2012-10-05 Convertisseur abaisseur de tension pour un vehicule
FR1259468 2012-10-05
FR1259670 2012-10-10
FR1259667 2012-10-10
FR1259667A FR2996698A1 (fr) 2012-10-10 2012-10-10 Convertisseur elevateur de tension pour un vehicule
FR1259670A FR2996692B1 (fr) 2012-10-10 2012-10-10 Procede de gestion d'un systeme pour alimenter un reseau de bord d'un vehicle en energie electrique
FR1259837 2012-10-16
FR1259837A FR2996966B1 (fr) 2012-10-16 2012-10-16 Dispositif d'alimentation pour alimenter un reseau de bord d'un vehicule en energie electrique
PCT/FR2013/052285 WO2014053749A1 (fr) 2012-10-02 2013-09-27 Dispositif d'alimentation pour alimenter un réseau de bord d'un véhicule en énergie électrique

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104937825A true CN104937825A (zh) 2015-09-23
CN104937825B CN104937825B (zh) 2018-08-10

Family

ID=49515386

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380062973.1A Active CN104937825B (zh) 2012-10-02 2013-09-27 用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9896048B2 (zh)
EP (1) EP2941821B1 (zh)
CN (1) CN104937825B (zh)
WO (1) WO2014053749A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107786084A (zh) * 2016-08-26 2018-03-09 大陆汽车有限公司 用于以车载车辆网络操作一对dc转换器的方法以及电压转换器电路
CN108075555A (zh) * 2016-11-08 2018-05-25 马涅蒂-马瑞利公司 用于管理供应到机动车辆低电压系统的能量的设备和方法
CN110234543A (zh) * 2017-02-03 2019-09-13 罗伯特·博世有限公司 经由电压供应导线校准车辆控制设备的方法和相应的可校准车辆控制设备
WO2020078343A1 (en) * 2018-10-16 2020-04-23 Ningbo Geely Automobile Research & Development Co., Ltd. An electric power system
CN112491307A (zh) * 2019-09-11 2021-03-12 茂达电子股份有限公司 马达驱动装置及方法

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6152241B2 (ja) * 2014-04-23 2017-06-21 レノボ・シンガポール・プライベート・リミテッド 電力システム、携帯式電子機器および電力の供給方法
CN105356743B (zh) * 2015-05-26 2018-01-23 成都芯源系统有限公司 升压降压型开关功率变换器及其控制电路
JP6607049B2 (ja) * 2016-01-13 2019-11-20 富士電機株式会社 半導体装置およびスイッチング電源装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004135390A (ja) * 2002-10-08 2004-04-30 Mitsubishi Motors Corp 電気自動車用電源装置
CN101924467A (zh) * 2009-06-02 2010-12-22 英特赛尔美国股份有限公司 在多相升压变换器中“或”连接各相以克服占空比限制的系统和方法
US7933132B2 (en) * 2008-04-29 2011-04-26 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronizing frequency and phase of multiple variable frequency power converters
FR2970094A1 (fr) * 2011-01-05 2012-07-06 Peugeot Citroen Automobiles Sa Dispositif electronique et vehicule comprenant un tel dispositif

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5193054A (en) * 1991-10-24 1993-03-09 Sundstrand Corporation DC content control in a dual VSCF converter system
US5793191A (en) * 1995-08-03 1998-08-11 Celestica, Inc. Zero voltage switching supplies connected in parallel
US5905369A (en) * 1996-10-17 1999-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters
US7701730B2 (en) * 2006-05-01 2010-04-20 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for power converters having phases spaced at desired phase angles
US7706151B2 (en) * 2006-05-01 2010-04-27 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for multi-phase power conversion
US8125203B2 (en) * 2006-09-14 2012-02-28 Renesas Electronics Corporation PFC controller, switching regulator and power supply circuit
US7884588B2 (en) * 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
JP5592236B2 (ja) * 2010-11-01 2014-09-17 株式会社日立製作所 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004135390A (ja) * 2002-10-08 2004-04-30 Mitsubishi Motors Corp 電気自動車用電源装置
US7933132B2 (en) * 2008-04-29 2011-04-26 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronizing frequency and phase of multiple variable frequency power converters
CN101924467A (zh) * 2009-06-02 2010-12-22 英特赛尔美国股份有限公司 在多相升压变换器中“或”连接各相以克服占空比限制的系统和方法
FR2970094A1 (fr) * 2011-01-05 2012-07-06 Peugeot Citroen Automobiles Sa Dispositif electronique et vehicule comprenant un tel dispositif

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107786084A (zh) * 2016-08-26 2018-03-09 大陆汽车有限公司 用于以车载车辆网络操作一对dc转换器的方法以及电压转换器电路
CN108075555A (zh) * 2016-11-08 2018-05-25 马涅蒂-马瑞利公司 用于管理供应到机动车辆低电压系统的能量的设备和方法
CN110234543A (zh) * 2017-02-03 2019-09-13 罗伯特·博世有限公司 经由电压供应导线校准车辆控制设备的方法和相应的可校准车辆控制设备
CN110234543B (zh) * 2017-02-03 2024-03-08 罗伯特·博世有限公司 经由电压供应导线校准车辆控制设备的方法和相应的可校准车辆控制设备
WO2020078343A1 (en) * 2018-10-16 2020-04-23 Ningbo Geely Automobile Research & Development Co., Ltd. An electric power system
US11981211B2 (en) 2018-10-16 2024-05-14 Ningbo Geely Automobile Rese arch & Dev. Co., Ltd. Electric power system
CN112491307A (zh) * 2019-09-11 2021-03-12 茂达电子股份有限公司 马达驱动装置及方法
CN112491307B (zh) * 2019-09-11 2022-06-28 茂达电子股份有限公司 马达驱动装置及方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2941821A1 (fr) 2015-11-11
WO2014053749A1 (fr) 2014-04-10
US20150274099A1 (en) 2015-10-01
CN104937825B (zh) 2018-08-10
US9896048B2 (en) 2018-02-20
EP2941821B1 (fr) 2020-02-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104937825A (zh) 用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元
CN101501976B (zh) 电力转换电路
CN101795068B (zh) 开关型调节器及其控制方法
CN101542882B (zh) 开关稳压器及其控制方法
Yeh et al. Digital pulsewidth modulation technique for a synchronous buck DC/DC converter to reduce switching frequency
CN204947890U (zh) 栅极驱动电源系统
CN103647449B (zh) 一种升压型电荷泵电路
WO2017015670A1 (en) Hysteretic control for transformer based power converters
US10784704B2 (en) On-board charging system
KR20160140064A (ko) 전력 변환 장치 및 이의 동작 방법
CN103490632B (zh) 升降压型输出电压平衡电路
CN107850913A (zh) 用于基于电感器电流控制升压开关式调节器的电路和方法
CN105075088A (zh) 用于在开关式调控器中实现100%占空比的系统和方法
Zhao et al. Design of a non-isolated single-switch three-port DC-DC converter for standalone PV-battery power system
CN105762902A (zh) 一种可实现dc/dc转换功能的车载充电机电路
CN110739848A (zh) 用于电动化车辆的高增益dc-dc转换器
Meher et al. Comparative STUDY of DC/DC Bidirectional SEPIC converter with different controllers
Rigogiannis et al. Experimental investigation of a digitally current controlled synchronous buck DC/DC converter for microgrids applications
CN103560669A (zh) 升压/降压型直流-直流变换器及其控制电路和控制方法
CN113904556A (zh) 电力转换装置
CN106817019B (zh) 用于控制环保型车辆的低压直流转换器的装置和方法
Kobori et al. Single inductor dual output switching converter using exclusive control method
Tyagi et al. Design high gain dc-dc boost converter with coupling inductor and simulation in PSIM
WO2008064767A1 (en) Power supply system for a vehicle, and method
CN109309451A (zh) 多相切换式电源供应器、及其控制电路与控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant