CN104902630A

CN104902630A - 光源控制装置

Info

Publication number: CN104902630A
Application number: CN201510266442.5A
Authority: CN
Inventors: 村松隆雄; 武田仁志; 伊藤昌康; 村上健太郎
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2012-06-11
Filing date: 2013-06-03
Publication date: 2015-09-09
Anticipated expiration: 2033-06-03
Also published as: EP2800457B1; CN104902630B; EP2675247A1; JP6030922B2; JP2014017463A; EP2800457A3; EP2800457A2; EP2675247B1; CN103491668A; CN103491668B

Abstract

本发明提供一种光源控制装置，其即使光源或旁路开关周围的配线发生导通不良也能够适当应对。半导体光源控制装置具有：驱动电路，其生成驱动电流；第2旁路开关(110－2)，其与第2LED(2－2)并联连接；以及第3旁路开关(110－3)，其与第3LED(2－3)并联连接。第2旁路开关(110－2)断开且第3旁路开关(110－3)接通时流过第2旁路用连接配线(280－2)的电流的极性，与第2旁路开关(110－2)接通且第3旁路开关(110－3)断开时流过第2旁路用连接配线的电流的极性相反。半导体光源控制装置构成为，在第2旁路用连接配线发生导通不良的情况下，强制使第2旁路开关及第3旁路开关这两者接通。

Description

光源控制装置

本申请是基于2013年6月3日提出的中国国家申请号为201310216840.7的申请(光源控制装置)的分案申请，以下引用其内容。

技术领域

本发明涉及一种对光源进行控制的光源控制装置。

背景技术

近年来，在前照灯等车辆用灯具中，取代现有的具有灯丝的卤素灯而使用寿命更长且消耗功率更低的LED(Light Emitting Diode)等半导体光源。LED的发光程度即亮度与流过LED的电流大小相关，因此，在将LED用作为光源的情况下，需要用于对流过LED的电流进行调节的点灯电路。

本申请人在专利文献1中提出了一种技术，其为了使前照灯的配光可变、进行足够精细的配光控制，作为光源采用LED矩阵，使各LED单独点灯/熄灯。在专利文献1记载的点灯电路中，与各LED并联地设有旁路开关，通过该旁路开关接通/断开而实现LED的单独点灯/熄灯。

专利文献1：日本特开2011－192865号公报

在采用专利文献1所记载的旁路方式的情况下，LED周边的配线比较复杂。如果配线复杂化，则存在发生接触不良或断线等导通不良的可能性增加的问题。

发明内容

本发明就是鉴于上述状况而提出的，其目的在于提供一种即使光源或旁路开关周围的配线发生导通不良也能够适当地应对的光源控制装置。

本发明一个方式涉及光源控制装置。该光源控制装置具有：驱动电路，其生成流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流；第1旁路开关，其与多个半导体光源中的一部分并联连接；以及第2旁路开关，其与所述第1旁路开关串联连接，并且与多个半导体光源中的另一部分并联连接。对于将第1旁路开关和第2旁路开关之间的连接节点与多个半导体光源中的一部分和多个半导体光源中的另一部分之间的连接节点连接的连接配线，在第1旁路开关断开且第2旁路开关接通时流过连接配线的电流的极性，与第1旁路开关接通且第2旁路开关断开时流过连接配线的电流的极性相反。其构成为，在连接配线发生导通不良的情况下，强制地使第1旁路开关及第2旁路开关这两者接通。

根据该方式，可以在连接配线发生导通不良的的情况下，强制地使第1旁路开关及第2旁路开关这两者接通。

本发明的另一方式也是一种光源控制装置。该装置具有：驱动电路，其生成流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流；旁路开关，其与多个半导体光源中的至少一部分并联连接；主控制电路，其在通常点灯时使旁路开关周期性地接通/断开；以及异常检测辅助电路，其在旁路开关断开时的旁路开关的两端电压低于第1电压或高于比第1电压高的第2电压的情况下，使电容器保持的电荷的量以第1时间常数向第1朝向变化，在无法使电容器保持的电荷的量以第1时间常数向第1朝向变化的情况下，使电容器保持的电荷的量以比第1时间常数长的第2时间常数向与第1朝向相反的第2朝向变化。主控制电路基于电容器的两端电压判定是否发生异常，在判定为发生了异常的情况下，强制地使旁路开关接通。

根据该方式，可以利用第1时间常数和第2时间常数之间差异，判定是否发生了异常。

此外，上述构成要素的任意组合、或者将本发明的构成要素或描述在装置、方法、系统等之间相互置换，作为本发明的方式均是有效的。

发明的效果

根据本发明，能够提供即使光源或旁路开关周围的配线发生导通不良也能够适当应对的光源控制装置。

附图说明

图1是表示实施方式所涉及的半导体光源控制装置及与其连接的部件的结构的电路图。

图2是表示图1的滞后幅度设定电路的结构的电路图。

图3是表示驱动电压的绝对值和补偿电压之间的关系的曲线图。

图4是表示图1的降频转换器驱动电路的结构的电路图。

图5是表示图1的第2旁路电路及第3旁路电路的结构的电路图。

图6的(a)至(c)是表示驱动电流的时间变化的曲线图。

图7是表示PWM减光时的第2旁路开关驱动信号及第2异常检测信号的变化的时序图。

图8是表示对比例所涉及的半导体光源点灯电路的结构的电路图。

图9的(a)至(c)是表示第1、第2及第3变形例所涉及的半导体光源控制装置的结构的电路图。

图10是表示第4变形例所涉及的半导体光源控制装置及与其连接的部件的结构的电路图。

图11是表示第5变形例所涉及的半导体光源控制装置的第2旁路电路的结构的电路图。

图12是表示第2LED发生断线的情况下的第2点灯熄灯控制信号的变化的时序图。

标号的说明

6车载蓄电池，8电源开关，100半导体光源控制装置，102反激调节器，104降频转换器，106控制电路，108电流检测电阻，128输出电容器，142续流二极管，144电感器。

具体实施方式

下面，对各附图所示的相同或等同的构成要素、部件、信号，标注相同标号而适当地省略重复说明。另外，在各附图中，将对于说明不重要的部件的一部分省略而进行表示。另外，针对电压、电流或电阻等标注的标号，根据需要而有时用于表示各个电压值、电流值或电阻值。

在本说明书中，所谓“部件A与部件B连接的状态”，除了部件A和部件B物理地直接连接的情况之外，还包括部件A和部件B经由不会对电气连接状态产生影响的其它部件而间接连接的情况。相同地，所谓“部件C设置在部件A和部件B之间的状态”，除了部件A和部件C、或者部件B和部件C直接连接的情况之外，还包括经由不会对电气连接状态产生影响的其它部件而间接连接的情况。

实施方式所涉及的半导体光源控制装置生成流过串联连接的多个半导体光源即LED的驱动电流。与各LED并联地设置旁路开关。如果旁路开关接通(断开)，则对应的LED成为熄灯(点灯)状态。在相邻的2个LED间的连接节点、和对应的2个旁路开关间的连接节点之间设置有旁路用连接配线。半导体光源控制装置构成为，在旁路用连接配线发生断线或接触不良时，强制使该旁路用连接配线所连接的2个旁路开关接通。由此，在发生上述导通不良的情况下，能够使相关的LED成为熄灯状态。

图1是表示实施方式所涉及的半导体光源控制装置100及与其连接的部件的结构的电路图。半导体光源控制装置100向串联连接的多个(N个)车载用LED 2－1至2－N供给驱动电流Iout，使这些LED点灯。N为大于或等于2的自然数。半导体光源控制装置100及N个LED 2－1至2－N搭载于车头灯等车辆用灯具中。半导体光源控制装置100与车载蓄电池6、电源开关8连接。

车载蓄电池6产生12V(或24V)的直流蓄电池电压(电源电压)Vbat。电源开关8是设置为用于对N个LED 2－1至2－N整体的接通/断开进行控制的继电器开关，与车载蓄电池6串联地设置。如果电源开关8接通，则从车载蓄电池6的正极端子，将蓄电池电压Vbat作为输入电压而向半导体光源控制装置100供给。车载蓄电池6的负极端子与固定电压端子连接、即进行接地。

各LED 2－1至2－N并列且逆向地与静电保护齐纳二极管252－1至252－N连接。即，第1静电保护齐纳二极管252－1的负极与第1LED 2－1的正极连接，第1静电保护齐纳二极管252－1的正极与第1LED 2－1的负极连接。对于第2静电保护齐纳二极管252－2至第N静电保护齐纳二极管252－N，也同样地进行连接。静电保护齐纳二极管保护所对应的LED不会因静电而导致故障。

半导体光源控制装置100具有开关调节器即反激调节器102、降频转换器104、控制电路106、电流检测电阻108、N个旁路电路270－1至270－N和旁路驱动电路112。控制电路106对反激调节器102及降频转换器104进行控制，包含反激驱动电路134、降频转换器驱动电路136和滞后幅度设定电路138。旁路驱动电路112通过微型计算机实现。

反激调节器102是电压调节器，将输入的蓄电池电压Vbat变换为目标电压Vt并输出。反激调节器102的高电平侧的输出端子为接地侧，因此，目标电压Vt是施加于反激调节器102的低电平侧的输出端子的电压，具有负极性。反激调节器102包含输入电容器114、第1开关元件116、输入变压器124、输出二极管126、输出电容器128、电压检测二极管130和电压检测电容器132。

输入电容器114与车载蓄电池6并联设置，对蓄电池电压Vbat进行平滑化。更具体地说，输入电容器114设置在输入变压器124附近，实现针对反激调节器102的开关动作进行电压平滑化的功能。

输入变压器124的一次绕组118及第1开关元件116串联连接，该串联电路相对于车载蓄电池6与输入电容器114并联连接。例如第1开关元件116由N通道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor)构成。输入变压器124的二次绕组120的一端与输出电容器128的一端连接，二次绕组120的另一端与输出二极管126的正极连接。输出电容器128的另一端与输出二极管126的负极连接。输出电容器128的一端与反激调节器102的低电平侧的输出端子连接，施加目标电压Vt。输出电容器128的另一端与反激调节器102的高电平侧的输出端子连接。

对第1开关元件116的控制端子(栅极)施加通过反激驱动电路134生成的矩形波形状的前段控制信号S1。第1开关元件116在前段控制信号S1有效(assert)时即高电平时接通，在取消时即低电平时断开。

输入变压器124的电压检测用绕组122、电压检测二极管130及电压检测电容器132构成正极电压检测电路，该正极电压检测电路用于对目标电压Vt的大小作为正极性电压而进行检测。电压检测用绕组122的一端接地，另一端与电压检测二极管130的正极连接。电压检测二极管130的负极与电压检测电容器132的一端连接。电压检测电容器132的另一端接地。在电压检测电容器132的一端施加与目标电压Vt的绝对值对应的正电压。该电压作为检测电压Vd而被供给至反激驱动电路134。

反激驱动电路134基于检测电压Vd，进行用于将目标电压Vt保持为大致恒定的电压反馈控制。反激驱动电路134对前段控制信号S1的频率及占空比进行调节，以使得目标电压Vt接近于例如－100V左右的设定电压。

降频转换器104设置在反激调节器102的后段，包含第2开关元件140、续流二极管142和电感器144，但不包含输出电压平滑用的电容器。

第2开关元件140例如由N通道MOSFET构成。对第2开关元件140的控制端子施加通过降频转换器驱动电路136生成的矩形波形状的后段控制信号S2。第2开关元件140在后段控制信号S2为高电平时接通，在低电平时断开。第2开关元件140的漏极与输出电容器128的高电平侧即反激调节器102的高电平侧的输出端子连接。第2开关元件140的源极与续流二极管142的负极连接。

续流二极管142的正极与电感器144的一端连接。续流二极管142的正极和电感器144的一端间的连接节点，与输出电容器128的低电平侧即反激调节器102的低电平侧的输出端子连接。电感器144的另一端与N个LED 2－1至2－N的负极侧连接。

电流检测电阻108设置在驱动电流Iout的路径上。电流检测电阻108的一端与第2开关元件140的源极和续流二极管142的负极之间的连接节点连接。电流检测电阻108的另一端接地，并且与N个LED 2－1至2－N的正极侧连接。电流检测电阻108中产生与驱动电流Iout成正比的电压降Vm。

由于N个LED 2－1至2－N的正极侧接地，所以在N个LED 2－1至2－N的负极侧即电感器144的另一端施加负极性的驱动电压Vout。在通常点灯时，驱动电压Vout成为大小与处于发光状态(＝对应的旁路开关断开)的LED数量×1个LED的正向电压降Vf相当的负电压。

降频转换器驱动电路136基于电压降Vm，进行用于将驱动电流Iout保持在规定电流范围内的电流反馈控制。作为降频转换器驱动电路136，如果驱动电流Iout的大小超过规定的电流上限值Ith1，则断开第2开关元件140，如果驱动电流Iout的大小低于比电流上限值Ith1还小的电流下限值Ith2，则接通第2开关元件140。作为降频转换器驱动电路136，如果驱动电流Iout的大小超过电流上限值Ith1，则将后段控制信号S2置为低电平，如果驱动电流Iout的大小低于电流下限值Ith2，则将后段控制信号S2置为高电平。

滞后幅度设定电路138基于驱动电压Vout，对电流上限值Ith1和电流下限值Ith2之差即滞后幅度ΔI进行设定。滞后幅度设定电路138在驱动电压Vout的绝对值低于比目标电压Vt的绝对值还小的电压阈值Vth的情况下，使滞后幅度ΔI随着驱动电压Vout的绝对值变大而增大，在驱动电压Vout的绝对值超过电压阈值Vth的情况下，使滞后幅度ΔI随着驱动电压Vout的绝对值变大而减小。

图2是示出滞后幅度设定电路138的结构的电路图。滞后幅度设定电路138具有第1运算放大器146、第1二极管148、第1电阻150、第2电阻152、第3电阻154、第4电阻156、第5电阻158和基准电压源160。在第3电阻154的一端施加正的控制电源电压Vcc。第3电阻154的另一端与第2电阻152的一端、第5电阻158的一端及第4电阻156的一端连接。第4电阻156的另一端接地。在第5电阻158的另一端施加驱动电压Vout。第2电阻152的另一端与第1运算放大器146的反转输入端子连接。第1运算放大器146的反转输入端子经由第1电阻150与第1二极管148的正极连接。第1二极管148的负极与第1运算放大器146的输出端子连接。对第1运算放大器146的非反转输入端子施加由基准电压源160生成的基准电压Vref。将施加在第1二极管148的正极的电压称为补偿电压Voffset。如后述所示，补偿电压Voffset与滞后幅度ΔI对应，补偿电压Voffset越高则滞后幅度ΔI越大。

对于第1运算放大器146周边的电阻值，与成为基准电压Vref的差动的第3电阻154、第4电阻156及第5电阻158的值相比，使决定放大率的第1电阻150、第2电阻152的值充分大，以使得反馈电流不会对基准电压Vref的差动产生影响。

图3是表示驱动电压Vout的绝对值和补偿电压Voffset之间的关系的曲线图。在负极性的驱动电压Vout的绝对值较小时，第3电阻154、第4电阻156及第5电阻158的共同连接节点的电压相对于基准电压Vref较大，因此，第1运算放大器146进行电流减小(sink)而使补偿电压Voffset减小。在共同连接节点的电压与基准电压Vref相等时，补偿电压Voffset达到最大。

为了实现在驱动电压Vout的绝对值成为电压阈值Vth时，滞后幅度ΔI即补偿电压Voffset达到最大的控制，将基准电压Vref设定为在驱动电压Vout的绝对值等于电压阈值Vth时的共同连接节点的电压。特别地，在反激调节器102的设定电压为－100V时，将基准电压Vref设定为在驱动电压Vout＝－Vth＝－50V时的共同连接节点的电压。

如果驱动电压Vout的绝对值增大而超过电压阈值Vth，则第1运算放大器146不进行作用，直接将共同连接节点的电压作为补偿电压Voffset。滞后幅度设定电路138通过将上述相对于驱动电压Vout的绝对值以山峰状变化的补偿电压Voffset输送至降频转换器驱动电路136，从而对滞后幅度ΔI进行控制，使降频转换器104的开关频率落在规定的范围内。

图4是示出降频转换器驱动电路136的结构的电路图。降频转换器驱动电路136具有第2运算放大器162、比较器164、栅极驱动器166、第1电流反射镜电路170、第7电阻172、第8电阻174、第10电阻178、第12电阻182、第13电阻184、第l npn型双极性晶体管190、第3开关元件202、第4开关元件204和第2电流反射镜电路206。

对第2运算放大器162的非反转输入端子施加补偿电压Voffset。第2运算放大器162的输出端子与第1npn型双极性晶体管190的基极连接，反转输入端子与第1npn型双极性晶体管190的发射极连接。第8电阻174的一端与第1npn型双极性晶体管190的发射极连接，另一端接地。第1npn型双极性晶体管190的集电极经由第7电阻172与第1电流反射镜电路170连接。

第1电流反射镜电路170具有第6电阻168、第9电阻176、第11电阻180、第1pnp型双极性晶体管192、第2pnp型双极性晶体管194和第3pnp型双极性晶体管196。这些电路元件以构成公知的电流反射镜电路的方式相互连接。第1电流反射镜电路170将流过第7电阻172的电流作为输入，将流过第10电阻178的电流及流过第3开关元件202的电流作为输出，使输入电流的大小和输出电流的大小大致相等。

第2电流反射镜电路206具有第14电阻186、第15电阻188、第2npn型双极性晶体管198和第3npn型双极性晶体管200。这些电路元件以构成公知的电流反射镜电路的方式相互连接。第2电流反射镜电路206将流过第10电阻178的电流作为输入，将流过第4开关元件204的电流作为输出，使输入电流的大小和输出电流的大小大致相等。

第3开关元件202例如由P通道MOSFET构成。第4开关元件204例如由N通道MOSFET构成。第3开关元件202的源极与第1电流反射镜电路170连接。第3开关元件202的栅极与比较器164的反转输出端子连接。第3开关元件202的漏极与第4开关元件204的漏极连接。第4开关元件204的栅极与比较器164的反转输出端子连接。第4开关元件204的源极与第2电流反射镜电路206连接。

第12电阻182及第13电阻184在控制电源电压Vcc和接地电平之间依次串联连接。第12电阻182和第13电阻184之间的连接节点，与第3开关元件202的漏极和第4开关元件204的漏极之间的连接节点连接。第3开关元件202的漏极和第4开关元件204的漏极之间的连接节点，与比较器164的非反转输入端子连接。向比较器164的反转输入端子施加电压降Vm。

比较器164的非反转输出端子与栅极驱动器166连接。栅极驱动器166使后段控制信号S2的相位与在比较器164的非反转输出端子处出现的信号的相位一致。即，如果比较器164的非反转输出端子处出现的信号为高电平(低电平)，则栅极驱动器166使后段控制信号S2成为高电平(低电平)。

将补偿电压Voffset作为输入的第2运算放大器162及第1npn型双极性晶体管190，输出Voffset/(第8电阻174的电阻值)的电流。根据以电压降Vm为输入的比较器164的输出的相位，将该电流向第12电阻182和第13电阻184之间的分压节点进行灌入或者拉出。对于电桥方式的第3开关元件202及第4开关元件204，在第2开关元件140的栅极为高电平(第2开关元件140接通)的定时，第3开关元件202接通，第12电阻182和第13电阻184之间的分压节点的电压上升，设定电流上限值Ith1。如果驱动电流Iout上升而达到电流上限值Ith1，则在与第2开关元件140的栅极实质上变为低电平(第2开关元件140断开)的同时，第4开关元件204接通。由此，第12电阻182和第13电阻184之间的分压节点的电压降低，设定电流下限值Ith2。

驱动电流Iout的平均值是由第12电阻182和第13电阻184之间的分压电压设定的。另外，由于滞后幅度设定电路138的作用，如果驱动电压Vout的绝对值接近电压阈值Vth，则灌/拉电流变大，因此，电流上限值Ith1－电流下限值Ith2＝滞后幅度ΔI变大。驱动电压Vout的绝对值与电压阈值Vth相差越大，滞后幅度ΔI就越小。如后述所示，这是用于使降频转换器104的开关频率落在规定范围内。

返回图1，半导体光源控制装置100构成为，能够对N个LED 2－1至2－N单独进行点灯/熄灯控制。旁路驱动电路112生成用于对各LED 2－1至2－N的点灯/熄灯进行控制的N个点灯熄灯控制信号Sc1～ScN。旁路驱动电路112对各点灯熄灯控制信号Sc1至ScN的电平单独进行控制，以得到所期望的亮度及配光图案。具体地说，旁路驱动电路112在使第1LED 2－1点灯的情况下，将第1点灯熄灯控制信号Sc 1置为低电平，在使第1LED 2－1熄灯的情况下，将第1点灯熄灯控制信号Sc1置为高电平。对于第2点灯熄灯控制信号Sc2至第N点灯熄灯控制信号ScN也同样地设置。旁路驱动电路112将各点灯熄灯控制信号Sc1至ScN向对应的旁路电路270－1至270－N输出。

第1旁路电路270－1至第N旁路电路270－N分别与第1LED2－1至第N LED 2－N并联连接。第1旁路电路270－1至第N旁路电路270－N依次在降频转换器104的高电平侧输出端子和低电平侧输出端子之间串联连接。

第1旁路电路270－1在第1点灯熄灯控制信号Sc1为高电平时，使第1LED 2－1的两端间导通，即，以比第1LED 2－1低的阻抗进行连接。由此，第1LED 2－1熄灯。下面，将上述使LED熄灯的旁路电路的状态称为旁路接通状态。第1旁路电路270－1在第1点灯熄灯控制信号Sc1为低电平时，使第1LED 2－1的两端间以比第1LED 2－1高的阻抗进行连接。由此，第1LED 2－1点灯。下面，将上述使LED点灯的旁路电路的状态成为旁路断开状态。

第1旁路电路270－1生成用于对第1LED 2－1及其周边的配线的异常进行检测的第1异常检测信号Sdet1，并向旁路驱动电路112供给。在第1异常检测信号Sdet1为高电平的情况下，在第1旁路电路270－1处于旁路断开状态时，施加在第1旁路电路270－1的电压与短路检测电压相比较低，或者与高于短路检测电压的断线检测电压相比较高。短路检测电压设定为比1个LED的正向电压降Vf低。断线检测电压设定为比LED的正向电压降Vf高，且比2个LED的正向电压降之和2Vf低。

第2旁路电路270－2至第N旁路电路270－N也同样地，各自基于第2点灯熄灯控制信号Sc2至第N点灯熄灯控制信号ScN，控制第2LED 2－2至第N LED 2－N的点灯/熄灯状态。另外，第2旁路电路270－2至第N旁路电路270－N分别生成第2异常检测信号Sdet2至第N异常检测信号SdetN，向旁路驱动电路112供给。

旁路驱动电路112在通常点灯时使第1LED 2－1的亮度降低的情况下，使第1点灯熄灯控制信号Sc1以从几百Hz至几kHz的减光频率f1周期性地即以矩形波形状变化。通过这种第1点灯熄灯控制信号Sc1的脉冲调制，从而使第1LED 2－1以减光频率f1点灭，降低人眼感受到的明亮度。第1点灯熄灯控制信号Sc1的占空比设定为能够得到所期望的发光程度。在此情况下，由于在第1LED 2－1点灯时，对流过第1LED 2－1的驱动电流大小的较大变化进行了抑制，所以使色偏得到抑制。对于各个第2LED 2－2至第N LED 2－N，旁路驱动电路112也同样地具有PWM(Pulse Width Modulation)减光功能。

旁路驱动电路112基于第1异常检测信号Sdet1，判定第1LED2－1及其周边的配线是否发生了异常。如果第1异常检测信号Sdet1成为高电平，则旁路驱动电路112判定为发生了异常，强制使第1点灯熄灯控制信号Sc1成为高电平。例如，在按照PWM减光功能而应使第1点灯熄灯控制信号Sc1为低电平的期间，旁路驱动电路112仍将第1点灯熄灯控制信号Sc1保持为高电平。另外，旁路驱动电路112如果没有判定为发生了异常，则在应使第1点灯熄灯控制信号Sc1为低电平的期间，也使第1点灯熄灯控制信号Sc1成为高电平。旁路驱动电路112对于第2LED 2－2至第N LED 2－N也具有相同的异常检测功能。

第1旁路用连接配线280－1将第1旁路电路270－1和第2旁路电路270－2之间的第1旁路侧连接节点NB1、以及第1LED 2－1和第2LED 2－2之间的第1负载侧连接节点NL1进行连接。在第1旁路电路270－1处于旁路断开状态且第2旁路电路270－2处于旁路接通状态的情况下，流过第1旁路用连接配线280－1的驱动电流Iout的极性为从负载侧向旁路侧的朝向。在第1旁路电路270－1处于旁路接通状态且第2旁路电路270－2处于旁路断开状态的情况下，流过第1旁路用连接配线280－1的驱动电流Iout的极性为从旁路侧向负载侧的朝向。由此，前者的情况下流过第1旁路用连接配线280－1的驱动电流Iout的极性，与后者的情况下流过第1旁路用连接配线280－1的驱动电流Iout的极性相反。

第2旁路用连接配线280－2至第(N－1)旁路用连接配线280－(N－1)也相同。

旁路驱动电路112及第1旁路电路270－1至第N旁路电路270－N构成为，在旁路用连接配线发生了导通不良的情况下，将与该旁路用连接配线连接的2个旁路电路这两者强制置为旁路接通状态。

图5是表示第2旁路电路270－2及第3旁路电路270－3的结构的电路图。第2旁路电路270－2包含第2开关用电平转换电路254－2、第2旁路/限压电路250－2、第2断线检测电路272－2、第2短路检测电路274－2、第2检测信号用电平转换电路276－2和第2积分电路278－2。

第2开关用电平转换电路254－2从旁路驱动电路112接收第2点灯熄灯控制信号Sc2，将其变换为以第2LED 2－2的负极电压为基准即设为低电平的第2旁路开关驱动信号Sd2。第2旁路开关驱动信号Sd2的相位与第2点灯熄灯控制信号Sc2的相位一致，第2旁路开关驱动信号Sd2的低电平成为第2LED 2－2的负极电压。这样，第2开关用电平转换电路254－2对第2点灯熄灯控制信号Sc2进行电平转换，并向对应的第2旁路/限压电路250－2供给。

第2旁路/限压电路250－2包含与第2LED 2－2并联连接的第2旁路开关110－2。第2旁路/限压电路250－2在第2旁路开关驱动信号Sd2为高电平(低电平)的的情况下，通过使第2旁路开关110－2接通(断开)而使第2LED 2－2熄灯(点灯)。此外，第2旁路/限压电路250－2构成为，在第2旁路开关驱动信号Sd2为低电平时，使用第2旁路开关110－2，限制第2旁路开关110－2的两端电压的上限。

第2旁路/限压电路250－2包含限压齐纳二极管256、防逆流二极管258、第16电阻260和第2旁路开关110－2。第2旁路开关110－2例如由N通道MOSFET构成。

限压齐纳二极管256的负极与第2旁路开关110－2的漏极连接。它们的连接节点与第1旁路用连接配线280－1连接。限压齐纳二极管256的正极与防逆流二极管258的正极连接。第2旁路开关110－2的栅极经由第16电阻260输入有第2旁路开关驱动信号Sd2。第2旁路开关110－2的源极与第2旁路用连接配线280－2连接。

通过用于使第2旁路开关110－2接通/断开的第2旁路开关驱动信号Sd2，第2旁路开关110－2的栅极侧与限压齐纳二极管256及防逆流二极管258的串联电路连接。即，防逆流二极管258的负极连接在第16电阻260和第2旁路开关110－2的栅极之间。

在限压齐纳二极管256的齐纳电压＝6V、防逆流二极管258的Vf＝0.5V、第2旁路开关110－2的栅极阈值电压＝2.5V时，如果第2旁路开关110－2的两端电压即漏极一源极间电压达到9V，则第2旁路开关110－2开始接通，因此，第2旁路开关110－2的两端电压的上限值即断线检测电压为9V。

限压齐纳二极管256的齐纳电压设定为，使断线检测电压与第2LED 2－2的Vf的最大值相比较高，且与由第2静电保护齐纳二极管252－2规定的齐纳电压相比较低，且与第2LED 2－2的Vf和第3LED 2－3的Vf之和相比较低。例如，在各LED具有实质上相同的特性的情况下，在LED的Vf的最大值＝6V、第2静电保护齐纳二极管252－2的齐纳电压＝20V时，限压齐纳二极管256的齐纳电压设定为3V至9V的范围。

防逆流二极管258用于避免妨碍基于第2旁路开关驱动信号Sd2的第2旁路开关110－2的接通/断开。例如，在使并联连接的第2LED2－2熄灯、或者作为后述的断线或接触不良的措施而强制使该第2旁路开关110－2接通时，如果没有防逆流二极管258，则第2旁路开关110－2的栅极电压从限压齐纳二极管256的正向开始，会经由处于接通状态的第2旁路开关110－2而降低。防逆流二极管258防止发生上述状况。

第2断线检测电路272－2在第2旁路开关110－2断开(即非导通状态)时，判定通过第2LED 2－2的驱动电流Iout的路径上是否发生导通不良。第2短路检测电路274－2在第2旁路开关110－2断开时，判定第2LED 2－2或配线间是否发生短路异常。在第2断线检测电路272－2或第2短路检测电路274－2中检测出异常的情况下，经由第2检测信号用电平转换电路276－2而使第2积分电路278－2的积分电容器282以第1时间常数充电。该充电在第2旁路开关驱动信号Sd2为低电平且在第2断线检测电路272－2或第2短路检测电路274－2中检测出异常的期间持续。在除此之外的期间，积分电容器282以比第1时间常数长的第2时间常数进行放电。

第2检测信号用电平转换电路276－2具有第17电阻284、第18电阻286和第4pnp型双极性晶体管288。第17电阻284的一端与第4pnp型双极性晶体管288的发射极连接。在它们的连接节点处施加控制电源电压Vcc。第17电阻284的另一端与第18电阻286的一端连接。它们的连接节点与第4pnp型双极性晶体管288的基极连接。

第2断线检测电路272－2具有第23电阻210和第6npn型双极性晶体管212。第6npn型双极性晶体管212的集电极与第18电阻286的另一端连接。第6npn型双极性晶体管212的基极经由第23电阻210与限压齐纳二极管256的正极和防逆流二极管258的正极的连接节点连接。第6npn型双极性晶体管212的发射极与第2旁路用连接配线280－2连接。

第2短路检测电路274－2具有第19电阻290、第20电阻292、第21电阻294、第22电阻296、第4npn型双极性晶体管298和第5npn型双极性晶体管208。第20电阻292及第22电阻296依次在第1旁路用连接配线280－1和第2旁路用连接配线280－2之间串联连接。第20电阻292和第22电阻296的连接节点与第21电阻294的一端及第4npn型双极性晶体管298的基极连接。第21电阻294的另一端与防逆流二极管258的负极连接。第4npn型双极性晶体管298的发射极与第2旁路用连接配线280－2连接。第4npn型双极性晶体管298的集电极与第19电阻290的一端连接。在第19电阻290的另一端施加控制电源电压Vcc。第4npn型双极性晶体管298的集电极和第19电阻290的连接节点与第5npn型双极性晶体管208的基极连接。第5npn型双极性晶体管208的发射极与第2旁路用连接配线280－2连接，集电极与第18电阻286的另一端连接。

第2积分电路278－2具有积分电容器282、第24电阻214和第25电阻216。第24电阻214的一端以与微型计算机的接地电平实质上相等的接地电平接地，另一端与第25电阻216的一端连接。第24电阻214和第25电阻216的连接节点与第4pnp型双极性晶体管288的集电极连接。第25电阻216的另一端与积分电容器282的一端连接。积分电容器282的另一端以与微型计算机的接地电平实质上相等的接地电平接地。积分电容器282的一端的电压作为第2异常检测信号Sdet2向旁路驱动电路112供给。

在驱动电流Iout的路径上发生了导通不良的情况下，在第2旁路开关110－2的断开期间，第2旁路开关110－2的两端电压上升而超过正向电压降Vf。如果其两端电压超过断线检测电压，则在限压齐纳二极管256中流过电流。由此，第2断线检测电路272－2的第6npn型双极性晶体管212接通。

另外，在第2LED 2－2发生了短路的情况下，在第2旁路开关110－2的断开期间，第2旁路开关110－2的两端电压低于正向电压降Vf。如果其两端电压低于短路检测电压，则第2短路检测电路274－2的第4npn型双极性晶体管298断开，第5npn型双极性晶体管208接通。

设定为第20电阻292、第21电阻294及第22电阻296各自的电阻值满足下述3个条件。

(1)在第21电阻294的另一端施加有高电平时，第4npn型双极性晶体管298接通。

(2)在第21电阻294的另一端施加有低电平、且第2旁路开关110－2的两端电压大于或等于短路检测电压时，第4npn型双极性晶体管298接通。

(3)在第21电阻294的另一端施加有低电平、且第2旁路开关110－2的两端电压小于短路检测电压时，第4npn型双极性晶体管298断开。

如果第6npn型双极性晶体管212或第5npn型双极性晶体管208的其中一个接通，则第2检测信号用电平转换电路276－2的第4pnp型双极性晶体管288接通。控制电源电压Vcc为以微型计算机的接地电平为基准的正电压。在第2断线检测电路272－2或第2短路检测电路274－2中检测出异常的情况下，向第2积分电路278－2供给控制电源电压Vcc。向积分电容器282的充电是经由第25电阻216进行的，放电是经由第24电阻214及第25电阻216进行的。通过设定为使第24电阻214的电阻值大于第25电阻216的电阻值，从而即使在平均电流10％点灯(第2旁路开关110－2的接通＝90％，断开＝10％)这种用于异常检测的期间(即，第2旁路开关110－2的断开期间)较短的减光时，也可以检测异常。

第3旁路电路270－3与第2旁路电路270－2相同地构成，包含与第2开关用电平转换电路254－2对应的第3开关用电平转换电路254－3、与第2旁路/限压电路250－2对应的第3旁路/限压电路250－3、与第2断线检测电路272－2对应的第3断线检测电路272－3、与第2短路检测电路274－2对应的第3短路检测电路274－3、与第2检测信号用电平转换电路276－2对应的第3检测信号用电平转换电路276－3、以及与第2积分电路278－2对应的第3积分电路278－3。

各个第1旁路电路270－1、第4旁路电路270－4至第N旁路电路270－N也与第2旁路电路270－2相同地构成。

对上述结构的半导体光源控制装置100的动作进行说明。

图6(a)至(c)是表示驱动电流Iout的时间变化的曲线图。考虑首先使1个LED点灯，然后使大约一半点灯，再使全部LED点灯的状况。在这里，不考虑PWM减光。图6(a)表示使1个LED点灯、使剩余的N－1个LED通过将所对应的旁路开关接通而熄灯时的驱动电流Iout的时间变化。图6(b)表示使大约一半即N/2个LED点灯、使剩余熄灯时的驱动电流Iout的时间变化。图6(c)表示使全部LED点灯时的驱动电流Iout的时间变化。

在图6(a)至(c)中，示出对滞后幅度ΔI进行调节，以无论LED的点灯数、熄灯数如何，均使第2开关元件140的开关频率即开关周期Ts大致恒定的情况。但是，对于阅读本说明书的本领域技术人员来说，可知在本实施方式中，只要是以对由LED的点灯数、熄灯数的变化引起的开关周期Ts的变化进行抑制的方式对滞后幅度ΔI进行控制即可。

参照图6(a)，在点灯的LED数量较少的情况下，在第2开关元件140的接通时间Ton期间，驱动电流Iout较快地上升，在第2开关元件140的断开时间Toff期间，驱动电流Iout较慢地下降。将此时的滞后幅度表示为ΔI1。驱动电压Vout的绝对值较低，通过滞后幅度设定电路138生成的补偿电压Voffset也较低。

参照图6(b)，在点灯的LED数量和熄灯的LED数量大致相同的情况下，驱动电压Vout变为反激调节器102的设定电压的一半左右，第2开关元件140的接通时间Ton和断开时间Toff相同。驱动电流Iout的整体变化速度与点灯的LED数量较少的情况相比增加。

滞后幅度设定电路138如图3所示，生成更高的补偿电压Voffset。降频转换器驱动电路136接收较高的补偿电压Voffset，使滞后幅度ΔI2与LED的点灯数为1时的滞后幅度ΔI1相比增大。由此，驱动电流Iout的整体变化速度的增加量被抵消，开关周期Ts保持大致恒定。

参照图6(c)，在熄灯的LED数量较少或没有的情况下，在第2开关元件140的接通时间Ton期间，驱动电流Iout较慢地上升，在第2开关元件140的断开时间Toff期间，驱动电流Iout较快地下降。与LED的点灯数和熄灯数相等的情况相比，驱动电流Iout的整体变化速度减小。驱动电压Vout的绝对值较高，通过滞后幅度设定电路138生成的补偿电压Voffset较低。

降频转换器驱动电路136接收较低的补偿电压Voffset，使滞后幅度ΔI3与LED的点灯数和熄灯数相等的情况下的滞后幅度ΔI2相比变小。由此，驱动电流Iout的整体变化速度的减小量被抵消，开关周期Ts保持大致恒定。

图7是表示PWM减光时的第2旁路开关驱动信号Sd2及第2异常检测信号Sdet2的变化的时序图。此处的第2旁路开关驱动信号Sd2与平均电流20％点灯对应。即，第2旁路开关驱动信号Sd2为低电平的期间的长度Toff为变为高电平的期间的长度Ton的大约四分之一。

在没有发生任何异常的情况下，无论第2旁路开关驱动信号Sd2如何变化，第2异常检测信号Sdet2均恒定保持为微型计算机的接地电平即0V附近。在这里，假设在第2旁路开关驱动信号Sd2成为高电平的期间中的时刻t1发生导通不良或断线。在时刻t1，由于第2旁路开关驱动信号Sd2为高电平，即第2旁路开关110－2接通(即导通状态)，所以第6npn型双极性晶体管212及第5npn型双极性晶体管208这两者均保持断开。由此，第2异常检测信号Sdet2的电平实质上不变化。

在第2旁路开关驱动信号Sd2从高电平转换为低电平的时刻t2，由于发生的异常而导致第6npn型双极性晶体管212或第5npn型双极性晶体管208的其中一个接通，开始向积分电容器282充电。

在第2旁路开关驱动信号Sd2成为低电平的期间中的时刻t3，积分电容器282充满电。在积分电容器282充满电时的第2异常检测信号Sdet2的电压，比旁路驱动电路112中用于确定第2异常检测信号Sdet2的电平的电平阈值Vg高。

在第2旁路开关驱动信号Sd2从低电平转换为高电平的时刻t4，第6npn型双极性晶体管212及第5npn型双极性晶体管208这两者均断开，积分电容器282开始放电。

从时刻t3开始以后，第2异常检测信号Sdet2高于电平阈值Vg，但由于微型计算机即旁路驱动电路112的动作速度较慢，所以，暂时持续进行第2旁路开关驱动信号Sd2的电平转换。

在第2旁路开关驱动信号Sd2下一次从高电平转换为低电平的时刻t5，在发生的异常仍持续的情况下，开始向积分电容器282再次充电。然后，积分电容器282再次充满电。

此外，由于设定为积分电容器282的放电所涉及的第2时间常数与充电所涉及的第1时间常数相比较长，所以，即使在第2旁路开关驱动信号Sd2成为高电平的时刻t4至时刻t5的期间，第2异常检测信号Sdet2的电压也保持为比电平阈值Vg高。这样，在第2旁路开关驱动信号Sd2重复进行几次电平转换后，旁路驱动电路112判定为第2异常检测信号Sdet2从低电平转换为高电平。

另外，在图7中，针对在第2旁路开关110－2一次断开的期间中使积分电容器282达到充满电的情况进行了说明，但并不限定于此，也可以是每次重复断开期间时，积分电容器282接近充满电。

对第1旁路用连接配线280－1至第(N－1)旁路用连接配线280－(N－1)的其中一个发生导通不良的情况下的半导体光源控制装置100的动作进行说明。作为例子，考虑在第2旁路用连接配线280－2中发生导通不良的情况，即在图5所示的电路的标号218所示的“X”标记的位置处发生导通不良的情况。

在第2旁路用连接配线280－2中发生导通不良的情况下，第2旁路开关110－2的源极和第3旁路开关110－3的漏极的连接节点的电平上升。在第2旁路开关110－2及第3旁路开关110－3这两者断开时，由于第2旁路开关110－2和第3旁路开关110－3的特性差等，该连接节点的电平接近第2旁路开关110－2的源极的电平或第3旁路开关110－3的漏极的电平。并且，例如，如果该连接节点的电平充分接近第3旁路开关110－3的漏极的电平，则通过第3短路检测电路274－3判定为发生了短路异常。第3异常检测信号Sdet3成为高电平，旁路驱动电路112使第3点灯熄灯控制信号Sc3固定为高电平。

这样，第3旁路开关110－3接通，第2旁路开关110－2的两端电压实质上成为2Vf。由于断线检测电压低于2Vf，所以第2断线检测电路272－2判定为发生了导通不良。第2异常检测信号Sdet2成为高电平，旁路驱动电路112使第2点灯熄灯控制信号Sc2固定为高电平。

其结果，第2旁路开关110－2及第3旁路开关110－3这两者强制接通，第2LED 2－2及第3LED 2－3这两者维持为熄灯状态。

此外，在第2旁路开关110－2的源极和第3旁路开关110－3的漏极的连接节点的电平接近第2旁路开关110－2的源极的电平的情况下，第2短路检测电路274－2检测出短路异常，第3断线检测电路272－3检测出断线异常，仍然将第2旁路开关110－2及第3旁路开关110－3这两者强制接通。

假如没有采取使2个旁路开关强制接通的措施，而是将用于使第2LED 2－2点灯的第2旁路开关驱动信号Sd2设为低电平，且将用于使第3LED 2－3熄灯的第3旁路开关驱动信号Sd3设为高电平的情况下，虽然第3旁路开关110－3接通，但驱动电流Iout并不流过第3旁路开关110－3，而是流过第3LED 2－3。即，无法使第3LED2－3熄灯。在使第2旁路开关驱动信号Sd2成为高电平，第3旁路开关驱动信号Sd3成为低电平的情况下，虽然第2旁路开关110－2接通，但驱动电流Iout并不流过第2旁路开关110－2，而是流过第2LED 2－2。即，无法使第2LED 2－2熄灯。

如上所示，在第2旁路用连接配线280－2中发生导通不良的情况下，难以单独控制第2LED 2－2、第3LED 2－3各自的点灯/熄灯状态。

在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，在第1旁路用连接配线280－1至第(N－1)旁路用连接配线280－(N－1)的其中一个发生导通不良的情况下，使发生导通不良的旁路用连接配线所连接的2个旁路开关强制接通。由此，使旁路用连接配线所连接的2个LED熄灯。

在旁路用连接配线中发生导通不良的情况下，如上述所示，难以单独地对该旁路用连接配线所连接的2个LED各自的点灯/熄灯状态进行控制。例如，考虑半导体光源控制装置100用于车辆用前照灯的远光光束，具有半导体光源控制装置100使相关的LED熄灯以不会对前行车辆或对面车辆造成眩光的功能的情况。在此情况下，如果与相关LED连接的旁路用连接配线发生导通不良，则无法使相关LED熄灯而可能造成眩光。因此，在本实施方式中，如果旁路用连接配线中发生导通不良，则通过强制使与其连接的2个旁路开关接通，从而能够使发生导通不良的旁路用连接配线与驱动电流Iout的旁路路径没有关系，维持相关LED的熄灯状态。由此，可以避免造成眩光。

另外，本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100具有PWM减光功能，其通过使旁路开关以较高的速度接通/断开而对对应的LED的亮度进行调节。该旁路开关在接通时，旁路开关的两端电压接近0V，但由于这并非异常而不能判断为短路异常。因此，半导体光源控制装置100构成为，在旁路开关接通时不进行短路异常检测及断线异常检测，而在旁路开关断开时对其进行检测。

由此，在PWM减光中的LED或配线发生异常的情况下，需要在旁路开关断开而出现异常和无论有无异常旁路开关均接通这两种状态高速交替中进行异常判断。作为对LED的点灯/熄灯及PWM减光功能进行控制的主设备，大多使用微型计算机。通常，由于微型计算机以几十毫秒的程度的较长时间间隔进行动作，所以并不适合高速地仅对多个LED各自的异常进行检出并判断的情况。例如，在减光频率f1为几kHz、进行平均电流10％点灯的情况下，旁路开关的断开期间的长度为几百微秒级。在这种较短的期间内判定异常/正常时，需要采用动作速度较快的高价微型计算机。

因此，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，通过积分电路的作用而生成无论是否进行PWM减光均在异常时为高电平、在正常时为低电平的异常检测信号。微型计算机即旁路驱动电路112基于该异常检测信号，判定正常/异常。由此，在采用使用旁路开关的PWM减光功能的情况下，不采用高价的微型计算机也能够对LED或配线的异常进行检测。

另外，根据本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100，即使在驱动电流Iout的路径上发生接触不良或断线等导通不良的情况下，也能够对施加在旁路开关上电压的上升进行抑制。例如，考虑在第1LED 2－1点灯状态即第1旁路开关110－1断开时，第1LED 2－1的正极和第1静电保护齐纳二极管252－1的负极的连接节点的上游侧的配线、即图1中示出的电路的标号262所示的“X”标记的配线处发生接触不良或断线的情况。

如果发生上述接触不良或断线，则第1旁路开关的两端电压上升，第1异常检测信号Sdet1从低电平转换为高电平。如果旁路驱动电路112检测出第1异常检测信号Sdet1进行上述转换，则判定为第1LED 2－1发生了异常，在图1所示电路中，采取使第1旁路开关110－1接通而能够使其它LED点灯的措施。

但是，由于如上述所示，微型计算机即旁路驱动电路112的动作速度较慢，因此，该措施通常需要几十毫秒至几百毫秒的时间。在这里，在半导体光源控制装置不具有本实施方式所涉及的限压功能的情况下，由于不存在输出电压平滑用的电容器，导致在上述接触不良或断线刚发生之后，输出由电感器144中蓄积的能量和第1旁路开关的寄生容量所决定的几kV(绝对值)的较高电压。在第1旁路开关接通之前，上述高电压施加在第1旁路开关上。由此，作为第1旁路开关，无论是否在通常点灯时仅施加几V电压，均需要考虑接触不良或断线而选择耐几kV电压的元件。

与此相对，根据本实施方式所涉及的具有限压功能的半导体光源控制装置100，在上述断线或接触不良发生时，虽然第1旁路开关110－1的漏极－源极间电压上升，但可通过限压齐纳二极管256及第1旁路开关110－1本身的作用对该电压的上升进行限制。由此，即使考虑接触不良或断线，作为第1旁路开关110－1也能够选择低耐压的元件。

在这里，在断线或接触不良发生时，作为一个例子，第1旁路开关110－1以10V×1A＝10W左右作用了几十毫秒至几百毫秒，但由于原本接通电阻较小，需要使用一定程度较大的设备，所以对设备尺寸或成本的影响较小。

例如，考虑在第1LED 2－1为点灯状态即第1旁路开关110－1断开时，第1LED 2－1的正极和第1静电保护齐纳二极管252－1的负极的连接节点的下游侧的配线、即图1中示出电路的标号264所示的“X”标记的配线发生接触不良或断线的情况。在半导体光源控制装置不具有本实施方式所涉及的限压功能的情况下，电感器144蓄积的能量大半被第1静电保护齐纳二极管消耗。由此，作为第1静电保护齐纳二极管，需要选择能够承受上述较大能量消耗的元件。或者，作为第1静电保护齐纳二极管，也可以考虑采用具有与接触不良或断线发生时可能产生的几kV电压相比更高的齐纳电压的元件，但通常，如果齐纳电压那么高，则无法实现原本的静电保护的功能。

与此相对，根据本实施方式所涉及的具有限压功能的半导体光源控制装置100，设定为第1旁路开关110－1的两端电压的上限值与第1静电保护齐纳二极管252－1所规定的齐纳电压相比较低。由此，作为第1静电保护齐纳二极管252－1，可以选择较小的齐纳二极管。

在第2LED 2－2至第N LED 2－N的其中一个发生相同的接触不良或断线的情况下也相同地，对对应的旁路开关或静电保护齐纳二极管上施加的电压的上限进行限制。由此，作为对应的旁路开关可以采用低耐压的元件，另外，作为对应的静电保护齐纳二极管可以采用较小的齐纳二极管。

另外，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，用于控制LED的点灯/熄灯的旁路开关，也作为用于实现针对LED的两端电压的限压功能的开关起作用。即，旁路开关同时作为点灯/熄灯控制功能及限压功能起作用。由此，可以在实现点灯/熄灯控制功能及限压功能的同时，抑制元件数量增加。

在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，由于在N个的LED 2－1至2－N的输出段没有设置平滑用的电容器，所以驱动电流Iout相对于第2开关元件140的追随性更优异。特别地，如果第2开关元件140断开，则驱动电流Iout变小，如果第2开关元件140接通，则驱动电流Iout变大。并且，为了使驱动电流Iout在目标值附近稳定化，取代平滑化而采用驱动电流Iout的滞后控制。其结果，可以使电流反馈中的响应高速化。例如，可以在由于旁路驱动电路112及旁路开关的作用而LED的点灯数变化时，使驱动电流Iout更快地追随上述负载的变化。特别地，可以抑制LED的点灯数增加时的驱动电流Iout的欠冲以及点灯数减少时的驱动电流Iout的过冲。

另外，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，前段的反激调节器102设为负极输出，并且后段的降频转换器104也设为负极输出。由此，作为旁路开关，可以采用特性更优异的N通道MOSFET。

在负极输出的基础上，由于电感器144并不是设置在续流二极管142的负极和输出之间，而是设置在正极和输出之间，因此，作为降频转换器104的第2开关元件140，可以采用特性更优异的N通道MOSFET。另外，可以稳定地检测驱动电压Vout。

另外，在半导体光源控制装置为正极输出的情况下，大多考虑LED接地的情况而在高侧进行驱动电流的检测。在这里，如果负载变化，则检测位置的电平也变化，因此，难以检测准确的驱动电流。另外，检测电路的结构也有可能变得更加复杂。因此，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中采用负极输出，在正极侧即接地侧的输出设置电流检测电阻108。由此，即使负载(驱动电压Vout)变化，该变化对驱动电流Iout的检测位置的电平的影响也较小，能够稳定地检测驱动电流Iout。另外，也能够简化检测电路的结构。

在对驱动电流Iout进行滞后控制时，如果降频转换器104的输入电压或驱动电压Vout、或这两者发生变化，则驱动电流Iout的上升或下降的斜率变化，因此，有可能使第2开关元件140的开关频率变化。因此，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，以抑制开关频率的变化的方式调节滞后幅度ΔI。特别地，通过设定使得目标开关频率避开已知的无线电噪声的频带，从而能够抑制无线电噪声对半导体光源控制装置100的不良影响。

另外，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，通过反激调节器102的作用而抑制由于蓄电池电压Vbat的变化导致的降频转换器104的输入电压的变化。由此，能够抑制由于降频转换器104的输入电压的变化导致开关频率的变化。换句话说，由于无需根据降频转换器104的输入电压和驱动电压Vout的组合选择滞后幅度ΔI，而是可以主要基于驱动电压Vout选择滞后幅度ΔI，因此，可以进一步简化用于对滞后幅度ΔI进行调节的控制。这也有助于控制电路的小规模化、高速化。

另外，在本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，在反激调节器102的输出段设置有输出电容器128。在使旁路开关接通时，如果第2开关元件140接通，则该输出电容器128中蓄积的电荷一次性流过LED。但是，由于在半导体光源控制装置100的驱动电流Iout的路径上设置有电感器144，因此，能够使上述电荷的流动平滑化，抑制驱动电流Iout的过冲。在断开旁路开关时，也相同地抑制驱动电流Iout的欠冲。

考虑为了抑制旁路开关切换时的驱动电流Iout的过冲或欠冲而另外设计的下述对比例所涉及的半导体光源点灯电路300。

图8是表示对比例所涉及的半导体光源点灯电路300的结构的电路图。半导体光源点灯电路300基本上是不使用平滑电容器的前馈逆变器。半导体光源点灯电路300具有控制电路302、输入电容器306、复位电路308、变压器310、第5开关元件312、第2二极管314、第3二极管316、电感器318和电流检测电阻320。

如果驱动电流的大小超过规定的电流上限值，则控制电路302断开第5开关元件312，如果驱动电流的大小低于电流下限值，则接通第5开关元件312。

对于半导体光点灯电路300，如果将变压器310的绕组比设为Ns/p，电感器318的电感设为Ls’，驱动电流的滞后幅度设为ΔI’，输入电压设为Vin，输出电压设为Vout(<0)，第5开关元件312的接通时间设为Ton’，其断开时间设为Toff’，开关频率设为F’，并且由于整流二极管的正向电压降较小而将其忽略，则F’可以通过下述算式求出。

在半导体光源点灯电路300中，在变压器310的绕组比＝16.7(将输入＝6V变换为输出＝100V)、电感器318的电感＝500μH、滞后幅度＝0.1A时，通过算式1求出的Vin、Vout、F’之间的关系如下述表1所示。在这里，假设输入电压变动＝6V至20V，输出(负载)电压变动＝－4V至－88V(串联22个Vf＝4V的LED)。

表1

在此情况下，开关频率F’的最大/最小变化大约17倍。虽然通过使电感增大能够对该变化幅度进行抑制，但这会导致电路大型化。另外，在实现根据输入电压和输出电压进行运算而将该开关频率F’的较大变化抑制在规定范围内的功能的情况下，控制电路规模变大。

对于本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100，也进行相同的计算。对于半导体光源控制装置100，如果将电感器144的电感设为Ls，开关频率设为F，且由于续流二极管142的正向电压降较小而将其忽略，则F可以通过下述算式求出。

在半导体光源控制装置100中，在目标电压Vt＝－100V、电感器144的电感＝500μH、滞后幅度＝0.1A时，通过算式2求出的Vt、Vout、F之间关系如下述表2所示。

表2

在此情况下，开关频率F的变化抑制为大约6.5倍。另外，导致该变化的主要参数为驱动电压Vout，目标电压Vt实质上是固定的，因此，能够使对滞后幅度ΔI进行调节以抑制开关频率F的变化的控制电路的规模较小。

观察表2的开关频率F的理论计算值，则随着驱动电压Vout从－4V向－44V下降，开关频率F上升，随着驱动电压Vout从－44V向－88V下降，开关频率F降低。开关频率F的上升/降低的边界为第1段(前段)的反激调节器102的输出电压(第2段(后段)的降频转换器104的输入电压)的大约一半即－50V。由此，通过以使得驱动电压Vout在Vout＞－50V时越低滞后幅度ΔI越大，而在Vout＜－50V时越低则越小的方式进行控制，从而能够容易地将开关频率F限定在规定范围内。

另外，在本实施方式中，观察到开关频率F的上升/降低的边界为反激调节器102的输出电压的大约一半，但在伴有其它电路配置的其它实施方式中，还应考虑该边界为输出电压的三分之一或四分之一等的情况。概括来说，在Vout的最大值和最小值之间，可能会存在在滞后幅度恒定时施加开关频率F的最大值的Vout。由此，如果通过实验或模拟等找出该Vout，以使得滞后幅度ΔI在该Vout时最小的方式构成电路，则能够更适当地抑制开关频率F的变化。

对于本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100，参数的设定例在下述表3中示出。

表3

Vout(V)	Voffset	下限电压	上限电压	Ith2	Ith1	平均电流	开关频率
								-4	0.25	0.2356	0.2456	1.178	1.228	1.203	382.2kHz
-8	0.37	0.2332	0.2480	1.166	1.240	1.203	498.7kHz
								-12	0.48	0.2309	0.2503	1.154	1.252	1.203	542.3kHz
-16	0.60	0.2285	0.2527	1.143	1.264	1.203	555.8kHz
								-20	0.72	0.2262	0.2551	1.131	1.275	1.203	553.7kHz
-24	0.83	0.2238	0.2574	1.119	1.287	1.203	542.8kHz
								-28	0.95	0.2215	0.2598	1.107	1.299	1.203	526.1kHz
-32	1.07	0.2191	0.2621	1.095	1.311	1.203	505.7kHz
								-36	1.18	0.2167	0.2645	1.084	1.322	1.203	482.6kHz
-40	1.30	0.2144	0.2668	1.072	1.334	1.203	457.6kHz
								-44	1.42	0.2120	0.2692	1.060	1.346	1.203	431.0kHz
-48	1.54	0.2097	0.2716	1.048	1.358	1.203	403.4kHz
								-52	1.56	0.2093	0.2720	1.046	1.360	1.203	398.2kHz
-56	1.46	0.2113	0.2700	1.056	1.350	1.203	419.6kHz
								-60	1.36	0.2132	0.2680	1.066	1.340	1.203	438.2kHz
-64	1.26	0.2152	0.2660	1.076	1.330	1.203	453.4kHz
								-68	1.16	0.2172	0.2640	1.086	1.320	1.203	464.4kHz
-72	1.06	0.2192	0.2621	1.096	1.310	1.203	469.9kHz
								-76	0.97	0.2211	0.2601	1.106	1.300	1.203	468.4kHz
-80	0.87	0.2231	0.2581	1.116	1.291	1.203	457.3kHz
								-84	0.77	0.2251	0.2561	1.125	1.281	1.203	433.1kHz
-88	0.67	0.2271	0.2542	1.135	1.271	1.203	390.0kHz

Voffset形成为，对图2所示的滞后幅度设定电路138的电路常数进行调节，从而在Vout＝-50V附近，如图3所示的曲线图所示电压值变高。下限电压/上限电压是图4所示的降频转换器驱动电路136的第12电阻182和第13电阻184的分压节点的电压，分别对应于电流下限值Ith2、电流上限值Ith1。下限电压/上限电压是通过设定第8电阻174、第12电阻182、第13电阻184的各电阻值和控制电源电压Vcc，根据补偿电压Voffset计算出的。平均电流是电流上限值Ith1和电流下限值Ith2的平均值。开关频率是在与算式2相同的算式中，使ΔI＝Ith1-Ith2、Vt＝-100V、Ls＝200μH而求出的。

可知即使Ls从500μH减小至200μH，也可以使开关频率落在略大于550kHz至略小于400kHz的范围内。即，根据本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100，可以使用于将驱动电流Iout平滑化的电感小型化。

另外，将对比例所涉及的半导体光源点灯电路300和本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100进行比较，在半导体光源控制装置100中增加了反激调节器102的输出电容器128和降频转换器104的第2开关元件140，但由于可以从半导体光源点灯电路300中去掉复位电路308，所以电路规模大致相同。

以上，说明了实施方式所涉及的半导体光源控制装置的结构和动作。该实施方式仅为例示，本领域的技术人员应清楚，上述各构成要素或各处理组合可形成各种变形例，且这些变形例也属于本发明的范围。

在实施方式中，作为降频转换器104的元件配置，针对分别将第2开关元件140设置在续流二极管142的负极侧，将电感器144设置在续流二极管142的正极侧的情况进行了说明，但不限定于此。续流二极管只要与反激调节器102的输出电容器128并联连接即可。第2开关元件只要设置在从输出电容器128的一端至LED且从LED返回输出电容器128的另一端的驱动电流Iout的路径上，并且设置在输出电容器128和续流二极管之间即可。第2开关元件的接通/断开也可以基于驱动电流进行控制。电感器144只要设置在驱动电流Iout的路径上，且设置在续流二极管和LED之间即可。

图9(a)至(c)是示出第1、第2及第3变形例所涉及的半导体光源控制装置400、500、600的结构的电路图。图9(a)表示第1变形例所涉及的半导体光源控制装置400的结构。第2开关元件440的一端与反激调节器102的高电平侧输出连接，另一端与续流二极管442的负极连接。电感器444的一端与第2开关元件440的另一端和续流二极管442的负极的连接节点连接。电感器444的另一端接地，且成为LED的高电平侧输出端子。续流二极管442的正极与反激调节器102的低电平侧输出连接，且成为LED的低电平侧输出端子。

图9(b)表示第2变形例所涉及的半导体光源控制装置500的结构。续流二极管542的负极与反激调节器102的高电平侧输出连接且接地，形成LED的高电平侧输出。第2开关元件540的一端与反激调节器102的低电平侧输出连接，另一端与续流二极管542的正极连接。电感器544的一端与第2开关元件540的另一端和续流二极管542的正极的连接节点连接。电感器544的另一端成为LED的低电平侧输出端子。

图9(c)表示第3变形例所涉及的半导体光源控制装置600的结构。第2开关元件640的一端与反激调节器102的低电平侧输出连接，另一端与续流二极管642的正极连接。第2开关元件640的另一端和续流二极管642的正极的连接节点，形成LED的低电平侧输出。续流二极管642的负极与电感器644的一端连接。续流二极管642的负极和电感器644的一端的连接节点与反激调节器102的高电平侧输出连接。电感器644的另一端接地，且成为LED的高电平侧输出端子。

根据第1、第2及第3变形例所涉及的各半导体光源控制装置400、500、600，与实施方式所涉及的半导体光源控制装置100相同地，能够减少驱动电流Iout的过冲及欠冲。

在实施方式中，针对通过使输出的高电平侧即多个LED的正极侧接地而实现负极输出的情况进行了说明，但并不限于此，例如也可以将多个LED的正极侧与蓄电池电压Vbat等施加直流电压的端子连接。

在实施方式中，说明了按照下述方式构成电路的情况，即，并不实时测定开关频率，而是取而代之，基于驱动电压Vout和开关频率之间的已知关系，确定驱动电压Vout和滞后幅度ΔI之间的关系，以使得滞后幅度ΔI基于该关系而变化，但并不限于此。例如，也可以使半导体光源控制装置具有对第2开关元件140的开关频率进行测定的电路，对滞后幅度进行调节以使得该测定的开关频率落在希望的频率范围。

在实施方式中，针对半导体光源控制装置100包含N个旁路开关110－1至110－N的情况进行了说明，但并不限于此，也可以将旁路开关在半导体光源控制装置之外单独设置。

在实施方式中，针对进行驱动电流的滞后控制的情况进行了说明，但并不限于此，例如也可以对第2开关元件140的占空比进行控制，以使得对电压降Vm进行适当滤波后的电压接近与目标电流对应的基准电压。

在实施方式中，说明了下述情况，即，通过组合反激调节器102和降频转换器104而构成驱动电路，该驱动电路生成驱动电流Iout，并进行使该驱动电流Iout的大小接近目标值的控制，但并不限于此，例如，作为该驱动电路也可以使用图8所示的电路，或者，也可以采用进行电流反馈控制的反激调节器。

图10是表示第4变形例所涉及的半导体光源控制装置700及与其连接的部件的结构的电路图。半导体光源控制装置700具有反激调节器702、电流检测电阻708、N个旁路电路270－1至270－N以及旁路驱动电路112。

在本变形例所涉及的半导体光源控制装置700中，在第2旁路用连接配线280－2的标号718所示的“X”标志的位置发生导通不良的情况下，与本实施方式所涉及的半导体光源控制装置100相同地，通过第2旁路电路270－2、第3旁路电路270－3及旁路驱动电路112的作用，强制接通第2旁路开关及第3旁路开关这两者。

另外，反激调节器702输出的最大电压的限制值，考虑到串联连接N个全部LED点灯的情况而设定为大于或等于Vf之和。例如，在将1个LED的Vf的最大值设为6V，且串联连接30个LED时，限制值设定为大于或等于180V。在这里，在图10的标号762所示的“X”标志的配线发生接触不良或断线的瞬间，由于LED中没有流过驱动电流Iout，所以反激调节器702的输出电压向180V上升。控制电路(未图示)如果检测到驱动电流Iout不再流动，则检查哪个配线或LED发生断线，在图10的电路中，采取接通第1旁路开关110－1而使其它LED能够点灯的措施。该措施通常需要几十毫秒至几百毫秒的时间。

在这里，在半导体光源控制装置不具有限压齐纳二极管256及防逆流二极管258的情况下，在第1旁路开关接通前，反激调节器702的输出电压到达180V。此时，如果所使用的LED的Vf的(室温下的)平均值为4V，电流几乎不流动时为3V，则第1旁路开关施加有180V－3V×30个＝90V的电压。由此，对于30个旁路开关中的任意一个，无论是否仅施加通常几V的电压，都必须考虑断线或接触不良而选择耐100V电压的元件。

下面，如果图10的标号764所示的“X”标志的配线中发生短线或接触不良，则第1静电保护齐纳二极管在几乎不流过电流时被施加上述的90V，在流过控制电流时被施加180V－4V×30个＝60V。在这里，如果将第1静电保护齐纳二极管的齐纳电压设为20V，则由于90V或60V高于20V的电压，所以在将控制电流设为1A时，在几十毫秒至几百毫秒的期间，第1静电保护齐纳二极管作用有20V×1A＝20W，需要选择能够承受该功率的元件。为了避免上述情况，只要使第1静电保护齐纳二极管的齐纳电压大于或等于90V即可，但这样就难以实现原本的静电保护的作用。

因此，本变形例所涉及的半导体光源控制装置700通过具有第1旁路/限压电路250－1，从而即使发生接触不良或断线，也可以抑制在第1旁路开关110－1上施加的电压的上限。由此，作为第1旁路开关110－1无需选择耐大于或等于100V的高压的元件。另外，通过将第1旁路/限压电路250－1产生的限制电压设定为小于或等于第1静电保护齐纳二极管252－1的齐纳电压，则可以选择较小的齐纳二极管。

此外，在实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，由于在不具有限压功能的情况下，需要使旁路开关承受kV级电压，所以通过设置限压功能而产生的耐压抑制效果在实施方式中更加显著。

在实施方式中，说明了LED和旁路开关一一对应的情况，但并不限于此，也可以利用一个旁路开关控制多个LED的点灯/熄灯。例如，在串联2个LED而连接一个旁路开关的情况下，LED的总Vf的最大值＝12V，静电保护齐纳二极管的齐纳电压＝40V，由此，只要使限压齐纳二极管的齐纳电压落在9V至21V的范围内即可。在将限压齐纳二极管的齐纳电压设为20V时，两端电压的限制值为23V，因此，作为旁路开关只要选择耐30V电压的元件即可。

在实施方式中，不仅是第2旁路用连接配线280－2，即使在第3旁路用连接配线280－3的标号220(参照图5)所示的“X”标记的位置发生导通不良的情况下，也通过第2旁路电路270－2、第3旁路电路270－3、第4旁路电路270－4及旁路驱动电路112的作用，将第2旁路开关、第3旁路开关及第4旁路开关全部强制接通。

在实施方式中，说明了下述情况，即，在旁路用连接配线中发生导通不良的情况下，与该旁路用连接配线连接的2个旁路开关的哪一个由于断线异常而强制接通、哪一个由于短路异常而强制接通是依赖于旁路开关的特性等进行的，但并不限于此。例如，也可以对序号为奇数的旁路电路(第1旁路电路270－1、第3旁路电路270－3、……)分别并联地设置电阻。另外，也可以对序号为偶数的旁路电路分别并联地设置电阻。在此情况下，在旁路用连接配线中发生导通不良的情况下，将上述设置有电阻的一侧旁路开关根据短路异常而强制接通，将上述没有设置电阻的一侧旁路开关根据断线异常而强制接通。

在实施方式中，对使用旁路电路及旁路驱动电路的断线检测功能及短路检测功能而应对旁路用连接配线的导通不良的情况进行了说明，但并不限于此。例如，也可以在旁路用连接配线中设置电流测量单元等用于检测旁路用连接配线的导通不良的单元，使用该单元判定旁路用连接配线中是否发生导通不良。也可以使旁路驱动电路在判定为发生导通不良的情况下，强制使对应的2个旁路开关接通。

在实施方式中，说明了下述情况，即，在旁路开关断开时检测到导通不良或短路异常的情况下，使积分电容器充电，在除此之外的情况下，使积分电容器放电，但并不限于此。例如，也可以在旁路开关断开时检测到导通不良或短路异常的情况下，使积分电容器以第1时间常数放电，在除此之外的情况下，使积分电容器以第2时间常数充电。

在实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，采用PWM减光功能。在PWM减光时，旁路驱动电路112使点灯熄灯控制信号的电压电平以减光频率f1周期性地变化。在没有发生任何异常的情况下，在点灯熄灯控制信号为低电平时，使对应的旁路开关断开，在点灯熄灯控制信号为高电平时，使对应的旁路开关接通。由此，点灯熄灯控制信号的低电平是与对应的旁路开关断开对应的状态，点灯熄灯控制信号的高电平是与对应的旁路开关接通对应的状态。

另外，旁路驱动电路112是微型计算机，以较长的时间间隔进行动作。特别地，旁路驱动电路112针对各LED，在整个规定的异常判定期间中对异常检测信号进行监视而判定是否发生了异常。并且，旁路驱动电路112在判定为某个LED发生了异常的情况下，使与该LED对应的点灯熄灯控制信号固定为高电平。如果以确定/不确定异常的概念进行说明，则旁路驱动电路112如果在持续了异常判定期间的时间检测出异常状态，则确定为异常而进行使旁路开关的接通锁定控制。

由于通常异常判定期间比PWM减光的周期(＝l/f1)长，所以在实施方式所涉及的半导体光源控制装置100中，通过导入积分电路，可以即使在进行PWM减光时，也可以进行错误检测较少而更正确的短路异常/断线异常检测。

考虑在不进行PWM减光的LED始终点灯(旁路开关＝始终断开)控制中发生了断线异常的情况。在从某一个LED发生断线至与该LED对应的旁路开关实施了接通锁定控制为止的期间，通过与该LED对应的旁路/限压电路、特别是限压齐纳二极管的作用，旁路开关作为用于实现限压功能的开关进行动作。由此，可以维持至其它LED的电流的路径。但是，在此情况下，由于旁路开关基本上在线性区域中进行动作，所以该旁路开关持续作用有“断线检测电压×驱动电流Iout”的功率，旁路开关中的功率损耗增加。由此，作为旁路开关，需要大型且耐功率较大的开关元件，导致电路的大型化及成本上升。在这里，如果在检测出断线异常后立刻对旁路开关进行接通锁定控制，则减少功率损耗，但这样导致旁路驱动电路112中的判定次数变少(判定时间缩短)，特别在PWM减光模式中，错误检测断线异常(错误动作)的可能性变大。

此外，即使在进行PWM减光时发生了断线的情况下，也由于点灯熄灯控制信号为低电平时，旁路开关作为用于实现限压功能的开关进行动作，所以同样有可能使旁路开关中的功率损耗增加。将PWM减光的1周期(＝l/f1)中所占的旁路开关的接通期间(＝LED的熄灯期间)的比例称为接通占空比。该接通占空比越小，断线所导致的上述功率损耗越大。

另外，在旁路开关接通时，旁路开关中的功率损耗由于主要是由旁路开关的接通电阻量产生而较小，特别是与在线性区域中动作的情况下的功率损耗相比，电路损耗非常小。

图11是表示第5变形例所涉及的半导体光源控制装置的第2旁路电路870－2的结构的电路图。其它旁路电路与第2旁路电路870－2相同地构成。

图5所示的第2旁路电路270－2和图11所示的第2旁路电路870－2之间的差异主要在于第2开关用电平转换电路的结构。第2旁路电路870－2的第2开关用电平转换电路854－2，从旁路驱动电路812接收第2点灯熄灯控制信号Sc2'，将其变换为第2旁路开关驱动信号Sd2。特别地，第2开关用电平转换电路854－2在第2点灯熄灯控制信号Sc2’为高电平时，将第2旁路开关驱动信号Sd2置为低电平，在第2点灯熄灯控制信号Sc2’为低电平时，将第2旁路开关驱动信号Sd2置为高电平。

此外，第2旁路电路870－2的第2旁路/限压电路850－2也可以不具有与第16电阻260相当的电阻。

第2开关用电平转换电路854－2包含第26电阻822、第27电阻814、第28电阻816、第29电阻818和第5pnp型双极性晶体管820。第26电阻822的一端与旁路驱动电路812的端子连接。旁路驱动电路812的从其端子输出第2点灯熄灯控制信号Sc2'。第26电阻822的另一端与第5pnp型双极性晶体管820的基极连接。第27电阻814的一端与第26电阻822的另一端和第5pnp型双极性晶体管820的基极的连接节点连接。第27电阻814的另一端及第5pnp型双极性晶体管820的发射极施加控制电源电压Vcc。第5pnp型双极性晶体管820的集电极与第28电阻816的一端连接。第28电阻816的另一端与第29电阻818的一端连接。第29电阻818的另一端与第2LED2－2的负极连接。

第28电阻816的另一端和第29电阻818的一端的连接节点与第2旁路开关110－2的栅极连接。在该连接节点处产生的信号为第2旁路开关驱动信号Sd2。

在第2点灯熄灯控制信号Sc2’为高电平时，第2旁路开关驱动信号Sd2为低电平，第2旁路开关110－2断开(第2LED 2－2点灯)。在第2点灯熄灯控制信号Sc2’为低电平时，第2旁路开关驱动信号Sd2为高电平，第2旁路开关110－2接通(第2LED 2－2熄灯)。在进行PWM减光的情况下，旁路驱动电路812使第2点灯熄灯控制信号Sc2’为以几毫秒周期的高电平/低电平交替的信号。

如果积分电容器282的两端电压超过规定的阈值电压，则旁路驱动电路812与点灯熄灯控制信号Sc2’同步地，使向第2旁路开关110－2的控制用输入端子即栅极施加的信号的接通占空比及周期与通常的PWM减光相比增加。特别地，如果第2异常检测信号Sdet2的电压超过电平阈值Vg，则旁路驱动电路812使针对第2LED 2－2的异常判定期间开始，并且使第2点灯熄灯控制信号Sc2’的1个周期中所占的低电平的持续期间的比例增加。作为一个例子，使第2点灯熄灯控制信号Sc2’的周期增加为几百毫秒，使接通占空比增加为大于或等于90％。

图12是表示在第2LED 2－2发生断线的情况下的第2点灯熄灯控制信号Sc2、Sc2’的变化的时序图。图12的上段所示的波形，表示第5变形例所涉及的半导体光源控制装置在通常点灯时以几毫秒左右的第1周期PT1进行PWM减光的情况下的第2点灯熄灯控制信号Sc2’。图12的中段示出的波形，表示实施方式所涉及的半导体光源控制装置100在通常点灯时进行始终点灯的情况下的第2点灯熄灯控制信号Sc2。图12的下段所示的波形，表示实施方式所涉及的半导体光源控制装置100在通常点灯时以第1周期PT1进行PWM减光的情况下的第2点灯熄灯控制信号Sc2。

在第5变形例中第2LED 2－2发生断线的情况下，第2点灯熄灯控制信号Sc2'的周期成为与第1周期PT1相比较大的几百微秒左右的第2周期PT2。特别地，旁路驱动电路812一边维持第2点灯熄灯控制信号Sc2’的1个周期中的高电平的持续期间的长度，一边使低电平的持续期间变长，从而实现上述周期变大。此外，第2周期PT2也可以与第2积分电路278－2的放电所涉及的第2时间常数相比较小。

在几秒左右的异常判定期间PT3中，如果第2点灯熄灯控制信号Sc2’置为高电平时的第2异常检测信号Sdet2的电压高于电平阈值Vg，则旁路驱动电路812与第2点灯熄灯控制信号Sc2’同步地，使施加在第2旁路开关110－2的栅极上的信号的接通占空比及周期保持增加的状态不变。在第2异常检测信号Sdet2的电压低于电平阈值Vg的情况下，旁路驱动电路812使第2点灯熄灯控制信号Sc2'恢复具有第1周期PT1的状态。旁路驱动电路812在第2异常检测信号Sdet2的电压高于电平阈值Vg的状态在异常判定期间PT3结束为止一直持续的情况下，判定为发生了异常(即确定异常)，使第2点灯熄灯控制信号Sc2’固定为低电平。

在实施方式中，在第2LED 2－2发生断线的情况下，在异常判定期间PT3的期间，使第2点灯熄灯控制信号Sc2的状态与异常发生前的状态相同。并且，如果在异常判定期间PT3结束时判定为发生了异常，则将第2点灯熄灯控制信号Sc2固定为高电平。

这样，根据第5变形例所涉及的半导体光源控制装置，与实施方式所涉及的半导体光源控制装置100相比，即使在始终点灯时或PWM减光时，也可以减少异常判定期间中的旁路开关的断开期间的总长度。由于该断开期间与断线发生时旁路开关以线性区域进行动作的期间对应，所以，根据第5变形例，可以降低旁路开关中的功率损耗。由此，作为旁路开关可以采用耐低功率的开关元件，可以实现电路的小型化、低成本化。

特别地，在由于进行PWM减光的情况而不适于在基于异常检测信号的电平转换就立刻判定为发生了异常的状况下，根据第5变形例，通过在整个异常判定期间进行异常检测信号的监视，可以更准确地判定是否发生异常，并且，可以减少异常判定期间中的旁路开关的功率损耗。

Claims

1.一种光源控制装置，其特征在于，

具有：驱动电路，其生成流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流；

旁路开关，其与所述多个半导体光源中的至少一部分并联连接；

主控制电路，其在通常点灯时使所述旁路开关周期性地接通/断开；以及

异常检测辅助电路，其在所述旁路开关断开时的所述旁路开关的两端电压低于第1电压或高于比所述第1电压高的所述第2电压的情况下，使电容器保持的电荷的量以第1时间常数向第1朝向变化，在不使所述电容器保持的电荷的量以所述第1时间常数向所述第1朝向变化的情况下，使所述电容器保持的电荷的量以比所述第1时间常数长的第2时间常数向与所述第1朝向相反的第2朝向变化，

所述主控制电路基于所述电容器的两端电压，判定是否发生异常，在判定为发生了异常的情况下，强制地使所述旁路开关接通。

2.一种光源控制装置，其特征在于，

具有：驱动电路，其生成流过串联连接的多个半导体光源的驱动电流；以及

旁路开关，其与所述多个半导体光源中的至少一部分并联连接，由控制信号控制接通/断开，

控制信号为，在通常点灯时，使与所述旁路开关接通对应的状态和与所述旁路开关断开对应的状态周期性地重复，

本光源控制装置还具有：

限压电路，其构成为，在控制信号处于与所述旁路开关断开对应的状态时，使用所述旁路开关对所述多个半导体光源中的至少一部分的两端电压的上限进行限制；

异常检测辅助电路，其在所述限压电路对两端电压的上限进行限制时，使电容器保持的电荷的量以第1时间常数向第1朝向变化，在不使所述电容器保持的电荷的量以所述第1时间常数向所述第1朝向变化的情况下，使所述电容器保持的电荷的量以比所述第1时间常数长的第2时间常数向与所述第1朝向相反的第2朝向变化；以及

主控制电路，其在将与所述旁路开关接通相对应的状态的持续期间在控制信号的1个周期中所占的比例称为接通占空比时，如果所述电容器的两端电压达到规定的阈值电压，则使控制信号的接通占空比增加，

所述主控制电路通过在比控制信号的周期长的整个异常判定期间内对所述电容器的两端电压进行监视，从而判定是否发生了异常，在判定为发生了异常的的情况下，将控制信号的状态固定为与所述旁路开关的接通相对应的状态。

3.根据权利要求2所述的光源控制装置，其特征在于，

如果所述电容器的两端电压达到所述阈值电压，则所述主控制电路使控制信号的周期增长。