CN104852735A - 正交接收信号的宽带宽模数转换的装置与方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了用于正交接收信号的模数转换的装置和方法。在某些实现中，收发器系统至少包括与第一正交接收器通道相关的第一对模数转换器(ADC)和与第二正交接收器通道相关的第二对ADC。第一和第二对ADC能够提供相同接收信号的模数转换，但是相对于彼此，它们具有不同的噪声特性，例如低通噪声特性和带通噪声特性。收发器系统可以还包括用于至少组合第一和第二对ADC的输出之一以产生相对于单独的任一对ADC，更低整体噪声特性的输出信号的重建滤波器。

Description

正交接收信号的宽带宽模数转换的装置与方法
技术领域
本发明的实施例涉及到电子系统，更具体地说，涉及到收发器系统中的模数转换。
背景技术
某些电子系统，例如接收器或收发器系统，可以包括用于将模拟正交接收信号转换成数字数据的模数转换器(ADC)。例如，电子系统可以包括用于解调从发射器接收的信号以产生同相(in-phase，简称I)和正交相位(quadrature-phase，简称Q)接收信号的解调器。另外，ADC可以用于将I和Q接收信号转换成可以通过数字处理电路进一步处理的数字数据。
在电子系统中有改进模数转换方案的需要，包括，例如，在收发器系统中正交接收信号的宽带宽模数转换。
发明内容
一方面，一种装置包括多个正交接收器通道，它包括第一正交接收器通道和第二正交接收器通道。第一正交接收器通道被配置以接收模拟接收信号，并且包括配置以产生第一数字I信号的第一ADC(ADC)与配置以产生第一数字Q信号的第二ADC。第二正交接收器通道配置以接收模拟接收信号，并且包括配置以产生第二数字I信号的第三ADC和配置以产生第二数字Q信号的第四ADC。第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，并且第三和第四ADC具有不同于第一噪声特性的第二噪声特性与频率。装置还包括配置以至少组合第一与第二数字I信号之一以产生输出I信号，和至少组合第一与第二数字Q信号之一以产生输出Q信号的重建滤波器。
另一方面，提供了正交接收信号的模数转换的电子实现方法。方法包括在第一正交接收器通道接收模拟接收信号，使用第一正交接收器通道的第一ADC产生第一数字I信号，使用第一正交接收器通道的第二数模转换器产生第一数字Q信号，在第二正交接收器通道接收模拟接收信号，使用第二正交接收器通道的第三数模转换器产生第二数字I信号，并且使用第二正交接收器通道的第四数模转换器产生第二数字Q信号。第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，并且第三和第四的ADC具有不同于第一噪声特性的第二噪声特性与频率。方法还包括使用重建滤波器组合两个或更多的数字I信号以产生输出I信号，以及使用重建滤波器组合两个或更多数字Q信号以产生的输出Q信号。两个或更多的数字I信号包括第一和第二数字I信号，并且两个或更多个数字Q信号包括第一和第二数字Q信号。
另一个方面，收发器系统被提供。收发器系统包括配置以接收模拟接收信号的第一正交接收器通道，第一正交接收器通道包括配置以产生第一数字I信号的第一ADC以及配置以产生第一数字Q信号的第二数模转换器。收发器系统还包括配置以接收模拟接收信号第二正交接收器的通道，第二正交接收器通道包括配置以产生第二数字I信号的第三ADC与配置以产生第二数字Q信号的第四ADC。第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，以及第三和第四ADC具有不同于第一噪声特性的第二噪声特性与频率。收发器系统还包括：包括被配置以通过至少组合第一与第二数字I信号之一产生输出I信号，以及至少通过组合第一与第二数字Q信号之一产生输出Q信号的重建滤波器的数字处理电路。
附图说明
图1A是根据一个实施例，电子系统的示意性框图。
图1B是根据另一个实施例，电子系统的示意框图。
图2是噪声与频率的关系的一个示例的曲线图。
图3A是重建滤波器的一个实施例的示意框图。
图3B是图3A的重建滤波器的一个实施方案的示意性框图。
图3C是图3A的重建滤波器的另一个实施方案的示意性框图。
图3D是图3A的重建滤波器的另一个实施方案的示意性框图。
图3E是图3A的重建滤波器的另一个实施方案的示意性框图。
图4A是重建滤波器的另一个实施例的示意框图。
图4B是重建滤波器的另一个实施例的示意框图。
图5A是重建滤波器的另一个实施例的示意框图。
图5B是图5A中重建滤波器的一个实施方案的示意框图。
图6是射频通信系统的一个示例的示意性框图。
图7是收发器系统的一个示例的示意性框图。
图8是根据一个实施例，收发器系统的示意性框图。
具体实施方式
实施例的以下详细说明呈现了本发明的具体实施例的各种描述。然而，本发明可以以权利要求书所定义和涵盖的许多不同方式体现。在本说明书中，附图予以参考，其中相似的参考数字可以表示相同或功能相似的元件。
重建滤波器概述
在本文中用于正交接收信号的宽带宽模数转换的装置与方法被提供。在某些实现中，收发器系统至少包括与第一正交接收器通道相关的第一对ADC以及与第二正交接收器通道相关的第二对ADC。如本文所使用的，正交接收器的通道可以指用于处理全部或部分接收信号以产生数字同相(I)信号与数字正交相位(Q)信号的接收器电路。第一和第二正交接收器通道可以用于处理相同的接收信号，但是第一和第二对的ADC相对于彼此具有不同的噪声特征。例如，在一个实例中第一对的ADC可以处于低通配置，并且在第一或低频范围具有低噪声，并且第二对的ADC可以处于带通配置，并且在第二或高频范围具有低噪声。收发器系统还可以包括用于至少组合第一和第二对ADC的输出之一，具有相对于任一对单独的ADC，产生整体低噪声的输出信号的重建滤波器。
图1A是根据一个实施例，电子系统10的示意性框图。电子系统10包括第一正交接收器的通道11a、第二正交接收器通道11b、第三正交接收器通道11c、重建滤波器7、第一混频器8a、和第二混频器8b。第一正交接收器通道11a包括第一ADC1和第二ADC2。此外，第二正交接收器通道11b包括第三ADC3和第四ADC4。此外，第三正交接收器通道11c中包括第五ADC5和第六ADC6。电子系统10接收接收信号RX，它可以是，例如，射频(RF)或中频(IF)信号。此外，电子系统10产生同相(I)输出信号OI和正交相位(Q)输出信号OQ。
虽然电子系统10被示为包括三个正交接收器通道，电子系统10可以包括更多或更少的正交接收器通道。例如，本文的教导也适用于包括两个正交接收器通道、三个正交接收器通道，或者四个或更多的正交接收器通道的配置。
电子系统10可以对应于收发器或接收器系统的一部分。因此，为清楚起见，电子系统10可以包括已从图1A省略的额外的元件和电路。
第一混频器8a接收接收信号RX和I时钟信号CLKI，并且产生I接收信号RI。第二混频器8b接收的接收信号RX和Q时钟信号CLKQ，并且产生Q接收信号RQ。
相应地，I和Q接收信号RI、RQ可以对应于由接收器解调产生的模拟正交接收信号。在某些实现中，I和Q接收信号RI、RQ可以使用基本相同的周期的正交时钟信号通过解调产生，并且相位差约四分之一的周期或约90°。例如，在一个示例中，I时钟信号CLKI可以是正弦时钟信号并且Q时钟信号CLKQ可以是余弦时钟信号。
在所示的配置中，第一ADC1接收I接收信号RI并且产生第一数字I信号I1，并且第二ADC2接收Q接收信号RQ，并且产生第一数字Q信号Q1。此外，第三ADC3接收I接收信号RI并且产生第二数字I信号I2和第四ADC4接收Q接收信号RQ，并且产生第二数字Q信号Q2。此外，第五ADC5接收I接收信号RI并且产生第三数字I信号I3，并且第六的ADC6接收Q接收信号RQ，并且产生第三数字Q信号Q3。重建滤波器7接收第一至第三数字I信号I1-I3与第一至第三数字Q信号Q1-Q3和产生的I和Q输出信号OI、OQ。
这些特定的正交接收器通道的ADC可以具有基本相同的噪声特性与频率。例如，第一和第二ADC1、2可以具有相似的噪声特性N1，第三和第四的ADC3、4可以具有相似的噪声特性N2，以及第五和第六的ADC5、6可以具有相似的噪声特性N3。但是，不同的正交接收器通道的ADC的具有相对于彼此不同的噪声特性。例如，噪声特性N1、噪声特性N2和噪声特性N3可以是彼此不同的。
正交接收器通道的噪声特性可以被配置以使得每个正交接收器通道在特定的频率范围内具有相对低的噪声，相对于其他正交接收器通道它至少可以部分不重叠。例如，第一正交接收器通道11a可以被配置以在第一频率范围内具有相对低的噪声，第二正交接收器通道11b可以被配置以在第二频率范围内具有相对低的噪声，并且第三正交接收器通道11c中可以被配置以在第三频率范围内具有相对低的噪声。
重建滤波器7可以用于组合由正交接收器通道的ADC产生的数字输出信号以产生具有相对低的整体噪声的输出信号。由于正交接收器通道可以具有取决于频率的不同噪声，重建滤波器7可以根据正交接收器通道在不同频率范围上的选择性组合产生I和Q输出信号OI、OQ。例如，当一个特定的正交接收器通道相对于另一个正交接收器通道在特定频率上具有相对低的噪声，重建滤波器7可以在这一频率根据这个正交接收器通道的输出产生I和Q输出信号OI、OQ的频率成分。
在一个实施例中，重建滤波器7可以根据第一到第三数字I信号I1-I3的加权和产生I输出信号OI，并且可以根据第一到第三数字Q信号Q1-Q3的加权和产生Q输出信号OQ。此外，加权和的系数的值在频率上变化，使得当一个特定的正交接收器通道在一定的频率具有相对于另一个正交接收通道相对低的噪声，在那一频率上通道的加权和的系数可以大于与其他通道相关的系数。通过以这种方式配置重建滤波器，相对于任何单独的正交接收器通道，重建滤波器可以具有与更低整体噪声相关的噪声特性。
在某些实现中，第一至第六的ADC1-6可以具有相似的电路拓扑结构，但是可以根据数字地配置ADC实现不同的噪声特性。例如，在一个实施例中，ADC被实现为Σ-Δ转换器，它可以具有可以根据数位选择Σ-Δ转换器的系数的值以控制的噪声特性。例如，Σ-Δ转换器可以过采样输入信号，它可以提供足够的带宽，在其上的噪声可以交叉频率整形。例如，基于Σ-Δ转换器的输出可以是低通滤波和下采样以创建在可选择的带宽上具有的低噪声的样本流。
尽管噪声整形可以以在另一个频率范围内增加噪声为代价，在一个频率范围内降低噪声，根据本文的教导，重建滤波器可以被用于选择性地组合与不同噪声与频率特性的ADC的输出以实现整体改善的噪声性能。虽然上面已描述了一个实施例，其中ADC使用Σ-Δ转换器予以实现，本文的教导适用于以其他方式实现的ADC的配置。
图1B是根据另一个实施例，电子系统19的示意框图。电子系统19包括第一正交接收器通道15、第二正交接收器通道16、第三正交接收器通道17、以及重建滤波器7。第一正交接收器通道15包括第一和第二ADC1、2和第一对混频器18a、18b。第二正交接收器通道16包括第三和第四ADC3、4和第二对混频器18c、18d。第三正交接收器通道17包括第五和第六的ADC5、6和第三对混频器18e、18f。电子系统19接收接收信号RX，并且产生I和Q输出信号OI、OQ。
图1B的电子系统19类似于图1A的电子系统10，除了电子系统19示出了分离的混频器被用于每个正交接收器通道的配置。例如，第一正交接收器通道15的第一对混频器18a、18b可以分别使用I和Q时钟信号CLKICLKQ解调接收信号RX以产生第一I接收信号和第一Q接收信号，用于第一和第二ADC的1、2。另外，第二正交接收器通道16的第二对混频器18c、18D可以分别使用I和Q时钟信号CLKI CLKQ解调接收信号RX以产生第二I接收信号和第二Q接收信号，分别用于第三与第四ADC3、4。此外，第三正交接收器通道17的第三对混频器18e、18f可以分别使用I和Q时钟信号CLKI CLKQ解调接收信号RX以产生第三I接收信号和第三Q接收信号，用于第五和第六ADC5、6。
尽管图1A-1B示出了电子系统的两个实例，它们包括一个重建滤波器，重建滤波器可以在各种各样的电子系统中的使用。例如，本文的教导不仅适用于成对ADC接收相同的I和Q接收信号的配置，而且适用于成对的ADC接收由公共无线电频率信号产生的不同的I和Q接收信号的配置。例如，本文的教导可以适用于不同对ADC接收解调后具有增益和/或相位失配的I和Q接收信号和/或其中使用单独的解调器产生的接收I和Q信号的配置。此外，本文的教导既适用于直接转换接收也适用于使用一个或多个中间频率接收器。
图2是噪声与频率关系的一个示例的曲线图20。曲线图20包括低通配置中第一对ADC的第一或低通噪声特性21。曲线图20还包括带通配置中第二对ADC的第二或带通噪声特性22。虽然该图说明了与两个正交接收通道相关的配置，这里的教导也适用于使用三个或更多个正交接收通道的配置。
如本文所述，重建滤波器可以用于组合具有不同的噪声特性的ADC的输出以产生具有相对低的整体噪声的输出信号。例如，重建滤波器可以具有与比任何单独的ADC的噪声特性更低的噪声特性相关的整体噪声特性。
在所示的配置中，低通噪声特性21在约0兆赫至约50兆赫间具有相对小的噪声量，并且带通噪声特性22在约35兆赫至约70兆赫间具有相对小的噪声量。因此，根据本文的教导，重建滤波器可以用于组合第一和第二对的ADC的输出信号，在约0兆赫至约70兆赫的频率范围间产生具有相对低的噪声的输出信号。适合用于组合具有不同噪声特性的ADC输出的重建滤波器的各种实施例将在本文中详细地描述。
图3A是重建滤波器30的一个实施例的示意框图。重建滤波器30包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、通道到通道失衡观测块33、第一正交误差(QE)的校正块35、第二QE校正块36、第一延迟块37、第二延迟块38、对准滤波器41、和合并滤波器42。本文描述的各种功能块可以通过硬件和/或软件/固件来实现。硬件的实例包括模拟电路、数字电路、和相似元件。这些电路可以在集成电路中实现。当软件/固件是适用的，软件/固件的指令可以存储在计算机可读存储器中并且由处理器执行。重建滤波器30接收I低频补偿接收信号LI、Q低频补偿接收信号LQ、I高频补偿接收信号HI和Q高频补偿接收信号HQ。此外，重建滤波器30产生I输出信号OI和Q输出信号的OQ。
I和Q低频补偿接收信号LI、LQ可以从包括在第一或低频范围上具有低噪声功率的第一对ADC的第一正交接收器通道中产生，然而I和Q高频补偿接收信号HI、HQ可以从包括在第二或高频范围上具有低噪声功率的第二对ADC的第二正交接收通道中产生。例如，在某些实现方式中，第一对的ADC可以在低频率有助于低噪声功率，而第二对的ADC可以在高频率有助于低噪声功率，或至少高频率的一部分。例如，在一个实施例中，第一对的ADC可以具有低通噪声特性和第二对的ADC可以具有带通噪声特性。虽然I和Q低频补偿接收信号LI、LQ可以在低频具有低噪声并且I和Q的高频补偿接收信号HI、HQ可以在高频率具有低噪音，这些名称可以指上级信噪比(SNR)的不同带宽，而不一定是指接收信号被捕获的带宽。
如图3A所示，第一通道失衡观测块31接收I和Q低频补偿接收信号LI、LQ，并且产生第一失衡观测信号。此外，第二通道的失衡观测块32接收I和Q的高频补偿接收信号HI、HQ，并且产生第二失衡观测信号。此外，通道到通道失衡观测块33接收I低频补偿接收信号LI和Q高频补偿接收信号HQ，并且产生通道到通道观测信号。在所示的配置中，第一QE校正块35接收I和Q低频补偿接收信号LI、LQ和第一失衡观测信号，并且产生I和Q校正低频补偿信号，这些信号分别作为输入提供给第一和第二延迟块37、38。第一和第二延迟块37、38可以延迟I和Q校正低频补偿信号以产生I和Q对准低频补偿信号。第二QE校正块36接收的I和Q的高频补偿接收信号HI、HQ和第二失衡观测信号，并且产生I和Q校正高频补偿信号，这些信号被作为输入提供到对准滤波器41。对准滤波器41还接收通道到通道观测信号和I和Q对准的低频补偿信号，并且产生I和Q对准高频补偿信号。合并滤波器42接收的I和Q对准高频补偿信号和I和Q对准低频补偿信号，并且组合或合并它们，以产生I和Q输出信号OI、OQ。
所示的重建滤波器30可以用于组合具有不同噪声特性的两个正交接收通道的输出。例如，I和Q低频补偿接收信号LI、LQ可以由在低频具有相对低噪声的第一正交接收器通道产生，并且I和Q高频补偿接收HI、HQ可以由比第一正交接收器通道较高频率上具有相对低的噪声的第二正交接收器通道产生。在一个实施例中，I和Q低频补偿接收信号HI、LQ由低通配置的第一对Σ-Δ转换器产生，并且I和Q的高频补偿接收信号HI、HQ由带通配置的第二对Σ-Δ转换器产生。然而，本文的教导也适用于其他的配置。
通过重建滤波器30产生的I和Q输出信号OI、OQ相对于任一个I和Q低频补偿接收信号LI、LQ，或者I和Q高频补偿接收信号HI、HQ可以具有较低的整体噪声量。在本文的某些实现中，由重建滤波器产生的输出信号的噪声功率可以具有小于或等于输入正交接收器通道的噪声功率的较小者的噪声功率。
所示的配置包括第一和第二通道失衡观测模块31、32，它们可以被用于检测同相/正交相位(IQ)失衡或正交增益和相位误差。例如，第一通道失衡观测块31可以被用于检测I和Q低频补偿接收信号LI、LQ间的IQ失衡，并且第二通道失衡观测块32可以用于检测I和Q高频补偿接收信号HI、HQ间的IQ失衡。如图3A所示，第一和第二通道的失衡观测块31、32能够分别产生第一和第二失衡观测信号，它们可以表示正交增益和/或相对于约大小相等的输入信号与约90度的相位差间的相位误差。在某些实现中，第一和第二通道失衡观测块31、32被配置为确定接收I及Q信号是否是正交的，并且根据结果产生观测信号。
此外，第一和第二QE校正块35、36可以接收第一和第二失衡观测信号，它们分别可以用于校正所观测到的IQ失衡。例如，在某些实现中，由第一QE校正块35产生的I和Q校正低频补偿信号可以具有基本正交的关系，并且由第二QE校正块36产生的I和Q校正高频补偿信号可以具有基本上正交关系。因此，第一QE校正块35可以被用于去除与低频补偿正交接收通道相关的IQ失衡，并且第二QE校正块36可以被用于去除与高频补偿正交接收通道相关的IQ失衡。在某些实施例中，第一和第二失衡观测信号可以由处理器处理，如嵌入式处理器，它可以产生用于第一和第二QE校正块35、36的控制信号。以这种方式配置重建滤波器可以减少QE校正块的尺寸和/或复杂度。
通道到通道失衡观测块33产生通道到通道观测信号，在所示的配置中它可以表示I低频补偿接收信号LI与Q高频补偿接收信号HQ间对准缺失。在一个实施例中，通道到通道失衡观测块33可以比较I低频补偿接收信号LI与Q高频补偿接收信号HQ的幅度和相位，并且可以根据这一结果产生通道到通道观测信号。尽管图3A示出了其中通道到通道失衡观测块观测来自一个通道的I信号与来自另一个通道的Q信号的配置，其它配置也是可能的。例如，本文的教导可以适用于其中通道到通道失衡观测块观测来自一个通道的I信号与另一个通道的I信号与/或来自一个通道的Q信号与来自另一个通道的Q信号。
尽管图3A示出了使用两个通道失衡观测块和一个通道到通道失衡观测块的配置，其他配置也是可能的。例如，在某些实现中，失衡观测块可以是复用和分时的以提供通道内和/或通道间的观测。
在某些配置中，通道失衡观测块可以部分地根据观测通道对校准信号的响应进行操作。例如，RF校准信号可以在频率内递进并且作为输入提供给通道，并且通道的基带I和Q信号的响应可以被观测以确定IQ失衡。作为进一步的例子，从发射器接收到的通信信号可以被用作校准信号。例如，通道失衡观测块和QE校正块的实施例可以在共同拥有的专利美国专利系列号13/764076，于2013年9月19日发表的美国专利公开号2013/0243131，标题为“实时的I/Q失衡校正宽频带射频接收机”所描述，在此通过引用将其整体并入于此。在某些配置中，通道到通道失衡观测部分地根据比较两个正交接收器通道对校准信号的响应进行操作。例如，RF校准信号可以在频率内递增并且作为输入提供给两个通道，并且第一通道的基带I信号的响应可以被监视，相对于第二通道的基带Q信号的响应，以确定通道间的失衡。在另一实现中，正和负频率间意外的相关性可以被用于确定通道间的失衡。虽然失衡观测的各种实例已经在上面描述，这里的教导不限于所提供的实例。相反，各种技术可以被用于识别两个信号间的增益和/或相位的差异。
因此，虽然上面描述了失衡观测和使用校准信号或通信校准信号的校准校正方案的各种实施例，其它配置也是可能的。
对准滤波器41接收通道到通道观测信号，对准滤波器41可以用于去除低频补偿正交接收通道与高频补偿正交接收器的通道之间相位和/或增益的失配。例如，对准滤波器41可以使用通道的通道观测信号以分别产生相对于I和Q对准的低频补偿信号基本相等的幅度和/或相位的I和Q对准高频补偿信号。在某些实施例中，通道到通道观测信号可以由处理器进行处理，如嵌入式处理器，它可以产生用于对准滤波器41的控制信号。以这种方式配置的重建滤波器可以减少对准滤波器的尺寸和/或复杂度。
在本文某些实现中，与重建滤波器的输出相关的共模相位和/或增益误差可能小于或等于用作对准参照的特定ADC的误差。例如，在一个实施例中，与I和Q输出信号OI、OQ相关的共模和/或增益误差可能小于与用于产生I低频接收信号LI的ADC相关的共模和/或增益误差。不过，其他配置也是可能的。
合并滤波器42可以用于组合分别由第一和第二延迟块37、38产生的I和Q对准低频补偿信号与由对准滤波器41产生的I和Q对准高频补偿信号。在某些配置中，合并滤波器42可以根据频域中提供校正产生I和Q输出信号OI、OQ，例如通过将在频率上具有不同加权系数，接收作为输入的信号求和。然而，其它配置是可能的，包括例如在时域中提供校正的配置。在某些配置中，合并滤波器42可以在对输入信号求和前衰减输入信号使得超出频率的输出信号的噪声功率小于或等于每个单独输入通道的噪声功率的较小者。因此，在某些实现中，I和Q输出信号可以具有降低的噪声特性，同时仍保持期望的增益和相位的关系。
尽管图3A示出了根据本文教导的重建滤波器的一个例子，其他的配置也是可能的，包括，例如，使用不同块和/或块的不同布局的配置。
图3B是图3A的重建滤波器的一个实现的示意性框图。所示的重建滤波器100包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、通道到通道失衡观测块33、第一QE校正块55、第二QE校正块56、第一延迟块57、第二延迟块58、对准滤波器61、和合并滤波器62。
如前面所描述的，第一通道失衡观测块31可以用于观测I和Q低频补偿接收信号LI和LQ间的IQ失衡，并且第二通道失衡观测块32可以用于观测I和Q高频补偿的接收信号HI和HQ间的IQ失衡。第一通道失衡观测块31可以产生第一失衡观测信号，并且第二通道的失衡观测块32可以产生第二失衡观测信号。此外，通道到通道失衡观测块33可以用于产生表示I低频补偿接收信号LI与Q高频补偿接收信号HQ间的增益和/或相位差的通道到通道观测信号。
第一QE校正块55包括第一延迟块71、第一可变增益块73、第一正交相位有限脉冲响应(QFIR)滤波器77、和第一QE校正加法器81。另外，第二QE校正块56包括第二延迟块72、第二可变增益块74、第二QFIR滤波器78、和第二QE校正加法器82。
根据第一失衡观测信号，相对于I低频补偿接收信号，通过校正Q低频补偿接收信号的增益和/或改变的相位，第一QE校正块55可以用于校正低频补偿正交接收器通道的正交误差。如本文所使用的，正交误差可以指特定通道的Q信号与I信号的微分增益和/或相位误差。
在一个实施例中，Q校正的低频补偿接收信号可以通过I低频补偿接收信号LI与Q低频补偿接收信号LQ的延迟版本的加权和以产生。此外，第一失衡观测信号可以用于控制第一QFIR滤波器77的滤波器系数与第一可变增益块73的增益。因此，相对于I低频补偿接收信号LI，第一QFIR滤波器77和第一可变增益块73可以进行操作以校正Q低频补偿接收信号LQ的增益和/或相位失配。
类似地，根据第二失衡观测信号，相对于I高频补偿接收信号，通过校正Q高频补偿接收信号的增益和/或改变的相位，第二QE校正块56用于校正高频补偿正交接收器通道的正交误差。例如，第二失衡观测信号可以用于控制第二QFIR滤波器78的滤波器系数和第二可变增益块74的增益。
第一和第二延迟块71、72可以用于对准由第一和第二QE加法器81、82相加的信号。例如，在一个实施例中，第一和第二延迟块71、72具有延迟A，它可以被选择为等于第一和第二QFIR滤波器77、78的群延迟。
如图3B所示，对准滤波器61包括第一对准有限脉冲响应(AFIR)滤波器91、第二AFIR滤波器92、第一对准滤波器减法器83、第一对准滤波器加法器84、第三可变增益块75和第四可变增益块76。第三可变增益块75包括接收Q对准低频补偿信号的输入，和电连接到第一对准滤波器减法器83负输入的输出。第一AFIR过滤91包括接收I校正高频补偿信号的输入，和电连接到所述第一对准滤波器减法器83的正输入的输出。第一对准滤波器减法器83还包括通过从第一AFIR滤波器91的输出减去第三可变增益块75的输出以产生I对准高频补偿信号的输出。第四可变增益块76包括接收I对准高频补偿信号的输入，和电连接到第一对准滤波器加法器84的第一输入的输出。第二AFIR滤波器92包括接收Q校正高频补偿信号的输入以及电连接到第一对准滤波器加法器84的第二输入的输出。第一对准滤波器加法器84还包括产生Q对准高频补偿信号的输出。
在所示的配置中，对准滤波器61可以类似于上文所描述第一和第二QE校准块55、56进行操作。例如，根据通道到通道观测信号，相对于I和Q已校正低频补偿接收信号，通过对I和Q已校正高频补偿接收信号的增益和/或偏移相位的校正，对准滤波器61可以用于校正通道到通道的失衡。例如，I对准高频补偿接收可以通过Q对准的低频补偿信号和I校正高频补偿信号的延迟版的加权和以产生，并且通道到通道观测信号可以用于控制第一AFIR滤波器91的滤波器系数和第三可变增益块75的增益。此外，Q对准高频补偿接收通过对准低频的I与Q校正高频补偿接收信号的延迟版的加权和以产生，并且通道到通道观测信号可以用于控制第二AFIR滤波器92的滤波器系数和第四可变增益块76的增益。在某些配置中，第一和第二延迟块57、58具有延迟B，它可以被选择为等于第一和第二AFIR的滤波器91、92的群延迟。
在所示的配置中，对准滤波器61调整由第一AFIR91使用Q对准低频补偿信号的缩放版本产生的滤波I信号，并且调整由第二AFIR92使用缩放I对准低频补偿信号产生的滤波Q信号。相对于根据I信号调整Q信号，与根据Q信号调整I信号相关的相位差可以通过使用第一对准过滤减法器83来补偿以产生I对准高频补偿信号，并且通过使用第一对准过滤加法器84以产生Q对准高频补偿信号。然而，其他配置也是可能的。例如，在一个实现中，为了使用加法器，第一对准滤波器减法器83被省略，并且相对于第四可变增益块76的增益的符号，第三可变增益块75的增益的符号被反转。
所示的对准滤波器61可以用于校正高频率补偿和低频补偿正交接收器通道的增益和/或相位误差。在所示的配置中，低频补偿接收信号LI用作对准的参照。然而，其他配置也是可能的。使用对准滤波器61匹配通道可以有助于减少与随后合并滤波相关的共模增益和/或相位误差的量。
在所示的配置中，合并滤波器62包括第一和第二合并滤波器加法器85、86、第一和第二合并滤波器减法器87、88、第一和第二低通有限脉冲响应(LPFIR)滤波器93、94、和第五和第六延迟块95、96。如图3B所示，第一合并滤波器减法器87从I对准低频补偿接收信号中减去对准高频补偿的接收信号，并且第一LPFIR滤波器93滤波第一合并滤波器减法器87的输出。第五延迟块95延迟I对准高频补偿接收信号，并且第一合并滤波器加法器85将第一LPFIR滤波器93的输出和第五延迟块95的输出求和产生I输出信号OI。类似地，第二合并滤波器减法器88从Q对准低频补偿接收信号中减去Q对准高频补偿接收信号，并且第二LPFIR滤波器94滤波第二合并滤波器减法器88的输出。另外，第六延迟块96延迟Q对准高频补偿接收信号，并且第二合并滤波器加法器86将第二LPFIR滤波器94的输出和第六延迟块96的输出求和以产生的Q输出信号的OQ。
所示的合并滤波器62可以具有约1的增益。例如，I和Q输出信号OI、OQ可以根据与低频补偿正交接收通道相关的低通滤波I和Q信号，与高频补偿正交接收通道相关的高通滤波I和Q信号以产生，并且对结果求和。虽然在合并滤波器62中所示的配置不包括显式的高通滤波器，I和Q高频对准信号的高通滤波被隐含地通过从全通滤波器中减去低通滤波被部分地提供。特别是，在第五和第六延迟块95、96可以用作具有延迟C的全通滤波器进行操作，它可以被选择为等于第一和第二LPFIR滤波器93、94的群延迟。第一合并滤波器减法器87、第一LPFIR滤波器93、第五延迟块95、以及第一合并滤波器加法器85的合操作可以低通滤波I对准低频补偿接收信号，高通滤波I对准高频补偿接收信号，并且对结果求和以产生基本上具有单位增益的I输出信号OI。类似地，第二合并滤波器减法器88、第二LPFIR滤波器94、第六延迟块96、和第二合并滤波器加法器86的合操作可以低通滤波Q对准低频补偿接收信号，高通滤波Q对准高频补偿接收信号，并且对结果求和以产生基本上具有单位增益Q输出信号OQ。
以这种方式配置合并滤波器62结果是在由对准滤波器41除去的频率上I和Q输出信号OI、OQ具有降低噪声功率，同时基本没有降级共模误差，和/或由第一和第二QE校准块55、56除去的正交误差。如本文所用，共模误差可以指与不同通道相关的I信号或Q信号间的微分增益和/或相位误差。
在某些实现中，合并滤波器62可以具有选择以实现从占支配地位的低频补偿正交接收器通道到I和Q输出信号OI、OQ的产生，从占支配地位的高频补偿正交接收器通道到I和Q输出信号I、Q的产生的所期望转变的转角频率。例如，当高频补偿正交接收器通道和低频正交补偿接收器通道具有类似于图2所示的噪声特性时，约45兆赫的角频率可以被选择用于合并滤波器62，使得在低于转角频率时，低通噪声特性21可以支配输出信号的产生，使得在高于拐角频率时，带通噪声特性22可以支配输出信号的产生。尽管噪声特性的一个特定例子已被说明，其它噪声特性和/或转角频率是可能的。
所示的合并滤波器62能够提供整体噪声的降低。例如，在某些配置中，当通道的噪声功率基本不相关的时候，由合并滤波器62产生的I和Q输出信号OI、OQ呈现噪声功率可以是约3dB，小于高频补偿正交接收器通道的噪声功率与低频补偿正交接收器通道的噪声功率的较大者。输出信号噪声功率的降低会导致合并滤波器宽松的衰减约束。此外，当低频率和高频率正交接收通道具有足够重叠的低噪声功率带宽时，合并滤波器的实现成本可以被降低。例如，在某些实现中，第一和第二LPFIR滤波器93、94可以使用相对小的数目的滤波器阀，其中，与这些滤波器阀相关的系数可以使用少到1位予以实现。然而，其他配置也是可能的。
尽管图3B示出了图3A的重建滤波器30的一个实现，其他配置也是可能的。例如，尽管所示的QE校正块55与56、对准滤波器61、和合并滤波器62被示为包括有限脉冲响应(FIR)滤波器，本教导也适用于其它的配置，如使用无限脉冲响应(IIR)滤波器，或FIR和IIR滤波器的组合的实现。
图3C是图3A的重建滤波器30的另一个实现的示意性框图。所示的重建滤波器109包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、通道到通道失衡观测块33、第一和第二延迟块57、58，和合并滤波器62、如上所述。重建滤波器109还包括第一QE校正块25、第二QE校正块26、以及对准滤波器27。
图3C的重建滤波器109类似于图3B的重建滤波器100，除了重建滤波器109包括QE校正块与对准滤波器的不同配置。
例如，图3C的第一QE校正块25包括第一延迟块71、第一实系数QFIR滤波器77a、第一虚系数QFIR滤波器77b，和第一QE校正加法器81。另外，图3C的第二QE校正块26包括第二延迟块72、第二实系数QFIR滤波器部78a，第二虚系数QFIR滤波器78b和第二QE校正加法器82。第一延迟块71包括接收I低频补偿接收信号LI的输入，和产生I校正低频补偿接收信号的输出。此外，第一实系数QFIR滤波器77a包括接收Q低频补偿接收信号LQ输入，以及电连接到第一QE校正加法器81的第一输入的输出。此外，第一虚系数QFIR滤波器77b包括接收I低频补偿接收信号LI的输入，以及电连接到第一QE校正加法器81第二输入的输出。第一QE校正加法器81还包括产生Q校正低频补偿接收信号的输出。第二延迟块72包括接收I高频补偿接收信号HI的输入，和产生I校正高频补偿接收信号的输出。另外，第二实系数QFIR滤波器78a包括接收Q高频补偿接收信号HQ的输入，和电连接到第二QE校正加法器82第一输入的输出。另外，第二虚系数QFIR滤波器78b包括接收I高频补偿接收信号HI的输入，以及电连接到第二QE校正加法器82第二输入的输出。第二校正QE加法器82还包括产生Q校正高频补偿接收信号的输出。
所示的对准滤波器27包括第一实系数AFIR滤波器91A、第一虚系数AFIR滤波器91b、第二实系数AFIR滤波器92a、第二虚系数AFIR滤波器92b、第一对准滤波器减法器83、和第一对准滤波器加法器84。第一实系数AFIR滤波器91a包括接收I校正高频补偿接收信号的输入，以及电连接到第一对准滤波器减法器83的正输入的输出。第一虚系数AFIR滤波器91b包括接收Q校正低频补偿接收信号的输入，以及电连接到第一对准滤波器减法器83的负输入的输出。第一对准滤波器减法器83还包括通过从第一实系数AFIR滤波器91a的输出中减去第一虚系数AFIR滤波器91b输出以产生I对准高频补偿接收信号的输出。第二实系数AFIR滤波器92A包括接收Q校正高频补偿接收信号的输入，以及输出电连接到第一对准滤波器加法器84的第一输入的输出。第二虚系数AFIR滤波器92b包括接收I校正低频补偿接收信号的输入，以及电连接到第一对准滤波器加法器84的第二输入的输出。第一对准滤波器加法器84还包括产生Q对准高频补偿接收信号的输出。
虽然图3C示出的对准滤波器27包括第一对准滤波器减法器83和第一对准滤波器加法器84，其它的配置也是可能的。例如，在一个实现中，为了使用加法器，第一对准滤波器减法器83被省略，并且相对于第二虚系数AFIR滤波器92b的系数，第一虚系数AFIR滤波器91b的系数被反转。
相对于图3B的对准滤波器61，图3C的所示对准滤波器27可以被用于提供增强对准校正。例如，根据实系数AFIR滤波器的输出与虚系数AFIR滤波器的输出的和，对准滤波器27产生I对准高频补偿接收，并且根据实系数AFIR滤波器和虚系数AFIR滤波器的输出的和，产生Q对准高频补偿信号。AFIR滤波器所示出的配置可以操作以提供相位和/或增益调整，相对于接收信号的极性，它可以是非对称的。例如，对于约高于或低于用于产生接收信号的本机振荡器的频率，例如，对准滤波器27可以用于提供单独的增益和/或相位调整。因此，所示的配置可以使用实和虚滤波器阀以调整Q信号的增益与相位以在这样的频率上提供任意的增益和/或相位调整。与此相反，只使用实滤波器的校正方案在校正增益和/或相位失衡方面具有限制。例如，实滤波器可以被限制对约高于或低于用于产生接收信号的本机振荡器的频率，提供相同量的增益调整，和/或限制以在这样的频率上提供相等幅度的相位调整与相反极性。
相对图3B所示的第一和第二QE校正块55、56，所示的第一和第二的QE校正块25、26也可以提供增强的正交误差校正。例如，第一QE校正块25根据实系数AFIR滤波器和虚系数AFIR滤波器的输出的和，产生Q校正低频补偿接收信号，并且第二QE校正块26根据实系数AFIR滤波器和虚系数AFIR滤波器的输出的和，产生Q校正高频率补偿接收信号。因此，第一和第二的QE校正块25、26可以被用于提供相位和/或增益，相对于接收信号的极性，它可以是非对称的。在某些配置中，第一和第二的QE校正块25、26可以被用于提供用于增益和/或相位的校正，其中成对的ADC相对于彼此接收不同的I和Q信号，与图1B的电子系统19类似的配置。
尽管图3C的重建滤波器109相对于图3B的重建滤波器100可以被用于提供增强正交误差校正和/或对准校正，相对于图3B所示的配置，图3C的重建滤波器109也可以是更大的、更昂贵的和/或消耗更大功率。
图3D是图3A的重建滤波器30的另一个实现的示意性框图。所示的重建滤波器501包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、通道到通道失衡观测块33、第一和第二QE校正55、56，第一和第二延迟块57、58，以及对准滤波器41，如前所描述。重建滤波器109还包括合并滤波器502。
图3D的重建滤波器501类似于图3B的重建滤波器100，除了重建滤波器501包括合并滤波器的不同配置。
例如，所示的合并滤波器502包括第一和第二低通有限脉冲响应LPFIR滤波器93、94、第一和第二高通有限脉冲响应(HPFIR)滤波器505、506、以及第一和第二合并滤波器的加法器85、86。如图3D所示，第一LPFIR滤波器93低通滤波I对准低频补偿接收信号以产生低通滤波I信号，并且第一HPFIR滤波器505高通滤波I对准高频补偿接收信号以产生高通滤波I信号。此外，在所示的配置中，第一合并滤波器加法器85将低通滤波的I信号和高通滤波的I信号求和以产生I输出信号OI。另外，第二LPFIR滤波器94低通滤波Q对准低频补偿接收信号以产生低通滤波Q信号，并且第二HPFIR滤波器506高通滤波Q对准的高频补偿接收信号以产生高通滤波Q信号。此外，在所示的配置中，第二合并滤波器加法器86将低通滤波的Q信号和高通滤波Q信号求和以产生Q输出信号的OQ。
所示的配置根据低通滤波器与高通滤波器的输出的和产生I输出信号OI。同样地，所示的配置根据低通滤波器与高通滤波器的输出的和产生Q输出信号的OQ。与图3B中所示的配置相比，它包括隐性的高通滤波器，所示的配置包括显性的高通滤波器。因此，由于高通滤波器和低通滤波器的传递函数之间的失配，所示的配置可能实现起来更昂贵和/或在频率上可能不具有单位增益。
图3E是图3A的重建滤波器30的另一个实现的示意性框图。所示的重建滤波器520包括第一和第二QE校正块25、26、对准滤波器27、第一和第二延迟块57、58，和合并滤波器62，如前面所述。重建滤波器520还包括第一通道失衡观测块521、第二通道失衡观测块522、通道到通道失衡观测块523、第一滤波器系数确定块531、第二滤波器系数确定块532，和第三滤波器系数确定块533。
第一通道的失衡观测块521包括第一数据缓冲器541a、第一快速傅立叶变换(FFT)块542a，和第一失衡观测块543a。第一数据缓冲区541a接收I低频补偿接收信号LI和Q低频补偿接收信号LQ，并且产生第一I和Q缓冲信号。第一FFT块542A接收第一I和Q缓冲信号，并且根据FFT产生第一I和Q变换信号。第一失衡观测块543A接收第一I和Q变换信号，并且产生第一增益观测信号和第一相位观测信号，在本实例中，被合操作为第一失衡观测信号。第一增益观测信号和第一相位观测信号可以表示增益校正量和相位校正量以校正第一通道的I/Q失衡。第二通道的失衡观测块522包括第二数据缓冲器541b、第二FFT块542B、以及第二失衡观测块543b。第二数据缓冲器541b接收I高频补偿接收信号的HI和Q高频补偿接收信号HQ，并且产生第二I和Q缓冲信号。第二FFT块542b接收第二I和Q缓冲信号，并且产生第二I和Q变换信号。第二失衡观测块543b接收第二I和Q变换信号，并且产生第二增益观测信号和第二相位观测信号，在本实例中被合操作为第二失衡观测信号。
通道到通道失衡观测块523包括第三数据缓冲器541c、第三FFT块542c和第三失衡观测块543c。第三数据缓冲区541C接收I低频补偿接收信号LI和Q高频补偿接收信号HQ，并且产生第三I和Q缓冲信号。第三FFT块542c接收第三I和Q缓冲信号，并且产生第三I和Q变换信号。第三失衡观测块543c接收第三I和Q变换信号，并且产生第三增益观测信号和第三相位观测信号，在本实例中被合操作为通道到通道观测信号。虽然图3E示出了其中通道到通道失衡观测块使用与第一和第二失衡观测块的类似的配置，其它的配置也是可能的。
所示的重建滤波器520还包括第一至第三滤波器系数确定块531-533。第一滤波器系数确定块531包括第一极性到矩形变换器544a和第一快速傅立叶逆变换(IFFT)块545a。第一极性对矩形变换器544a接收第一增益观测信号和第一相位观测信号，并且根据极性到矩形转换产生第一实和虚信号。第一IFFT块545a接收第一实和虚信号，并且根据逆FFT产生用于第一实系数QFIR滤波器77a的第一实滤波器系数，与用于第一虚系数QFIR滤波器77b的第一虚滤波器系数。第二滤波器系数确定块532包括第二极性到矩形变换器544b和第二IFFT块545b。第二极性到矩形变换器544B接收第二增益观测信号和所述第二相位观测信号，并且产生第二实和虚信号。第二IFFT块545b接收第二实和虚信号，并且产生用于第二实系数QFIR滤波器78a的第二实滤波器系数和用于第二虚系数QFIR滤波器78b的第二虚滤波器系数。
第三滤波器系数确定块533包括第三极性到矩形变换器544c、第三IFFT模块545c、第一系数确定减法器546a、和第二系数确定减法器546b。第一系数确定减法器546A从第二增益观测信号中减去第三增益观测信号，以产生增益差信号。第二系数确定减法器546b从第二相位观测信号中减去第三相位观测信号，以产生相位差信号。第三极性到矩形变换器544c接收增益差信号和相位差信号，并且产生第三实和虚信号。第三IFFT块545C接收第三实和虚信号并且产生用于在第一和第二实系数AFIR滤波器91a、92a的第三实滤波器系数和用于在第一和第二虚系数AFIR滤波器91b中、92b的第三虚滤波器系数。
如图3E所示，第一和第二滤波器系数确定块531、532产生分别用于第一和第二QE校正块25、26中滤波器的滤波器系数，并且第三滤波器系数确定块533产生用于对准滤波器27中滤波器的滤波器系数。在某些配置中，所有的或部分第一至第三滤波器系数确定块531-533和/或第一至第三失衡观测块521-523使用处理器实现。然而，其他配置也是可能的。例如，在一个实施例中，第一滤波器系数确定块531被实现为第一QE校正块25的一部分，第二滤波器系数确定块532被实现为第二QE校正块26的一部分，并且第三滤波器系数确定块533被实现为对准滤波器27的一部分。
所示的失衡观测块521-523可以被用于测量频率上增益和相位失配。所示的配置在变换前识别增益和相位校正以产生滤波器系数。以这种方式配置的重建滤波器有助于频率上的增益和相位调整。
在所示的配置中，通道到通道观测值通过比较I低频补偿接收信号LI与Q高频补偿接收信号HQ被执行。以这种方式配置的重建滤波器可以允许通道到通道观测块具有与第一和第二QE校正块相似的结构。然而，其它配置是可能的，例如其中通道到通道观测块比较不同的通道的I信号与不同通道的Q信号的实现。
如图3E所示，第三滤波器系数确定块533根据从第三增益观测信号中减去第二增益观测信号与从第三相位观测信号中减去第二相位观测信号，确定通道对准校正的量。因此，用于初始通道到通道失配的所示的配置校正少于在通道对准前第二QE校正块26使用对准滤波器27使用的失配。然而，其他配置也是可能。例如，在其中通过比较不同通道的I信号或不同通道的Q信号，通道到通道失衡观测块产生通道到通道失衡信号的配置中，第一和第二系数确定减法器546a、546b可以被省略。
图4A是重建滤波器110的一个实施例的示意框图。重建滤波器110包括多路复用器101、失衡观测块102、处理器103、第一和第二QE校正块35、36、第一和第二延迟块37、38、对准滤波器41、以及合并滤波器42。重建滤波器110接收的I和Q低频补偿接收信号LI、LQ和I和Q高频补偿接收信号HI、HQ，并且产生I和Q输出信号OI、OQ。
图4A的重建滤波器110类似于图3A的重建滤波器30，除了重建滤波器100包括多路复用器101、失衡观测块102、以及处理器103，而不是图3A中所示的通道到通道失衡观测块33和第一及第二通道的失衡观测模块31、32。
所示的重建滤波器110示出了其中失衡观测块102在正交接收器通道间多路复用和分时的配置。例如，失衡观测块102可以在第一时隙期间观测I和Q低频补偿接收信号LI、LQ的IQ失衡，在第二时隙期间观测I和Q高频接收信号HI、HQ间的IQ失衡，在第三时隙期间观测I低频接收信号LI与Q高频接收HQ间的通道到通道失衡。此外，多路复用器101和失衡观测块102可以用于重复通道间和/或通道内所需的观测。通过复用和分时失衡观测块，重建滤波器可以具有减少的元件数量、更低成本、和/或更小的面积。
在某些配置中，第一、第二和第三时隙可以是任何次序和/或在任何合适的持续时间。例如，次序和持续时间可以由控制多路复用器101选择的控制电路预定地或动态地控制。在某些配置中，时隙的次序和/或持续时间可以根据从失衡观测块和/或外部指令或控制接收的信息。
在图4A中所示的配置也示出了其中失衡观测块102提供失衡观测信号到处理器103，处理器103处理失衡观测信号以产生用于准滤波器41以及第一与第二QE校正块35、36的控制信号的方案。例如，在某些实现中，处理器103可以用于产生用于可变增益块和/或用于在对准滤波器41与第一和第二QE校正块35、36中使用的有限脉冲响应滤波器的滤波器系数的增益控制信号。
在一个实施例中，处理器103是收发器系统中用于其他计算性操作的嵌入式处理器。相对于其中单独的处理器被专门用于失衡观测信号的处理的配置，以这种方式使用嵌入式处理器可以有助于减少收发器系统中的硬件的整体数量。在某些配置中，处理器103能够接收与相同或不同通道的I和Q接收信号相关的，表示增益和/或相位误差的观测数据。另外，处理器103可以用于处理观测数据以计算可以被写入到一个或多个QE校正块和/或对准滤波器校正系数。在某些配置中，校正系数的计算可以是周期性的，而不是连续的。例如，校正系数的计算频率可以根据所期望的功率消耗电平。在一些实现方式中，特定的QE校正块或对准滤波器的配置可以是部分或完全的取决于块或滤波器的先前状态和已计算的调整。
尽管图4A示出了包括一个多路复用器和一个处理器的重建滤波器，这里的教导也适用于其它配置。例如，在某些实现中，一个或多个的QE校正块可以提供正交误差校正，而无需使用处理器。此外，在一些实现中，为了使用多处理器或配置以处理多失衡信号的多输入处理器，多路复用器被省略。
图4B是重建滤波器111的另一个实施例的示意框图。重建滤波器111包括第一和第二通道的失衡观测模块31、32、通道到通道失衡观测块112、第一和第二QE校正块35、36、第一和第二延迟块37、38、对准滤波器41、以及合并滤波器42。
图4B的重建滤波器111类似于图3A的重建滤波器30，除了重建滤波器通道111包括通道到通道失衡观测块的不同实现。例如，与图3A中所示的通道到通道失衡观测块33相比，图4A中所示的失衡观测块112既接收I和Q低频补偿接收信号LI和LQ又接收I和Q高频补偿接收信号HI和HQ。
在某些实现中，通道到通道观测块可以根据观测不同正交接收通道的I和Q信号，产生通道到通道失衡信号。
例如，在某些配置中两个正交接收器通道的失衡可以根据观测对校准信号的通道响应，例如校准信号或校准信号的和。此外，当正交接收器通道包括使用X采样速率的ADC，单独的I信号或Q信号可以几乎没有走样地被用于表示在约0至约X/2的频率，同时I信号和Q信号两者都可以几乎没有走样地用于表示频率约X/2和大约X/2间频率。此外，当响应具有已知极性的校准信号的通道到通道观测被执行时，在一个通道的I信号与另一个通道的I信号间的比较或者一个通道的Q信号与另一个通道的Q信号间的比较可能足以确定通道间的失衡。然而，当响应具有未知极性的校准信号被执行时，单独的I信号间或者Q信号间的比较可能不足以确定通道间的失衡。例如，当信号为负时，信号可以别名和通道间所观测到的相位差的极性应取负以估计实际的相位差。另外，当信号为正时，信号不应该别名，也没有必要取负以估计实际相位差。
在所示的配置中，通道到通道失衡观测块112可以用于比较来自两个正交接收器通道的I和Q信号。所示的配置可以用于，例如，在使用校准信息，具有未知极性的配置中，确定通道到通道的失衡，例如其中校准信号包括一个或多个由单独的发射器产生的校准信号的配置。例如，校准信号可以由单独的发射器产生，并且可能具有未知极性和/或可能不以有利于校准的方式被控制。在所示的配置中，来自两个正交接收器通道的I和Q信号可以被观测到，并且使用约-X/2到约X/2间的参照进行比较，其中X是与正交接收通道相关的ADC的采样率。
再次参照图3E，在一个实施例中，通道到通道失衡观测块可以用于比较一个正交接收器通道的I信号与另一个正交接收器通道的Q信号以确定在约-X/2至约X/2间的正交误差失配，其中X是与正交接收通道相关的ADC的采样率。在此配置中，通道到通道失衡观测块和第一和第二通道失衡观测块可以方便地使用相似的电路来实现。此外，通道到通道失衡观测块的观测可以被调节以确定由对准滤波器使用的校正。例如，在图3E中所示的配置中，第一和第二系数确定减法器546a、546b可以被用于为对准滤波器的校正提供调整。
在另一个实施例中，通道到通道观测块可以用于比较一个正交接收器通道的I信号与另一个正交接收器通道的I信号，或者比较一个正交接收器通道的Q信号与另一个正交接收器通道的Q信号。以这种方式配置的通道到通道观测块可以提供对准滤波器校正的更直接识别。然而，由于本实施例中的接收信号的I和Q都不被视为一致，超出0到X/2的接收频率可能走样。
在另一个实施例中，通道到通道观测块可以用于比较由一个正交接收器通道的I和Q表示的复合信号与由另一个正交接收器通道的I和Q表示的复合信号。以这种方式配置的通道到通道观测块允许正交误差失配的识别在约-X/2至约X/2间，其中X是与正交接收通道相关的ADC的采样率。
图5A是重建滤波器150的另一个实施例的示意框图。重建滤波器150包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、第一通道到通道失衡观测块33、第一QE校正块35、第二QE校正块36、第一延迟块37、第二延迟块38、第一对准滤波器41、以及第一合并滤波器42，它们可以参照图3A的重建滤波器30前面所描述的。重建滤波器通道150还包括第三通道失衡观测块131、第四通道失衡观测块132、第二通道到通道失衡观测块134、第三通道到通道均衡观测块135、第三QE校正块137、第四QE校正单元138、第二对准滤波器142、第三对准滤波器143、第二合并滤波器152和第三合并滤波器153。所示的重建滤波器通道150接收第一I接收信号I1、第一Q接收信号Q1、第二I接收信号I2、第二Q接收信号Q2、第三I接收信号I3、第三Q接收信号Q3、第四I接收信号I4、第四Q接收信号Q4。此外，重建滤波器通道150产生I输出信号OI和Q输出信号的OQ。
第一通道的失衡观测块31可以产生对应于与第一I和Q接收信号I1、Q1相关的第一正交接收器通道的IQ失衡的第一失衡观测信号。类似地，第二至第四通道的失衡观测块32、131、132可以分别产生与第二至第四正交接收器通道相关的第二至第四失衡观测信号。第一通道到通道失衡观测块33接收第一I接收信号I1和第二Q接收信号Q2，并且产生第一通道到通道观测信号。类似地，第二和第三通道到通道失衡观测块134、135分别接收第一I接收信号I1以及第三和第四Q接收信号Q3、Q4，并且产生第二和第三通道的通道观测信号。第一QE校正块35接收第一失衡观测信号以及与第一正交接收通道相关的I和Q接收信号，并且产生第一通道的I和Q校正信号。相似地，第二至第四的QE校准块36、137、138分别接收第二到第四失衡观测信号以及与第二到第四正交接收器通道相关的I和Q信号，并且分别产生第二至第四通道的I和Q校正信号。
第一和第二延迟块37、38分别接收第一通道的I和Q校正信号，并且产生第一通道I和Q对准信号。第一对准滤波器41接收第一通道到通道观测信号、第一通道I和Q对准信号，以及第二通道I和Q校准信号，并且产生第二通道I和Q对准信号。第二对准滤波器142接收第二通道到通道观测信号、第一通道I和Q对准信号，以及第三通道I和Q校准信号，并且产生第三通道的I和Q对准信号。第三对准滤波器143接收第三通道到通道观测信号、第一通道I和Q对准的信号、和第四通道的I和Q对准信号，并且产生第四通道的I和Q对准信号。第一合并滤波器42接收第一通道I和Q对准信号、第二通道I和Q对准信号，并且产生第一合并I信号和第一合并Q信号。第二合并滤波器152接收第三通道的I和Q对准信号、第四通道的I和Q对准信号，并且产生第二合并I信号和第二合并Q信号。第三合并滤波器153接收第一和第二合并I信号和以及第一和第二合并Q信号，并且产生I和Q输出信号OI、OQ。
所示的重建滤波器通道150可以用于组合与不同噪声特性相关的四个正交接收器通道的输出。例如，第一通道的I和Q信号I1、Q1可以与第一噪声特性相关，第二通道的I和Q信号I2、Q2可以与第二噪声特性相关，第三通道的I和Q信号I3、Q3可以与第三噪声特性相关，以及第四通道I和Q信号可以与第四噪声特性相关。每个噪声特性在一定的频率范围内相对于其他噪声特性可以具有更低的噪声，并且在不同的频率上重建滤波器150可以被用于选择性地组合与不同通道相关的I和Q信号以产生相对于任何单个通道具有较低整体噪声特性的输出信号。
如图5A所示，与第一和第二正交接收器通道相关的I和Q信号使用第一合并滤波器42进行合并以产生第一合并I信号和第一合并Q信号。此外，与第三和第四正交接收器通道相关的I和Q信号使用第二合并滤波器152进行合并以产生第二合并I信号和第二合并Q信号。此外，第三合并滤波器153合并第一和第二合并I信号以产生I输出信号OI和第四合并滤波器154合并第一和第二合并Q信号以产生Q输出信号OQ。
在所示的配置中，第一I接收信号I1被选择作为用于其他I和Q信号校正和对准操作的参照。然而，其他配置也是可能的。
虽然图5A示出了使用四个正交接收器通道的配置，这里的教导也适用于具有更多或更少正交接收器的通道的配置，其中既包括具有偶数个正交接收器通道的配置又包括具有奇数个正交接收器通道的配置。例如，合并滤波器可以用于合并具有通过配置合并滤波器，具有约相同的群延迟的输入以根据输入通道噪声特性具有选定的截止频率。另外，合并滤波器可以被级联和/或配置以包括额外的通道输入来增加可以被组合的正交接收器通道的数目。
图5A的重建滤波器150的另外的细节类似于先前的那些描述。
图5B是图5A的重建滤波器的一个实现的示意性框图。重建滤波器200包括第一通道失衡观测块31、第二通道失衡观测块32、第三通道失衡观测块131、第四通道失衡观测块132、第一通道到通道失衡观测块33、第二通道到通道失衡观测块134、第三通道到通道失衡观测块135、第一QE校正块55、第二QE校正块56、第一延迟块57、第二延迟块58、第一对准滤波器61、以及第一合并滤波器62，如更早所描述的。重建滤波器200还包括第三QE校正块155、第四QE校正块156、第二对准滤波器160、第三对准滤波器161、第二合并滤波器163和第三合并滤波器164。
第三QE校正块155包括第三QFIR179、第三QE校正加法器181、第七延迟块171和第五可变增益块173。第四QE校正块156包括第四QFIR180、第四QE校正加法器182、第八延迟块172和第六可变增益块174。相对于第一和第二的QE校正块55、56，第三和第四QE校正块155、156可以以类似于先前所描述的方式进行操作。第二对准滤波器160包括第三和第四AFIRS191、192，第二对准滤波器减法器183、第二对准滤波器加法器184以及第七和第八可变增益块175、176。第三对准滤波器161包括第五和第六AFIRS193、194、第三对准滤波器减法器185、第三对准滤波器加法器186、以及第九和第十可变增益块177、178。第三和第四对准滤波器160、161可以以类似于先前所描述方式进行操作，相对于第一对准滤波器61。第二合并滤波器163包括第三和第四LPFIR滤波器105、106、第三和第四合并滤波器减法器117、118、第九和第十延迟块121、122，以及第三和第四合并滤波器加法器187、188。第三合并滤波器164包括第五和第六LPFIR滤波器107、108、第五和第六合并滤波器减法器119、120、第十一和第十二延迟块123、124，以及第五和第六合并滤波器加法器189、190。相对于第一合并滤波器62，第二和第三合并滤波器163、164可以以类似于较早所描述的方式进行操作。
重建滤波器200的另外的细节与前面所描述类似。
用于数字预矫正的重建滤波器的一个应用的概述
如上所述，重建滤波器可以用于提供在收发器系统中正交接收信号的宽的带宽的模拟数字转换。用于数字预矫正观测提供增强带宽的重建滤波器的一个示例应用将被描述。尽管下面所描述的重建滤波器是在数字预矫正的情况下，本文所描述的重建滤波器可以用于其它系统和/或应用。
图6是射频通信系统220的一个实例的示意性框图。射频通信系统220包括收发器系统201、第一功率放大器(PA)202a、第二功率放大器202b、第一低噪声放大器(LNA)203a、第二LNA203b、第一定向耦合器204a、第二定向耦合器204b、第一天线开关模块205a、第二天线开关模块205b、第一天线206a和第二天线206b。
虽然射频通信系统220被示为包括两个接收路径、两个发射路径、以及两个天线，本文的教导也适用于使用更多或更少的接收路径、更多或更少的发射路径、和/或更多或更少的天线的配置。
收发器系统201包括振荡器211、第一发射器212a、第二发射器212b、第一接收器213a以及第二接收器213b。第一接收器213a包括第一基带处理器214a、第一接收前端模块(FEM)215a，和第一观测FEM216a。第二接收器213b包括第二基带处理器214b、第二接收FEM215b、和第二观测FEN216b。
第一低噪声放大器203a和第一功率放大器202a通过第一天线开关模块205a电耦合到第一天线206a。此外，第二低噪声放大器203B和第二功率放大器202b通过第二天线开关模块205B电耦合到第二天线206b。第一发射器212a产生第一发送信号T1，其被提供给第一功率放大器202a以扩增。第二发射器212b产生第二发送信号T2，其被提供给第二功率放大器202b以扩增。第一LNA203a产生第一接收信号R1，它被提供给第一接收FEM215a。另外，第二LNA203b产生第二接收信号R2，其被提供给第二接收FEM215b。第一定向耦合器204a通过感测第一功率放大器202a的输出功率产生第一定向耦合器信号D1，并且提供第一定向耦合器信号D1到第一观测FEM216a。第二定向耦合器204b通过感测第二功率放大器202b的输出功率产生第二定向耦合器信号D2，并且提供第二定向耦合器信号D2到第二观测FEM216b。如图6所示，第一接收FEM215a和第一观测FEM216a电耦合到第一基带处理器214a，并且第二接收FEM215b和第二观测FEM216b被电耦合到第二基带处理器214b。振荡器211可以由第一和第二接收器213a、213b和/或第一和第二发射器212A、212B的全部或部分使用，包括，例如，以产生用于调制和/或解调的正交时钟信号。
某些通信系统可以使用具有多个天线的基站进行通信。例如，基站可以包括2个天线、4个天线、8个天线、或其他数目的天线。在某些配置中，多天线系统可以包括具有多个发射和接收路径的收发器系统。例如，在所示的配置中，收发器系统201包括两个与两个发射路径和两个接收路径相关的收发器。然而，其他配置也是可能的。
第一和第二功率放大器202a、202b可以放大具有相对高的功率的信号。为了有助于在不同的输入功率电平下线性化第一和第二功率放大器202a、202b，数字预矫正(DPD)可以被使用。例如，DPD指的是数字域中在信号被转换成模拟信号，上变频到无线电频率，功率放大器放大前的信号处理。DPD可以用于功率放大器的非线性效果的补偿，包括，例如，信号星座失真和/或信号频谱扩展。DPD不仅可以提高PA的线性度，而且还可以降低功耗和/或提高传输频谱的纯度。
为了帮助确定或计算第一和第二功率放大器202a、202b的DPD的量，所示的收发器系统201包括第一和第二定向耦合器204a、204b，分别用于感测输出信号和/或第一和第二功率放大器202a、202b的发射功率电平。在所示的配置中，第一和第二定向耦合器信号D1、D2，分别通过第一和第二观测FEMs216a、216b，提供给第一和第二基带处理器214a、214b进行处理。在某些配置中，诸如分时双工(TDD)实现中，DPD的反馈可以由接收器的处理器处理，由于接收路径在与DPD观测相关的传输时隙间未被使用。虽然本文的教导可以应用于TDD系统，这里的教导也适用于分频双工(FDD)系统。
图7是收发器系统300的一个实例的示意框图。收发器系统300包括第一收发器301、第二收发器302、数字处理电路303、本地振荡器304和时钟信号发生器305。
第一收发器301包括第一对数模转换器(DAC)331a、332a、第一对模数转换器(ADC)341a、342a、第一对发射低通滤波器321a、322a，第一对接收低通滤波器323a、324a、第一对发射路径混合器311a、312a、第一对局部反馈路径混合器313a、314a、第一对DPD观测路径混合器315a、316a，以及第一对接收通道混频器317a、318a。
第一收发器301从第一对ADC341a、342a提供数字I和Q接收信号给数字处理电路303，并且数字处理电路303提供数字I和Q信号传送信号给第一对DAC331a、332a。第一对DAC331a、332a产生差分I和Q信号，它们被提供给第一对发射低通滤波器321a、322a。第一对发射低通滤波器321a、322a过滤差分I和Q信号，以产生滤波差分I和Q信号。第一对发射路径混合器311a、312a接收滤波后差分I和Q信号和来自本地振荡器304的正交时钟信号，并且产生第一差动发送信号T1+T1-。第一对接收路径混频器317a、318a接收第一差分的接收信号R1+、R1-，第一对接收路径混合器317a、318a可以解调它们以提供差分I和Q解调信号到第一对接收低通滤波器323a、324a。第一对接收低通滤波器323a、324a可以被用于产生滤波差分I和Q接收信号，这些信号被提供到第一对ADC341a、342a。第一对ADC341a、342a可以产生用于数字处理电路303的数字I和Q接收信号。在某些配置中，数字处理电路303可以包括用于处理数字I和Q接收信号的一个或多个基带处理器。如图7所示，第一对局部反馈通路混频器313a、314a可以用于解调第一差分发送信号T+、T-，以产生差分I和Q本地反馈信号，通过第一对接收低通滤波器323a、324a和第一对ADC341a、342a，它们可以被提供给数字处理电路303。此外，第一对DPD观测路径混合器315a、316a可以用于解调第一差分定向耦合信号D1+、D1-以产生差分I和Q的DPD观测信号，通过第一对接收低通滤波器323a、324a和第一对ADC341a、342a，它们被提供给数字处理电路303。
第二收发器302包括第二对数模转换器331b、332b、第二对模ADC341b、342b、第二对发射低通滤波器321b、322b、第二对接收低通滤波器323b、324b、第二对发射路径混合器311b、312b、第二对局部反馈通路混频器313b、314b、第二对的DPD观测路径混合器315b、316b和第二对接收路径混合器317b、318b。第二收发器302接收来自数字处理电路303的I和Q数字发送信号，并且产生用于数字处理电路303的I和Q接收信号。此外，第二收发器302接收第二差分接收信号R2+、R2-和第二差分定向耦合器信号D2+、D2-并且产生第二差分发送信号T2+、T2-。第二收发器302的其它细节类似于第一收发器301。
图7的收发器系统300示出了图6的收发器系统201的实现的一个实例。然而，其他配置也是可能的。
图8是根据一个实施例，收发器系统350的示意性框图。收发器系统350包括第一收发器351、第二收发器352、本地振荡器304、时钟信号发生器305、数字处理电路353、以及控制电路354。
图8的第一收发器351类似于图7的第一收发器301，所不同的是，图8的第一收发器351示出了其中图7中的第一对ADC341a、342a已被配置为一对带通ADC361、362的配置。另外，图8的第二收发器352类似于图7的第二收发器302，所不同的是，图8的第一收发器示出了其中图7的第二对ADC341b、342b已被实现为一对低通ADC371、372。图8的第二收发器352的某些元件，诸如混频器、低通滤波器、和DAC，为清楚起见已经从图8省略，因为这些元件在与下述DPD观测相关的时间窗口不必是运作的。
所示的收发器系统350可以方便地通过使用与不同接收路径相关的ADC对用以计算具有增强带宽的发送路径的数字预矫正(DPD)以共同地执行特定发送路径的增强带宽DPD观测。
例如，所示的控制电路354已被用于在带通配置中数字地配置第一收发器351的ADC361、362，并且在低通配置中数字地配置第二收发器的ADC371、372。一对带通型ADC361、362可以产生I和Q的高频补偿接收信号HI、HQ，和一对低通ADC371、372可以产生I和Q低频补偿接收信号LI、LQ。所示的数字处理电路353包括重建滤波器355，它可以用于组合I和Q高频补偿接收信号HI、HQ，与I和Q低频补偿接收信号LI、LQ以产生与DPD观测相关的，具有更高带宽和降低的整体噪声的I和Q输出信号。
因此，所示的收发器系统350使用与多接收路径相关的ADC与重建滤波器以执行发送路径的增强带宽DPD观测。
在所示的配置中，一对带通ADC361、362可以具有带通噪声特性，例如图2所示的带通噪声特性22。另外，一对低通ADC371、372可以具有低通噪声特性，如图2所示的低通噪声特性21。虽然图8示出了其中重建滤波器合并由低通ADC与带通ADC产生的I和Q信号的配置，本文的教导也可以适用于其它的配置，例如，其中三个或更多对具有不同噪声特性的的ADC的I和Q信号被合并或组合的实现。
在一个发送路径上，当执行DPD观测时，所示的配置使用多个接收路径的ADC。例如，如图8所示，第一收发机351的第一对ADC361、362和第二收发器352的第一对ADC371、372已经被配置以提供相同I和Q接收信号的模拟到数字转换。然而，控制电路354已被配置在带通配置中第一收发器351的第一对ADC361、362，并且以被配置在低通配置中第二收发器352的第二对ADC371、372。
由于数字处理电路的速度的限制，既然在一个时间通常只有一个发射路径被观测，多收发器系统具有与其他收发器相关的ADC，当计算特定发射路径的DPD时，它们不运作。在所示的配置中，一对与未使用的收发器相关的ADC被有利地使用以提供增强带宽DPD观测。然而，当图8中的收发器系统350从DPD观测模式转换正常接收模式时，控制电路354可以用于重新配置述第一和第二收发器351、352的ADC对到具有适用于处理接收路径信号的相似的噪声特性。例如，图8的收发器系统350在正常接收模式期间可以被配置与图7中收发器300基本相同的操作。
在一个实施例中，第一收发器351的ADC361、362和第二收发器352的ADC371、372可以被实现为Σ-Δ转换器，其可以具有能够被控制电路数字配置的噪声特性。例如，噪声整形可以用于提供在可选的带宽上具有低噪声的Σ-Δ转换器。在某些配置中，在DPD观测期间，控制电路354可以数字地配置ADC361、362在高频具有低噪声并且数字地配置ADC371、372在低频具有低噪声。然而，DPD观测完成后，控制电路354可以数字地配置第一收发器351的ADC361、362和第二收发器352的ADC371、372具有在收发器系统350的正常接收模式期间适用于转换接收信号的相似的噪声特性。
某些收发器系统包括采用Σ-Δ转换器实现的ADC，因为这样的ADC可以使用抗混叠，这可以放宽对基带和/或RF滤波的要求。然而，Σ-Δ转换器相对于其它的ADC具有有限的带宽，因为Σ-Δ转换器可以使用相对高的过采样量以实现合适信噪比(SNR)。虽然Σ-Δ转换器的带宽可以通过增加转换器的顺序和/或采样率来增加，以这种方式增加的带宽可能不期望地增加功耗和/或成本，并且提供在正常接收操作模式中不需要的增加的带宽。
所示的配置可以通过配置不同的接收通道，具有不同噪声特性的ADC提供宽带宽的DPD观测克服这些限制，并且使用重建滤波器以组合不同接收器通道的输出以提供具有宽带宽与低噪声的DPD观测。
尽管图8示出了使用重建滤波器的DPD观测方案的一个例子，其他的配置也是可能的。例如，虽然图8示出了其中接收信号在接收低通滤波器323a、324a的输出端被分支或分割的配置，其教导也适用于接收信号在沿着DPD观测信号路径的其他位置被分支的配置。
应用领域
采用上述方案的设备可以被实现为各种电子设备。电子设备的示例可以包括，但不限于，消费电子产品、消费电子产品零件、电子测试设备等。电子设备的例子还包括光网络或其它通信网络的电路，包括，例如基站。消费类电子产品可包括，但不限于，汽车、摄像机、照相机、数码相机、便携式存储器芯片、洗衣机、烘干机、洗衣/烘干机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外围设备等。另外，电子设备可以包括未完成的产品，包括那些用于工业、医疗和汽车应用。
刚提及的描述和权利要求可能指元件或特征为“连接”或“耦合”在一起。如本文所用，除非另外明确说明，否则，“连接”的意思是一个元件/特征是直接或间接地连接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。同样地，除非明确声明，否则“耦合”意指一个元件/特征直接或间接地联接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。因此，尽管在图中所示的各种原理图描绘元件和组件的部件的例子的布局，附加中间元件、设备、特征、或元件可以存在于实际的实施例中(假设所描述电路的功能性没有产生不利影响)。
尽管本发明已经在某些实施例中描述，对于那些普通技术人员其他实施例是显而易见的，其中包括不提供所有的本文所阐述的特征和优点的实施例，也在本发明的范围之内。此外，上述的各种实施例可以被组合以提供进一步的实施例。此外，在一个实施例的上下文中示出的某些特征可以并入其它实施例中也是如此。因此，本发明的范围仅通过参考所附权利要求书限定。

Claims (30)

1.一种装置包括：
多个正交接收器通道包括：
配置以接收模拟接收信号的第一正交接收器通道，其中所述第一正交接收器通道包括配置以产生第一数字I信号的第一模数转换器(ADC)和配置以产生第一数字Q信号的第二ADC；
配置以接收所述模拟接收信号的第二正交接收器通道，其中所述第二正交接收器通道包括配置以产生第二数字I信号的第三ADC和配置以产生第二数字Q信号的第四ADC，
其中所述第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，并且其中所述第三和第四ADC具有与所述第一噪声特性不同的第二噪声特性与频率；和
配置以至少组合所述第一和第二数字I信号以产生输出I信号的重建滤波器，并且其中所述重建滤波器还被配置以至少组合所述第一和第二数字Q信号以产生输出Q信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述第一噪声特性在第一频率范围比所述第二噪声特性具有更低的噪声，其中所述第二噪声特性在第二频率范围比所述第一噪声特性具有更低的噪声，并且其中相对于单独的所述第一噪声特性和所述第二噪声特性，所述重建滤波器在频率上产生具有更低噪声的所述输出I信号和所述输出Q信号。
3.如权利要求1所述的装置，其中所述重建滤波器包括：
配置以校正所述第一正交接收器通道的同相/正交相位(IQ)失衡的第一正交误差(QE)校正块，其中通过校正所述第一数字I信号和所述第一数字Q信号间的增益误差和相位误差，所述第一QE校正块被配置以产生第一校正I信号和第一校正Q信号；和
配置以校正所述第二正交接收器通道的IQ失衡的第二QE校正块，其中通过校正所述第二数字I信号和所述第二数字QE信号间的增益误差和相位误差，所述第二QE校正块被配置以产生第二校正I信号和第二校正Q信号。
4.如权利要求3所述的装置，还包括：
配置以确定至少所述第一正交接收器通道的第一通道失衡、所述第二正交接收器通道的第二通道失衡、或所述第一和第二正交接收器通道间的通道到通道失衡之一的一个或多个失衡观测块。
5.如权利要求4所述的装置，还包括：
至少根据所述第一通道失衡、第二通道失衡、或所述通道到通道失衡之一，配置以产生校正数据的处理器，其中所述处理器根据所述校正数据被配置以至少控制所述第一QE校正块、所述第二QE校正块、或对准滤波器之一。
6.如权利要求4所述的装置，还包括多路复用器，其中所述一个或多个失衡观测块包括电耦合到所述多路复用器的多路复用失衡观测块，其中所述多路复用失衡观测块配置在第一时隙确定所述第一通道失衡，在第二时隙确定所述第二通道失衡，并且在第三时隙确定所述通道到通道失衡。
7.如权利要求4所述的装置，其中所述一个或多个失衡观测块包括：
根据比较所述第一数字I信号与所述第一数字Q信号，配置以产生第一失衡观测信号的第一失衡观测块，其中所述第一QE校正块根据所述第一失衡观测信号被配置以校正所述第一正交接收器通道的所述IQ失衡；和
根据比较所述第二数字I信号与所述第二数字Q信号，配置以产生第二失衡观测信号的第二失衡观测块，其中所述第二QE校正块根据所述第二失衡观测信号被配置以校正所述第二正交接收器通道的所述IQ失衡。
8.如权利要求7所述的装置，
其中所述一个或多个失衡观测块还包括第三失衡观测块，它至少根据(i)所述第一数字I信号与所述第二数字I信号、(ii)所述第一数字I信号与所述第二数字Q信号、(iii)所述第一数字Q信号与所述第二数字Q信号、(iv)所述第二数字Q信号与所述第一数字I信号、或(v)由所述第一数字I信号和所述第一数字Q信号表示的复合信号与由所述第二数字I信号和所述第二数字Q信号表示的复合信号间的比较之一，产生通道到通道失衡信号。
其中所述装置还包括根据所述通道到通道失衡信号，配置以校正所述第一和第二正交接收器通道间的所述通道到通道失衡的对准滤波器。
9.如权利要求3所述的装置，还包括：
根据所述第一数字I信号和所述第一数字Q信号的观测，配置以产生第一相位观测信号和第一增益观测信号的第一失衡观测块。
根据所述第一相位观测信号和所述第一增益观测信号，配置以产生第一多个滤波器系数的第一系数确定块，其中所述第一QE校正块接收所述第一多个滤波器系数；
根据所述第二数字I信号和所述第二数字Q信号的观测，配置以产生第二相位观测信号和第二增益观测信号的第二失衡观测块；和
根据所述第二相位观测信号和所述第二增益观测信号，配置以产生第二多个滤波器系数的第二系数确定块，其中所述第二QE校正块接收所述第二多个滤波器系数。
10.如权利要求3所述的装置，其中所述重建滤波器还包括：
配置以延迟所述第一校正I信号以产生第一对准I信号的第一延迟块；
配置以延迟所述第一校正Q信号以产生第一对准Q信号的第二延迟块；和
配置以校正所述第一和第二正交接收器通道间的通道到通道失衡的对准滤波器，其中根据所述第一正交接收器通道和所述第二正交接收器通道间的增益误差和相位误差，通过将所述第二校正I信号对准到所述第一对准I信号，所述对准滤波器被配置以产生第二对准I信号，和根据所述第一正交接收器通道和所述第二正交接收器通道间的所述增益误差和所述相位误差，通过将所述第二校正Q信号对准到所述第一对准Q信号以产生第二对准Q信号。
11.如权利要求10所述的装置，其中所述重建滤波器还包括：
通过合并所述第一对准I信号和所述第二对准I信号，配置以产生所述输出I信号，并且通过合并所述第一对准Q信号和所述第二对准Q信号以产生所述输出Q信号的合并滤波器。
12.如权利要求11所述的装置，其中所述合并滤波器包括：
配置以低通滤波所述第一对准I信号以产生低通滤波I信号的第一低通滤波器；
配置以高通滤波所述第二对准I信号以产生高通滤波I信号的第一高通滤波器；
配置以低通滤波所述第一对准Q信号以产生低通滤波Q信号的第二低通滤波器；
配置以高通滤波所述第二对准Q信号以产生高通滤波Q信号的第二高通滤波器；
配置以将所述低通滤波I信号与所述高通滤波I信号相加以产生所述输出I信号的第一加法器；和
配置以将所述低通滤波Q信号与所述高通滤波Q信号相加以产生所述输出Q信号的第二加法器。
13.如权利要求11所述的装置，其中所述合并滤波器包括：
配置以从所述第一对准I信号中减去所述第二对准I信号以产生第一差分信号的第一减法器；
配置以从所述第一对准Q信号中减去所述第二对准Q信号以产生第二差分信号的第二减法器；
配置以延迟所述第二对准I信号以产生全通滤波I信号的第三延迟块；
配置以延迟所述第二对准Q信号以产生全通滤波Q信号的第四延迟块；
配置以低通滤波所述第一差分信号以产生低通滤波I信号的第一低通滤波器；
配置以低通滤波所述第二差分信号以产生低通滤波Q信号的第二低通滤波器；
配置以将所述低通滤波I信号和所述全通滤波I信号相加以产生所述输出I信号的第一加法器；和
配置以将所述低通滤波Q信号和所述全通滤波Q信号相加以产生所述输出Q信号的第二加法器。
14.如权利要求10所述的装置，其中所述对准滤波器包括：
配置以滤波所述第二校正I信号以产生滤波I信号的第一滤波器；
配置以滤波所述第二校正Q信号以产生滤波Q信号的第二滤波器；
配置以缩放所述第一对准Q信号以产生缩放Q信号的第一可变增益块；
配置以缩放所述第一对准I信号以产生缩放I信号的第二可变增益块；
配置以从所述滤波I信号中减去所述缩放Q信号以产生所述第二对准I信号的减法器；和
配置以将所述滤波Q信号与所述缩放I信号相加以产生所述第二对准Q信号的加法器。
15.如权利要求10所述的装置，其中所述对准滤波器包括：
配置以滤波所述第二校正I信号以产生第一滤波信号的第一滤波器；
配置以滤波所述第一校正Q信号以产生第二滤波信号的第二滤波器；
配置以滤波所述第二校正Q信号以产生第三滤波信号的第三滤波器；
配置以滤波所述第一校正I信号以产生第四滤波信号的第四滤波器；
配置从所述第一滤波信号中减去所述第二滤波信号以产生所述第二对准I信号的减法器；和
配置以将所述第三滤波信号与所述第四滤波信号相加以产生所述第二对准Q信号的加法器。
16.如权利要求3所述的装置，
其中所述第一QE校正块包括：
配置以延迟所述第一数字I信号以产生所述第一校正I信号的第一校正延迟块；
配置以缩放所述第一校正I信号以产生第一缩放I信号的第一可变增益块；
配置以滤波所述第一数字Q信号以产生第一滤波Q信号的第一滤波器；
配置以将所述第一滤波Q信号和所述第一缩放I信号相加以产生所述第一校正Q信号的第一加法器，
其中所述第二QE校正块包括：
配置以延迟所述第二数字I信号以产生所述第二校正I信号的第二校正延迟块；
配置以缩放所述第二校正I信号以产生第二缩放I信号的第二可变增益块；
配置以滤波所述第二数字Q信号以产生第二滤波Q信号的第二滤波器；
配置以将所述第二滤波Q信号和所述第二缩放I信号相加以产生所述第二校正Q信号的第二加法器。
17.如权利要求3所述的装置，
其中所述第一QE校正块包括：
配置以延迟所述第一数字I信号以产生所述第一校正I信号的第一校正延迟块；
配置以过滤所述第一数字Q信号以产生第一过滤信号的第一滤波器；
配置以过滤所述第一数字I信号以产生第二过滤信号的第二滤波器；
配置以将所述第一过滤信号与所述第二滤波信号相加以产生所述第一校正Q信号的第一加法器，
其中所述第二QE校正块包括：
配置以延迟所述第二数字I信号以产生所述第二校正I信号的第二校正延迟块；
配置以滤波所述第二数字Q信号以产生第三过滤信号的第三滤波器；
配置以滤波所述第二数字I信号以产生第四滤波信号的第四滤波器；和
配置以将所述第三滤波信号和所述第四滤波信号相加以产生所述第二校正Q信号的第二加法器。
18.如权利要求1所述的装置，其中所述多个正交接收器通道还包括：
配置以接收所述模拟接收信号的第三正交接收器通道，其中所述第三正交接收器通道包括配置以产生第三数字I信号的第五ADC和配置以产生第三数字Q信号的第六ADC。
其中所述第五和第六ADC具有第三噪声特性与频率，并且其中所述重建滤波器还被配置部分根据所述第三数字I信号产生所述输出I信号，和部分根据第三数字Q信号产生所述输出Q信号。
19.一种正交接收信号的模数转换的电子实现的方法，所述方法包括：
在第一正交接收器通道接收模拟接收信号；
使用所述第一正交接收器通道的第一模数转换器产生第一数字I信号；
使用所述第一正交接收器通道的第二ADC产生第一数字Q信号；
在第二正交接收器通道接收所述模拟接收信号；
使用所述第二正交接收器通道的第三ADC产生第二数字I信号；
使用所述第二正交接收器通道的第四ADC产生第二数字Q信号，其中所述第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，和其中所述第三和第四ADC具有与所述第一噪声特性不同的第二噪声特性与频率；
使用重建滤波器，组合两个或多个数字I信号以产生输出I信号，其中所述两个或更多数字I信号包括所述第一和第二数字I信号；和
使用所述重建滤波器，组合两个或多个数字Q信号以产生输出Q信号，其中所述两个或多个数字Q信号包括所述第一和第二数字Q信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述第一噪声特性在第一频率范围比第二噪声特性具有更低的噪声，其中所述第二噪声特性在第二频率范围具有比所述第一噪声特性更低的噪声，其中相对于所述第一数字I信号和所述第二数字I信号，组合所述两个或多个数字I信号包括产生在频率上具有更低噪声的所述输出I信号，和其中组合所述两个或多个数字Q信号相对于所述第一数字Q信号和所述第二数字Q信号在频率上产生具有更低噪声的所述输出Q信号。
21.如权利要求19所述的方法，其中所述模拟接收信号包括数字预矫正观测信号，其中所述第一和第二ADC在第一收发器中操作，并且其中所述第三和第四ADC在第二收发器操作。
22.如权利要求21所述的方法，还包括：
使用控制电路数字地配置所述第一接收器的所述第一对ADC在带通模式；
使用所述控制电路数字地配置所述第二收发器的所述第二对ADC在低通模式。
23.如权利要求19所述的方法，还包括：
使用所述重建滤波器的第一QE校正块，用于所述第一正交接收器通道的IQ失衡的校正；和
使用所述重建滤波器的第二QE校正块，用于所述第二正交接收器通道IQ失衡的校正。
24.如权利要求23所述的方法，还包括：
使用对准滤波器，用于所述第一和第二正交接收器通道间的通道到通道失衡的校正。
25.一种收发器系统包括：
配置以接收模拟接收信号的第一正交接收器通道，其中所述第一正交接收器通道包括配置以产生第一数字I信号的第一模数转换器(ADC)和配置以产生第一数字Q信号的第二ADC。
配置以接收模拟接收信号的第二正交接收器通道，其中所述第二正交接收器通道包括配置以产生第二数字I信号的第三ADC和配置以产生第二数字Q信号的第四ADC，其中所述第一和第二ADC具有第一噪声特性与频率，并且其中第三和第四ADC具有与所述第一噪声特性不同的第二噪声特性与频率；和
数字处理电路包括通过至少组合所述第一和第二数字I信号之一，配置以产生输出I信号的重建滤波器，并且其中所述重建滤波器通过至少组合所述第一和第二数字Q信号之一，还被配置以产生输出Q信号。
26.如权利要求所述的收发器系统，其中所述第一噪声特性在第一频率范围内比所述第二噪声特性具有更低的噪声，其中所述第二噪声特性在第二频率范围内比所述第一噪声特性具有更低的噪声，并且其中所述重建滤波器相对于单独的所述第一噪声特性和所述第二噪声特性，在频率上产生具有更低噪声的所述输出I信号和所述输出Q信号。
27.如权利要求25所述的收发器系统，其中所述重建滤波器包括：
配置以校正所述第一正交接收器通道的IQ失衡的第一QE校正块；和
配置以校正所述第二正交接受器通道的IQ失衡的第二QE校正块。
28.如权利要求27所述的收发器系统，其中所述重建滤波器还包括配置以校正所述第一和第二正交接收器通道间失衡的对准滤波器。
29.如权利要求25所述的收发器系统，其中所述模拟接收信号对应于数字预矫正(DPD)观测信号，所述收发器系统还包括：
包括第一正交接收器通道的第一收发器；
包括第二正交接收器通道的第二收发器；和
配置以数字地控制所述第一噪声特性和所述第二噪声特性的控制电路。
30.如权利要求29所述的收发器系统，其中当所述收发器系统操作在DPD观测模式时，所述控制电路被配置以数字地控制所述第一和第二ADC在带通模式，并且其中当所述收发器系统操作在所述DPD观测模式时，所述控制电路还被配置以数字地控制所述第三和第四ADC在低通模式。
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