CN104682705A - 一种直流-直流双向变换电路和供电电源 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种直流-直流双向变换电路和供电电源，用以解决目前给UPS中挂接的电池配置的充、放电电路是分开设计的，这会导致UPS体积增大、成本提高、功率密度降低的问题。该电路包括变压器、第一开关单元、第二开关单元、第一电容和第二电容；所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组、第一电容和第一开关单元串联构成第一支路，所述第一支路连接在电池组的正极和不间断电源的正直流母线之间，所述第二电容与所述第一支路并联；所述变压器的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组和第二开关单元串联构成第二支路，所述第二支路连接在所述电池组的正极和所述电池组的负极之间；所述电池组的负极与所述不间断电源的负直流母线相连。

Description

一种直流-直流双向变换电路和供电电源

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种直流-直流双向变换电路和供电电源。

背景技术

目前，不间断电源(UPS，Uninterrupted Power Supply)为了保证不间断供电，电池通过特定电路挂接UPS中的功率因数校正(PFC，Power FactorCorrection)电路上，或者挂接在PFC电路的直流母线上，UPS在使用过程中存在电池充放电的过程。在电池需要充电时，直流母线通过充电器电路为电池充电，充电器电路为一个Buck电路；在无市电或者市电低压时，电池通过放电器电路对直流母线升压，放电器电路为Boost电路。

对于小功率UPS来说，由于电池电压较低、直流母线的电压较高，两者压差较大，这使得充电器电路和放电器电路需要分开设计，充电器电路和放电器电路的元器件不能共用。当充电器电路工作时，放电器电路处于空闲状态，当放电器电路工作时，充电器电路处于空闲状态。

由于给UPS中挂接的电池配置的充电器电路和放电器电路是分开设计的，这增大了UPS的体积，提高了UPS的成本，降低了UPS的功率密度。

发明内容

本发明实施例提供了一种直流-直流双向变换电路和供电电源，用以解决目前给UPS中挂接的电池配置的充电器电路和放电器电路是分开设计的，这会导致UPS的体积增大、成本提高、功率密度降低的问题。

第一方面提供一种直流-直流双向变换电路，包括变压器、第一开关单元、第二开关单元、第一电容和第二电容；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组、第一电容和第一开关单元串联构成第一支路，所述第一支路连接在电池组的正极和不间断电源的正直流母线之间，所述第二电容与所述第一支路并联；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组和第二开关单元串联构成第二支路，所述第二支路连接在所述电池组的正极和所述电池组的负极之间；所述电池组的负极与所述不间断电源的负直流母线相连。

结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，所述电路还包括第三电容，所述第三电容与所述第一开关单元并联。

结合第一方面，在第二种可能的实现方式中，所述电路还包括第三开关单元；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组和所述第一电容串联后的电路与所述第三开关单元并联，并联后的电路与所述第一开关单元串联。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述电路还包括第四电容；所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组和所述第一电容串联后的电路，与所述第三开关单元和所述第四电容串联后的电路并联。

结合第一方面，在第四种可能的实现方式中，所述电路还包括第一谐振电感，所述第一谐振电感串联在所述第一支路中。

结合第一方面，在第五种可能的实现方式中，所述电路还包括第五电容，所述第五电容与所述第二开关单元并联。

结合第一方面，在第六种可能的实现方式中，所述电路还包括第四开关单元和第六电容；

所述第四开关单元和所述第六电容串联后的电路与所述变压器的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组并联，并联后的电路与所述第二开关单元串联。

结合第一方面，在第七种可能的实现方式中，所述电路还包括第二谐振电感，所述第二谐振电感串联在所述第二支路中。

第二方面提供一种供电电源，包括不间断电源，以及第一方面和第一方面的第一种可能的实现方式至第一方面的第七种可能的实现方式中的任一种直流-直流双向变换电路。

本发明实施例的有益效果包括：

本发明实施例提供的一种直流-直流双向变换电路和供电电源可以通过设计变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比来克服电池组的电压低于不间断电源的正、负直流母线上的电压的问题，从而在电池组充电和放电时可以共用该直流-直流双向变换电路，进而减小使用该直流-直流双向变换电路的UPS的体积，降低UPS的成本，并提高UPS的功率密度。

附图说明

图1为本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的结构图之一；

图2为本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的结构图之二；

图3为本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的结构图之三；

图4为本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的结构图之四；

图5为本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的结构图之五；

图6为某一实际应用场景中的直流-直流双向变换电路的结构图。

具体实施方式

本发明实施例提供的一种直流-直流双向变换电路和供电电源可以通过设计变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比来克服电池组的电压低于不间断电源的正、负直流母线上的电压的问题，从而使得在电池组充、放电时均可以利用该直流-直流双向变换电路，提高使用该直流-直流双向变换电路的UPS的体积，降低UPS的成本，并提高UPS的功率密度。

下面结合说明书附图，对本发明实施例提供的一种直流-直流双向变换电路和供电电源的具体实施方式进行说明。

本发明实施例提供的一种直流-直流双向变换电路和供电电源，如图1所示，包括变压器T、第一开关单元11、第二开关单元12、第一电容C1和第二电容C2；

变压器T的原边绕组和副边绕组中的一组绕组、第一电容C1和第一开关单元11串联构成第一支路，所述第一支路连接在电池组13的正极和不间断电源的正直流母线BUS+之间，第二电容C2与所述第一支路并联；

变压器T的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组和第二开关单元12串联构成第二支路，所述第二支路连接在电池组13的正极和电池组13的负极之间；电池组13的负极与不间断电源的负直流母线BUS-相连。

下面均以变压器的副边绕组、第一电容C1和第一开关单元串联构成第一支路，变压器的原边绕组和第二开关单元串联构成第二支路为例进行说明。

在电池组充电时，第一开关单元导通、第二开关单元关断，不间断电源的正、负直流母线通过第一支路为电池组充电，并将能量储存在变压器的副边绕组上和第一电容C1上，同时由于变压器的原边绕组和副边绕组之间的互感，因此，变压器的原边绕组上也会存储能量；在第一开关单元关断、第二开关单元导通后，可以利用变压器的原边绕组上存储的能量来继续为电池组充电。在电池组放电以对不间断电源的正、负直流母线升压时，第二开关单元导通、第一开关单元关断，电池组通过第二支路放电，并将能量存储在变压器的原边绕组上，同样地，由于变压器的原边绕组和副边绕组之间的互感，因此，变压器的副边绕组上也会存储能量，而在变压器的副边绕组上存储能量时，与变压器的副边绕组串联的第一电容C1上约会存储能量；在第二开关单元关断、第一开关单元导通后，可以利用变压器的副边绕组上和第一电容C1上存储的能量为不间断电源的正、负直流母线充电。因此，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路在电池组充电和电池组放电时均可以使用，这提高了器件的复用率，也减小了使用该直流-直流双向变换电路的UPS的体积，降低了该UPS的成本，提高了该UPS的功率密度。

在图1所示的电路中，假设电池组的电压为Vbat，正、负直流母线上的电压为Vbus，那么变压器T的匝数比n＝np/ns＝Vbat/(Vbus-Vbat-Vc1)，其中，np为原边绕组的匝数，ns为副边绕组的匝数，Vc1为第一电容C1上的电压；Vbat比Vbus小的越多，变压器T的匝数比n越小，变压器越难设计；Vbat越接近Vbus，变压器T的匝数比n越大，变压器越容易设计。同样地，在没有第一电容C1的情况下变压器T的匝数比n要小于有第一电容C1的情况下变压器T的匝数比n，因此，第一电容C1可以降低变压器的设计难度。

变压器的转换功率N＝Pin/Pout＝Vbat*Ibat/(Vbus*Ibus)＝Vbat/Vbus/n＝(Vbus-Vbat-Vc1)/Vbus，由此可见，Vbat比Vbus小的越多，变压器T的转换功率N越大，Vbat越接近Vbus，变压器T的转换功率N越小，并且，在没有第一电容C1的情况下变压器T的转换功率N要大于有第一电容C1的情况下变压器T的转换功率N。

其中，第一开关单元可以是一个开关管，第二开关单元也可以是一个开关管，由于开关管在关断时会产生电压尖峰，因此，可选地，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图2所示，还包括第三电容C3，第三电容C3与第一开关单元11并联，从而吸收第一开关单元11关断时的电压尖峰。可选地，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图2所示，还包括第五电容C5，第五电容C5与第二开关单元12并联，从而吸收第二开关单元12关断时的电压尖峰。

另外，在第一开关单元为开关管时，当开关管在导通(或关断)时两端存在压差，那么开关管上会有开启损耗(或关断损耗)，为了减小开关管上的开启损耗(或关断损耗)，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图3所示，还包括第三开关单元31，变压器T的副边绕组和第一电容C1串联后的电路与第三开关单元31并联，并联后的电路与第一开关单元11串联。

这样，在第一开关单元11由导通变为关断之前(或者由关断变为导通之前)，第三开关单元31可以与变压器T的副边绕组、第一电容C1构成LC谐振回路，从而使得第一开关单元11的两端的电压差为零，实现第一开关单元11的零电压导通(或者零电压关断)，以降低第一开关单元的开启损耗(或关断损耗)。

当第一开关单元11导通、第三开关单元31关断时，变压器T的副边绕组和第一电容C1储能，当第一开关单元11关断、第三开关单元31导通时，变压器T的副边绕组上产生反向电动势，该反向电动势与第一开关单元11导通、第三开关单元31关断时变压器T的副边绕组上的电压大小相等，方向相反，并且，由于第一开关单元11关断、第三开关单元31导通时，变压器T的副边绕组上的电压与第一电容C1上的电压大小相等，方向相反，因此，在第一开关单元11导通、第三开关单元31关断时，第一电容C1上的电压Vc1＝(Vbus-Vbat)/2，此时，变压器T的匝数比n＝2Vbat/(Vbus-Vbat)，变压器T的转换功率N＝(Vbus-Vbat)/(2*Vbus)。

因此，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路利用第一电容C1的倍压原理，降低了变压器T的设计难度。

例如，正、负直流母线电压为370V，电池组由8节电池串联组成，每节电池的电压为14V；假设现有的放电器电路的效率η为92％，输出功率Pout为1000W；则Vbus＝370V，Vbat＝8*14＝112V，现有的放电器的损耗为P1＝Pout*(1-η)＝80W。

本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路的损耗计算如下：

变压器T的转换功率 $N=\frac{\mathrm{Vbus}-\mathrm{Vbat}}{2\mathrm{Vbus}}=\frac{370-112}{2\×370}=0.349$

本发明实施例提供的电路的损耗：

P2＝N*Pout*(1-η)＝0.349*1000*(1-0.92)＝27.92W

本发明实施例提供的电路的效率：

η'＝(Pout-P2)/Pout＝(1000-27.92)/1000＝97.208％

可见，放电器损耗由80W减少到27.92W，而效率由92％到97.208％，效率提升了5.208个点。

其中，第三开关单元可以为并联体二极管的开关管，也可以为二极管。

同样地，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图3所示，还包括第四开关单元32，第四开关单元32和第六电容C6串联后的电路与变压器T的原边绕组并联，并联后的电路与第二开关单元12串联。

这样，在第二开关单元12由导通变为关断之前(或者由关断变为导通之前)，第四开关单元32可以与变压器T的原边绕组、第六电容C6构成LLC谐振回路，从而使得第二开关单元12的两端的电压差为零，实现第二开关单元12的零电压导通(或者零电压关断)，以降低第二开关单元的开启损耗(或关断损耗)。

可选地，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图4所示，还包括第四电容C4；变压器T的副边绕组和第一电容C1串联后的电路，与第三开关单元31和第四电容C4串联后的电路并联。这样，在第三开关单元31导通时，变压器T的副边绕组、第一电容C1和第四电容C4构成LLC谐振电路，以实现第一开关单元11的零电压导通或者零电压关断。

当变压器的原边绕组的漏感达不到要求时，可以在变压器的原边绕组上串联谐振电感。因此，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图5所示，还包括第一谐振电感L1，第一谐振电感L1串联在所述第一支路中，即第一谐振电感L1、变压器T的副边绕组、第一电容C1和第一开关单元串联。

当变压器的副边绕组的漏感达不到要求时，可以在变压器的副边绕组上串联谐振电感。因此，本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路如图5所示，还包括第二谐振电感L2，所述第二谐振电感串联在所述第二支路中，即第二谐振电感L2、变压器T的原边绕组和第二开关单元12串联。

上述的第一开关单元、第二开关单元、第四开关单元均可以为一个反并联体二极管的开关管，也可以是未并联体二极管的开关管。其中，开关管可以是IGBT、MOSFET等全控型的可控开关，也可以是晶闸管等半控型的可控开关。

假设在某一应用场景中的直流-直流双向变换电路如图6所示，当该电路工作在充电器模式下时，不间断电源工作在市电模式，不间断电源的正、负直流母线为电池组13充电，该电路在充电器模式下、即Buck模式下的工作过程如下：

(i)开关管Q2关断，开关管Q1导通，由正直流母线BUS+→开关管Q1→第一电容C1→变压器T的副边绕组S1→第一谐振电感L1→电池组13→负直流母线BUS-构成Buck模式的储能回路，能量存储在变压器T的副边绕组S1和第一谐振电感L1上面，同时给第一电容C1充电；此时变压器T存储的能量由副边绕组S1边传递到原边绕组P1边，变压器T的原边绕组P1→第二谐振电感L2→第六电容C6→开关管Q4的体二极管→变压器T的原边绕组P1构成回路，给电容第六电容C6充电，同时小部分电流给第五电容C5充电；

(ii)开关管Q2关断，开关管Q1关断，此时变压器T的原边绕组P1和变压器T的副边绕组S1的电流方向反向，此时开关管Q3和开关管Q4导通，通过回路开关管Q3→第一谐振电感L1→变压器T的副边绕组S1→第一电容C1→开关管Q3，第一电容C1放电，由变压器T的副边绕组S1、第一谐振电感L1和第一电容C1组成LLC谐振回路，能量转移到变压器T的副边绕组S1边和第一谐振电感L1上面；通过回路开关管Q4→第六电容C6→第二谐振电感L2→变压器T的原边绕组P1→开关管Q4，第六电容C6放电，能量转移到变压器T的原边绕组P1边和第二谐振电感L2上面，由变压器T的原边绕组P1、第二谐振电感L2和第六电容C6组成LLC谐振回路；同时第五电容C5的能量也逐渐被转移到变压器T的原边绕组P1和第二谐振电感L2上面；当第一电容C1和第六电容C6放电完成后，关断开关管Q3和开关管Q4；由变压器T的原边绕组P1、第二谐振电感L2和第五电容C5组成LLC谐振回路，第五电容C5继续放电，当开关管Q2上的电压减小到零时，可以实现开关管Q2零电压开通；

(iii)开关管Q2开通，开关管Q1关断，由开关管Q2→第二谐振电感L2→变压器T的原边绕组P1→电池组13→开关管Q2构成Buck模式的续流回路，给电池组13充电；同时开关管Q3的体二极管→第一电容C1→变压器T的副边绕组S1→第一谐振电感L1→开关管Q3的体二极管构成回路，给电容第一电容C1充电，降低开关管Q1的关断电压尖峰，以实现开关管Q1零电压关断；

(iv)开关管Q2关断，开关管Q1关断，此时由开关管Q7的体二极管→第二谐振电感L2→变压器T的原边绕组P1→电池组13→开关管Q2的体二极管继续构成Buck模式的续流回路，由变压器T的原边绕组P1、第二谐振电感L2和第五电容C5组成LLC谐振回路，给电池组13充电；同时开关管Q3的体二极管→第一电容C1→变压器T的副边绕组S1→第一谐振电感L1→开关管Q3的体二极管构成回路，继续给第一电容C1充电，当第一电容C1的电压比正直流母线BUS+的电压高时，开关管Q1的体二极管导通，此时可以实现开关管Q1的零电压开通；

(v)开关管Q2关断，开关管Q1导通，工作状态与(i)相同；开关管Q1导通的瞬间，此时由变压器T的原边绕组P1→第二谐振电感L2→第六电容C6→开关管Q4的体二极管→变压器T的原边绕组P1构成回路给第六电容C6充电，开关管Q2的关断电压被有源嵌位到电池组13和第六电容C6的电压上，降低了开关管Q2的关断电压尖峰，从而减少了开关管的关断损耗，进一步提升了电路的效率。在(v)之后执行(ii)。

当不间断电源工作在电池模式下，无市电或者市电低压时，图6所示的电路工作在Boost模式，电池组13给正、负直流母线充电，该电路在Boost模式下的工作过程如下：

(I)开关管Q2导通，开关管Q1关断，由电池组13→变压器T的原边绕组P1→第二谐振电感L2→开关管Q2→电池组13构成Boost模式的储能回路，能量存储在变压器T的原边绕组P1和第二谐振电感L2，同时变压器T存储的能量由原边绕组P1传递到副边绕组S1上，变压器T的副边绕组S1→第一谐振电感L1→开关管Q3的体二极管→第一电容C1→变压器T的副边绕组S1构成回路，给第一电容C1充电，降低开关管Q1的关断电压尖峰；

(II)开关管Q2关断，开关管Q1关断，此时变压器T的原边绕组P1和副边绕组S1上的电流方向反向，开关管Q4导通，通过回路变压器T的原边绕组P1→第二谐振电感L2→第六电容C6→开关管Q4→变压器T的原边绕组P1，第六电容C6放电，能量转移到变压器T的原边绕组P1再到变压器T的副边绕组S1，第六电容C6放电完成后，关断开关管Q4；由于第三电容C3与第一电容C1相连的一端的电压比正直流母线BUS+上的电压高，此时开关管Q1的体二极管导通，由负直流母线BUS-→电池组13→第一谐振电感L1→变压器T的副边绕组S1→第一电容C1→开关管Q1的体二极管→正直流母线BUS+构成Boost模式的续流回路，变压器T的副边绕组S1可以看作同步整流电路；另一种方式，为了减少开关管Q1的导通损耗，当开关管Q2关断时，此时可以导通开关管Q1，这样，在Boost模式的续流回路中，电流不仅可以流经开关管Q1的体二极管，还可以流经开关管Q1；

(III)开关管Q2关断，开关管Q1导通，由负直流母线BUS-→电池组13→第一谐振电感L1→变压器T的副边绕组S1→第一电容C1→开关管Q1→正直流母线BUS+构成Boost模式的续流回路，给正、负直流母线充电；开关管Q4导通，通过回路变压器T的原边绕组P1→开关管Q4→第六电容C6→第二谐振电感L2→变压器T的原边绕组P1，第六电容C6放电，能量转移到变压器T的原边绕组P1再到副边绕组S1上，第六电容C6放电完成后，关断开关管Q4；

(IV)开关管Q2关断，开关管Q1关断，此时由负直流母线BUS-→电池组13→第一谐振电感L1→变压器T的副边绕组S1→第一电容C1→开关管Q1的体二极管→正直流母线BUS+构成Boost模式的续流回路，给正、负直流母线充电；开关管Q3导通，第一电容C1可以通过回路开关管Q3→第一谐振电感L1→变压器T的副边绕组S1→第一电容C1→开关管Q3快速放电，便于下次充电倍压使用；开关管Q4导通，第六电容C6通过回路变压器T的原边绕组P1→开关管Q4→第六电容C6→第二谐振电感L2→变压器T的原边绕组P1快速放电，由变压器T的原边绕组P1、第二谐振电感L2和第六电容C6组成LLC谐振回路，能量转移到变压器T的原边绕组P1和第二谐振电感Lf2上面；同时第五电容C5上的能量也逐渐被转移到变压器T的原边绕组P1和第二谐振电感L2上面；当第一电容C1和第六电容C6放电完成后，关断开关管Q3和开关管Q4；由变压器T的原边绕组P1、第二谐振电感L2和第五电容C5组成LLC谐振回路，第五电容C5继续放电，当开关管Q2上的电压减小到零时，可以实现开关管Q2零电压开通；

(V)开关管Q2导通，开关管Q1关断，工作状态与(I)相同；开关管Q2导通瞬间，变压器T的副边绕组S1→第一谐振电感L1→开关管Q3的体二极管→第一电容C1→变压器T的副边绕组S1构成回路，给第一电容C1充电，降低开关管Q1的关断电压尖峰，从而进一步提升电路效率。

本发明实施例提供的一种供电电源，包括不间断电源和本发明实施例提供的直流-直流双向变换电路。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (9)

1.一种直流-直流双向变换电路，其特征在于，包括变压器、第一开关单元、第二开关单元、第一电容和第二电容；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组、第一电容和第一开关单元串联构成第一支路，所述第一支路连接在电池组的正极和不间断电源的正直流母线之间，所述第二电容与所述第一支路并联；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组和第二开关单元串联构成第二支路，所述第二支路连接在所述电池组的正极和所述电池组的负极之间；所述电池组的负极与所述不间断电源的负直流母线相连。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第三电容，所述第三电容与所述第一开关单元并联。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第三开关单元；

所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组和所述第一电容串联后的电路与所述第三开关单元并联，并联后的电路与所述第一开关单元串联。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第四电容；所述变压器的原边绕组和副边绕组中的一组绕组和所述第一电容串联后的电路，与所述第三开关单元和所述第四电容串联后的电路并联。

5.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第一谐振电感，所述第一谐振电感串联在所述第一支路中。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第五电容，所述第五电容与所述第二开关单元并联。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第四开关单元和第六电容；

所述第四开关单元和所述第六电容串联后的电路与所述变压器的原边绕组和副边绕组中的另一组绕组并联，并联后的电路与所述第二开关单元串联。

8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括第二谐振电感，所述第二谐振电感串联在所述第二支路中。

9.一种供电电源，其特征在于，包括不间断电源和如权利要求1～8任一所述的直流-直流双向变换电路。