CN112953203A - 一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其用于对动力电池进行充放电测试，包括H桥直流变换器和多单元交错电路，所述H桥直流变换器用于对外部输出的直流母线电压进行直流变换，所述多单元交错电路包括一个或多个双路交错直流变换器，所述双路交错直流变换器的输入端与所述H桥直流变换器的输出端电连接，所述双路交错直流变换器的输出端与所述动力电池电连接，所述双路交错直流变换器的控制端能够接收移相的PWM脉冲波形信号。本发明提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统实现了输出电流纹波为0，从而减少滤波电感和滤波电容的体积。
Description
技术领域
本发明涉及动力电池充放电测试技术领域，尤其涉及一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统。
背景技术
汽车的快速发展带来了诸多的能源短缺，环境污染等问题，为了改善环境污染这一主要问题，以动力电池为其提供动力的电动汽车近年取得了迅速的发展。锂动力电池因其能量密度高、放电电压稳定、重量轻、循环次数多、无记忆效应等优点，成为电动汽车的首选动力电池，并正不断取代传统的铅酸、镍基、钠硫等蓄电池类型。除电动汽车之外，锂动力电池也将广泛应用于人造卫星、航空航天和储能等方面，有着巨大的市场空间。
在锂动力电池出厂到正式使用的过程中一个重要的环节就是锂动力电池的充放电测试，即以一定的电压、电流对动力电池进行多次充放电过程，从而使电池的容量等参数到达最佳。早期，国内一般采用相控整流和电阻放电等装置对锂动力电池进行充放电测试，该装置噪声大、精度低、效率低、能量浪费严重。随着电力电子技术的发展，国外提出了使用双向AC/DC变流器和双向DC/DC变换器组成一套完整的动力电池充放电测试系统。该充放电测试系统工作时，双向AC/DC变流器负责交流电网和直流母线电压之间的能量传输，当动力电池工作在充电模式时，双向AC/DC变流器工作在整流状态，从电网吸收能量，交流转换成直流。而当动力电池工作在放电模式时，双向AC/DC变流器工作在逆变状态，直流转换为交流，动力电池的放电能量能够通过双向AC/DC变流器逆变并网，从而避免放电能量的浪费。双向DC/DC变换器部分则负责根据动力电池的当前状态进行判断电池工作于充电或者放电模式。在动力电池的充放电过程中，充放电电流通常存在一定的纹波，纹波的存在会降低电池的使用寿命并带来其他的浪涌电流的产生，从而导致噪声干扰等，因而如何消除纹波带来的影响成为一个亟待解决的问题。
发明内容
为了克服现有技术存在的不足，本发明提供一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统，具体技术方案如下：
提供了一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其用于对动力电池进行充放电测试，包括H桥直流变换器和多单元交错电路，所述H桥直流变换器用于对外部输出的直流母线电压进行直流变换，所述多单元交错电路包括一个或多个双路交错直流变换器，所述双路交错直流变换器的输入端与所述H桥直流变换器的输出端电连接，所述双路交错直流变换器的输出端与所述动力电池电连接，所述双路交错直流变换器的控制端能够接收移相的PWM脉冲波形信号。
进一步地，所述H桥直流变换器包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管与所述第三开关管串联作为第一支路并联在所述第一电容的两端，所述第二开关管与所述第四开关管串联作为第二支路并联在所述第一电容的两端，所述第一电感、所述第二电容和所述第二电感依次串联作为第三支路，所述第三支路的一端接入所述第一开关管和所述第三开关管连接的线路上，其另一端接入所述第二开关管和所述第四开关管连接的线路上。
进一步地，所述H桥直流变换器采用电压闭环控制。
进一步地，所述H桥直流变换器的固定占空比为0.5。
进一步地，所述H桥直流变换器采用倍频调制方式。
进一步地，所述双路交错直流变换器包括交错并联的两路半桥直流变换器，所述两路半桥直流变换器接收到的PWM脉冲波形移相相差180度。
进一步地，所述多单元交错电路采用开环控制。
进一步地，所述双路交错直流变换器的固定占空比为0.5。
进一步地，当所述双路交错直流变换器的数量为多个时，每个双路交错直流变换器作为所述多单元交错电路的一个交错单元，所述多单元交错电路的移相角为
其中N为交错单元数。
进一步地，所述双路交错直流变换器包括第三电容、第三电感、第四电感，第五开关管、第六开关管、第一续流二极管和第二续流二极管，所述第五开关管与所述第一续流二极管串联作为第四支路并联在所述第三电容的两端，所述第六开关管与所述第二续流二极管串联作为第五支路并联在所述第三电容的两端，所述第三电感和所述第四电感依次串联作为第六支路，所述第六支路的一端接入所述第五开关管与所述第一续流二极管连接的线路上，其另一端接入所述第六开关管与所述第二续流二极管连接的线路上，所述动力电池的一端接入所述第三电感和所述第四电感连接的线路上，其另一端接入所述H桥直流变换器的一输出端。
本发明具有下列优点：
a.实现宽范围的直流电压输出；
b.实现输出电流纹波为0，从而减少滤波电感和滤波电容的体积；
c.进一步增加电流输出能力，降低功率器件和滤波器件承受的电压电流应力等；
d.电路结构简单，易于实现。
附图说明
图1是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统框架示意图；
图2是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中H桥直流变换器电路拓扑示意图；
图3是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中H桥直流变换器控制示意图；
图4是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中双路交错直流变换器电路拓扑示意图；
图5是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中双路交错直流变换器控制示意图；
图6是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中多单元交错电路电路拓扑示意图；
图7是本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中多单元交错电路控制示意图；
图8为本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中多单元交错电路含有2个交错单元时的仿真波形示意图；
图9为本发明实施例提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统中多单元交错电路含有4个交错单元时的仿真波形示意图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
在本发明的一个实施例中，提供了一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统，如图1所示，其用于对动力电池进行充放电测试，包括H桥直流变换器和多单元交错电路，所述H桥直流变换器用于对外部输出的直流母线电压进行直流变换，即作为前级直流变换器，将PWM整流器输出的直流母线电压进行直流变换，从而得到合适的直流电压输出供后级的双路交错直流变换器使用；所述多单元交错电路包括一个或多个双路交错直流变换器，所述双路交错直流变换器的两个输入端分别与所述H桥直流变换器的两个输出端对应电连接，所述双路交错直流变换器的输出端与所述动力电池电连接，所述双路交错直流变换器的控制端能够接收移相的PWM脉冲波形信号。
其中，H桥直流变换器由两组桥臂组成，可看成由两组双向半桥直流变换器输入端并联，输出端反向串联组合而成。较之传统的双向半桥直流变换器，H桥直流变换器具有四象限工作运行，宽范围的输出等优点，所述H桥直流变换器采用倍频调制方式，可进一步提高系统的等效开关频率，改善输出波形，降低纹波，减小滤波器体积等。参见图2和图3，所述H桥直流变换器采用电压环控制，通过采集H桥直流变换器的输出电压做闭环控制，从而得到合适的直流电压供给后面的多单元交错电路作输入电压，为了实现无纹波输出，则根据纹波公式可得当占空比为0.5时，可实现无纹波输出。
具体地，参见图2，所述H桥直流变换器包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管与所述第三开关管串联作为第一支路并联在所述第一电容的两端，所述第二开关管与所述第四开关管串联作为第二支路并联在所述第一电容的两端，所述第一电感、所述第二电容和所述第二电感依次串联作为第三支路，所述第三支路的一端接入所述第一开关管和所述第三开关管连接的线路上，其另一端接入所述第二开关管和所述第四开关管连接的线路上。
在本发明的一个实施例中，参见图4和图5，所述双路交错直流变换器由两路半桥直流变换器交错并联组成，两路半桥直流变换器接收到的PWM脉冲波形移相相差180度，即两路PWM脉冲波形移相180度，为实现输出电流零纹波，使其PWM的固定占空比为0.5。
具体地，参见图4，所述双路交错直流变换器包括第三电容、第三电感、第四电感，第五开关管、第六开关管、第一续流二极管和第二续流二极管，所述第五开关管与所述第一续流二极管串联作为第四支路并联在所述第三电容的两端，所述第六开关管与所述第二续流二极管串联作为第五支路并联在所述第三电容的两端，所述第三电感和所述第四电感依次串联作为第六支路，所述第六支路的一端接入所述第五开关管与所述第一续流二极管连接的线路上，其另一端接入所述第六开关管与所述第二续流二极管连接的线路上，所述动力电池的一端接入所述第三电感和所述第四电感连接的线路上，其另一端接入所述H桥直流变换器的一输出端。所述动力电池的两端还可以并联接入一个滤波电容，使其更加稳定。
需要说明地是，目前大功率场合使用的直流变换器，虽然采用半桥直流变换器可以实现功能，但是电流应力比较大，器件的成本也会相应增加，且滤波器体积也会增大，因此，采用交错并联技术可以有效避免该类问题的产生。对于两相交错直流变换器，其输出电流等于两相电流之和，所以在相同功率下，每相只需要承担一半的功率。而且总的输出电流脉动为单个变换器电流脉动频率的两倍，变换器的等效开关频率提高为原来的2倍。
在本发明的一个实施例中，参见图6和图7，所述多单元交错电路采用开环控制，令双路交错直流变换器占空比为0.5，且移相180度，当所述双路交错直流变换器的数量为多个时，参见图4，每个双路交错直流变换器作为所述多单元交错电路的一个交错单元，所述多单元交错电路的移相角为
其中N为交错单元数，多单元交错电路通过多单元交错组合而成，多单元交错电路可进一步增加电流输出能力，改善输出波形，降低功率器件所承受的电压和电流应力，减小滤波器的体积等。
在本发明的一个实施例中，本实施例的工作过程如下：双向AC/DC变流器的输出为H桥直流变换器提供输入电压，通过H桥直流变换器可以得到后级所需的直流电压，H桥直流变换器可以在固定输入电压的条件下获得较宽范围的直流输出电压供后级的多单元交错电路使用；多单元交错电路是以双路交错直流变换器为一个单元，通过单元交错而成。双路交错直流变换器是以双向半桥直流变换器为基础，通过两路交错并联得到，为实现输出零纹波，则根据纹波与占空比的关系使双路交错直流变换器为固定占空比0.5。由此，可进一步减少滤波电感，滤波电容体积，改善输出波形等。
具体地，为了得到输出电流纹波与占空比的关系，以降压模式为例，参见图4，作几点假设：每相都工作在连续模式下，所有的相占空比、驱动信号、延时、功率器件的导通压降、每相电感值均相同及寄生电阻都相同。
在假设下，以双路交错并联进行分析推导。
首先，将第五开关管、第六开关管、第一续流二极管和第二续流二极管分别记作Q5、Q6、D7和D8，根据开关管Q5和Q6导通情况，在Buck模式下又可分为以下四种工作状态：(1)Q5导通、Q6关断；(2)Q5、Q6同时导通；(3)Q5关断、Q6导通；(4)Q5、Q6同时导通。
工作状态1：Q5导通，D7处于截止状态，第三电感储能；Q6关断，D8导通，第四电感释放能量。该阶段状态方程如公式(1)所示，
式中，L1—第三电感的电感量，L2—第四电感的电感量，iL1—第三电感电流，iL2—第四电感电流，Vin—H桥直流变换器两端的输入电压，Vo—动力电池两端电压，t—时间。
工作状态2：Q5导通，D7处于截止状态，第三电感储能；Q6关断，D8截止，第四电感释放能量。该阶段状态方程如公式(2)所示，
工作状态3：Q5关断，D7处于导通状态，第三电感释放能量；开关管Q6导通，D8截止，第四电感储存能量。该阶段状态方程如公式(3)所示，
工作状态4：Q5关断，D7处于导通状态，第三电感释放能量；开关管Q6关断，D8续流，第四电感释放能量。该阶段状态方程如公式(4)所示，
实际运行时，工作状态1、2、3、4不可能同时出现在一个开关周期内，根据开关管Q5和Q6的占空比，又区分为D＜0.5和D≥0.5两种情况，其中D指占空比。
当D＜0.5时，电路工作在工作状态1、2、3下，根据伏秒平衡，其电感电流纹波、总输出电流纹波以及输入输出关系如公式(5)所示，其中L1＝L2。
式中，ΔiL1—第三电感电流纹波，ΔiL2—第四电感电流纹波，Δi1—总电感电流纹波，D—占空比。
而当D≥0.5时，电路工作在模式1、3、4，根据伏秒平衡，其电感电流纹波、总输出电流纹波以及输入输出关系如公式(6)所示，其中L1＝L2。
根据公式(6)可知，对于双路交错直流变换器，当占空比为0.5时，此时总输出电流纹波为0，并且此时输出电流纹波与滤波器无关。因此，为了实现无纹波输出，令其占空比为0.5即可。
通过上述分析可知，双路交错直流变换器在占空比为0.5时，可实现输出纹波为零。为了进一步增加直流变换器的输出能力，降低功率器件和滤波器承受的电压和电流应力，可以通过以双路交错直流变换器为单元，在此基础上，通过多单元交错并联实现，具体实现方式如图6所示。交错单元数可根据实际情况如装置功率、滤波器体积、散热等多方面条件进行决定。多单元交错角度为
其中N为交错单元数，可为2、3、4等甚至更多。下面以2单元和4单元交错电路为例，稳态仿真波形分别如图8和图9所示，仿真波形中包括两路电感电流、交错角度和输出电流波形等，仿真结果表明，本发明实施例提出的输出无纹波的组合式交错直流变换系统可平稳运行，且其输出纹波为零。
本发明提供的输出无纹波的组合式交错直流变换系统通过组合式直流变换器实现宽范围电压输出，输出电流纹波为零。并且通过多单元交错电路可进一步扩大电流输出能力，改善输出波形，降低功率器件承受的电压和电流应力，减小滤波器体积，电路结构简单易于实现。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制其专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (10)
1.一种输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其用于对动力电池进行充放电测试，其特征在于，包括H桥直流变换器和多单元交错电路，所述H桥直流变换器用于对外部输出的直流母线电压进行直流变换，所述多单元交错电路包括一个或多个双路交错直流变换器，所述双路交错直流变换器的输入端与所述H桥直流变换器的输出端电连接，所述双路交错直流变换器的输出端与所述动力电池电连接，所述双路交错直流变换器的控制端能够接收移相的PWM脉冲波形信号。
2.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述H桥直流变换器包括第一电容、第二电容、第一电感、第二电感，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管与所述第三开关管串联作为第一支路并联在所述第一电容的两端，所述第二开关管与所述第四开关管串联作为第二支路并联在所述第一电容的两端，所述第一电感、所述第二电容和所述第二电感依次串联作为第三支路，所述第三支路的一端接入所述第一开关管和所述第三开关管连接的线路上，其另一端接入所述第二开关管和所述第四开关管连接的线路上。
3.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述H桥直流变换器采用电压闭环控制。
4.根据权利要求3所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述H桥直流变换器的固定占空比为0.5。
5.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述H桥直流变换器采用倍频调制方式。
6.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述双路交错直流变换器包括交错并联的两路半桥直流变换器，所述两路半桥直流变换器接收到的PWM脉冲波形移相相差180度。
7.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述多单元交错电路采用开环控制。
8.根据权利要求7所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述双路交错直流变换器的固定占空比为0.5。
9.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，当所述双路交错直流变换器的数量为多个时，每个双路交错直流变换器作为所述多单元交错电路的一个交错单元，所述多单元交错电路的移相角为
其中N为交错单元数。
10.根据权利要求1所述的输出无纹波的组合式交错直流变换系统，其特征在于，所述双路交错直流变换器包括第三电容、第三电感、第四电感，第五开关管、第六开关管、第一续流二极管和第二续流二极管，所述第五开关管与所述第一续流二极管串联作为第四支路并联在所述第三电容的两端，所述第六开关管与所述第二续流二极管串联作为第五支路并联在所述第三电容的两端，所述第三电感和所述第四电感依次串联作为第六支路，所述第六支路的一端接入所述第五开关管与所述第一续流二极管连接的线路上，其另一端接入所述第六开关管与所述第二续流二极管连接的线路上，所述动力电池的一端接入所述第三电感和所述第四电感连接的线路上，其另一端接入所述H桥直流变换器的一输出端。
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