CN106451710A

CN106451710A - 充电桩、充电系统及充电控制方法

Info

Publication number: CN106451710A
Application number: CN201611048697.5A
Authority: CN
Inventors: 闵晶妍; 陈红兵
Original assignee: Hubei University of Arts and Science
Current assignee: Hubei University of Arts and Science
Priority date: 2016-11-24
Filing date: 2016-11-24
Publication date: 2017-02-22

Abstract

本发明提供了一种充电桩、充电系统及充电控制方法，属于电力电子技术领域。所述充电桩包括功率变换电路和采样电路；所述功率变换电路包括三相三电平功率因数校正器和交错并联降压斩波变换器；所述三相三电平功率因数校正器的输入端连接三相电网，输出端与所述交错并联降压斩波变换器的输入端相连；所述交错并联降压斩波变换器的输出端用于连接充电枪。这种功率变换电路既可以提高交流输入侧的功率因数，又可以降低充电的谐波电流或谐波电压；并且功率变换电路中的开关管所承受的电压应力、电流应力小。本发明所提供的充电桩是一种电网友好型充电桩。

Description

充电桩、充电系统及充电控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术和控制技术领域，具体而言，涉及一种充电桩、充电系统及充电控制方法。

背景技术

近几年，电动汽车作为一种绿色交通工具迅速普及，为此，充电桩也应运而生。充电桩从电网上接入交流电能，通过内部功率电路变换和处理之后，交流电能变换成可控的直流电能，为电动汽车充电，这种功率变换功能需由功率变换电路来实现。

功率变换电路是将一种电功率转换为另外一种电功率的电能变换装置。现有充电桩的功率变换电路一般采用单级功率变流电路或两级功率变流电路。单级功率变换电路采用高频PWM整流，这类充电桩的充电谐波电流大，谐波电流会导致电池发热，影响电池的寿命。两级功率变换电路采用全桥不控整流+直流斩波的方式，这类充电桩具有功率因数低，给电网带来谐波污染的缺陷。

发明内容

针对上述现有技术中存在的充电谐波电流大和功率因数低的问题，本发明提供了一种充电桩、充电系统及充电控制方法，既可以提高交流输入侧的功率因数，又可以降低充电的谐波电流。

第一方面，本发明实施例提供了一种充电桩，用于为电动交通工具充电，所述充电桩包括功率变换电路和采样电路；

所述功率变换电路包括三相三电平功率因数校正器和交错并联降压斩波变换器；所述三相三电平功率因数校正器输入端用于连接三相电网，输出端与所述交错并联降压斩波变换器的输入端相连；所述交错并联降压斩波变换器的输出端用于连接充电枪；

所述采样电路用于采集所述功率变换电路中特定点的电压和电流，并传输至微处理器的采样端口，以使所述微处理器对所述功率变换电路的充电过程进行控制。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第一种可能的实施方式，其中，所述充电桩还包括电磁兼容滤波器，所述功率变换电路通过所述电磁兼容滤波器与所述三相电网的三条引线连接。

结合第一方面的第一种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第二种可能的实施方式，其中，所述三相三电平功率因数校正器包括相互连接的三相不控整流电路和三电平升压电路，所述三相不控整流电路的输入端与所述电磁兼容滤波器的输出端连接，所述三电平升压电路的输出端与所述交错并联降压斩波变换器连接；所述交错并联降压斩波变换器采用双重交错并联降压斩波变换器。

结合第一方面的第二种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第三种可能的实施方式，其中，所述采样电路包括电压采样电路和电流采样电路；

所述电压采样电路包括第一电压采样电路和第二电压采样电路，第一电压采样电路用于采集所述三相不控整流电路的输出电压，第二电压采样电路用于采集所述三电平升压电路的输出电压和双重交错并联降压斩波变换器的输出电压；

所述电流采样电路用于采集三相三电平功率因数校正器的输出电流和双重交错并联降压斩波变换器的两条支路的电流。

结合第一方面的第三种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第四种可能的实施方式，其中，所述第一电压采样电路的输入端连接所述三相不控整流电路的输出端；

所述第一电压采样电路包括差动放大电路、低通滤波电路和电压跟随电路；

所述差动放大电路和低通滤波电路串联，组成第一采样支路，用于连接微处理器的第一采样端口；

所述差动放大电路、低通滤波电路和电压跟随电路串联，组成第二采样支路，用于连接微处理器的第二采样端口。

第二方面，本发明实施例还提供一种充电系统，用于为电动交通工具充电，所述系统包括微处理器和上述的任意一种充电桩，所述微处理器与所述充电桩的功率变换电路和采样电路连接，所述微处理器设置有多个与采样电路连接的采样端口。

第三方面，本发明实施例还提供一种充电桩的充电控制方法，所述方法包括：

充电过程开始后，微处理器根据采样端口采集的三相不控整流电路的输出电压和三电平升压电路的输出电压，采用非线性比例-积分控制算法控制三电平升压电路的输出电压，得到三相三电平功率因数校正器的指令电流；

所述微处理器根据所述三相三电平功率因数校正器的指令电流和采样端口采集的三相不控整流电路的输出电流，采用线性比例-积分控制算法，计算占空比；

所述微处理器采用中点平衡算法调节占空比，产生两路开关信号，使用所述两路开关信号驱动三相三电平功率因数校正器，使三电平升压电路的输出电压恒定；

所述微处理器控制交错并联降压斩波变换器的输出电压，限幅处理后，得到交错并联降压斩波变换器的指令电流；

所述微处理器根据所述交错并联降压斩波变换器的指令电流和采样端口采集的交错并联降压斩波变换器的每条支路的电流，分别控制所述交错并联降压斩波变换器中对应支路的电流。

结合第三方面，本发明实施例提供了第三方面的第一种可能的实施方式，所述采用非线性比例-积分控制算法计算三相三电平功率因数校正器的指令电流，包括：

控制算法为u_con＝k_{p_u}(u_ref-u_C)+k_{i_u}∫u_C·(u_ref-u_C)dt，控制算法的输出为：u_con；；

其中，u_con为控制算法的电压输出量，k_{p_u}为非线性比例-积分控制算法的比例系数，k_{i_u}为非线性比例-积分控制算法的积分系数，u_C为三电平升压电路的输出电压，u_ref为u_C的指令电压；

采用公式i_ref＝u_con×u_{r_pu}，计算三相三电平功率因数校正器的指令电流i_ref；

其中，u_{r_pu}为指令电流的波形信号，它是根据采样端口采集的三相不控整流电路的输出电压计算得到的。

结合第三方面的第一种可能的实施方式，本发明实施例提供了第三方面的第二种可能的实施方式，所述采用线性比例-积分控制算法计算占空比，包括：

控制算法为：i_con＝k_{p_i}(i_ref-i)+k_{i_i}∫(i_ref-i)dt，控制算法的输出为：i_con；

其中，i_con为控制算法的电流输出量，k_{p_i}为线性比例-积分控制算法的比例系数，k_{i_i}为线性比例-积分控制算法的积分系数，i为三相不控整流电路的输出电流，i_ref为i的指令电流。

结合第三方面，本发明实施例提供了第三方面的第三种可能的实施方式，所述微处理器控制交错并联降压斩波变换器的输出电压，限幅处理后，得到交错并联降压斩波变换器的指令电流，包括：

所述微处理器根据交错并联降压斩波变换器的输出电压u_o的采样值，执行交错并联降压斩波变换器的电压控制算法：得到

i_{Dbuck_ref}＝k_{Dbuck_p}(u_{o_ref}-u_o)+k_{Dbuck_i}∫(u_{o_ref}-u_o)dt

其中，k_{Dbuck_p}为交错并联降压斩波变换器的电压控制算法的比例系数；k_{Dbuck_i}为交错并联降压斩波变换器的电压控制算法的积分系数，u_{o_ref}为u_o的指令电压；

采用预先设定的上限值和下限值对电压控制算法的输出值i_{Dbuck_ref}进行限幅处理，得到的电压控制算法的输出值，限幅之后，再除以2，得到交错并联降压斩波变换器的指令电流i_{Dbuck_ref1}。

本发明实施例带来了以下有益效果：

本发明实施例提供的充电桩的功率变换电路包括三相三电平功率因数校正器和交错降压斩波变换器的充电桩功率变换电路，这种功率变换电路既可以提高交流输入侧的功率因数，又可以降低充电的谐波电流或谐波电压。

本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例所提供的功率变换电路的电路原理图；

图2为本发明一实施例所提供的第一采样电路的电路原理图；

图3为本发明一实施例所提供的三相三电平功率因数校正器的控制框图；

图4为本发明一实施例所提供的双重交错并联降压斩波变换器的控制框图；

图5为本发明一实施例所提供的充电桩充电控制方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

目前，充电桩从电网上接入交流电能，通过内部功率电路变换处理之后，交流电能变换成可控的直流电能，为电动汽车充电，这种功率变换功能需由功率变换电路来实现。充电桩的功率变换电路可能涉及到两类功率变换器，即：第一类是将交流电能变换成直流电能的整流器(AC-DC)和第二类将直流电能转换成另一种直流电能的DC-DC变换器。

一般采用单级功率变流电路(即高频PWM整流)或两级功率变流电路(即全桥不控整流+直流斩波)作为充电桩的功率变换电路。采用单级功率变换电路的充电桩虽然具有效率高，功率因数高、技术成熟且容易实现等优点，但是它的缺点明显，如：充电谐波电流大，谐波电流会导致电池发热，影响电池的寿命，成本也相对高一些。两级功率变换电路的充电桩具有充电电流的谐波电流低、技术成熟和容易实现等优点，但是，这种充电桩变换电路的致命缺点是功率因数低，给电网带来谐波污染。

为此，本发明实施例提供了一种充电桩、充电系统及充电控制方法，以下首先对本发明的充电桩进行详细介绍。

实施例一

实施例一提供了一种充电桩，包括功率变换电路和采样电路。采样电路用于采集功率变换电路中特定点的电压和电流，并送至微处理器的采样端口，辅助微处理器实现对功率变换电路充电过程的控制。

图1示出了功率变换电路的电路原理图。如图1所示，功率变换电路包括三相三电平功率因数校正器(以下简称三相三电平PFC)和双重交错并联降压斩波变换器(以下简称双重交错并联buck变换器)。图中所述为双重交错并联buck变换器，实际使用中也可以采用三重交错并联buck变换器。三相三电平PFC的输入端连接三相电网，输出端与所述双重交错并联降压斩波变换器的输入端相连；双重交错并联buck变换器的输出端用于连接充电枪。三相电网的三条引线通过电磁兼容滤波器EMC与所述功率变换电路连接。

其中，三相三电平PFC包括相互连接的三相不控整流电路和三电平升压电路。

三相不控整流电路包括并联连接的三条桥臂。三电平升压电路包括两条由开关管控制的电容支路。所述开关管为第一开关管IGBT1和第二开关管IGBT2。

双重交错并联buck变换器包括由第三开关管IGBT3和第九二极管D9组成的第一降压支路、由第四开关管IGBT4和第十二极管D10组成的第二降压支路和第三电容支路。第三电容支路上设置有第三电容C0，第三电容C0的输出电压即为双重交错并联buck变换器的输出电压。

也可以说，三相三电平PFC包括三条桥臂，二极管D1的阳极接二极管D4的阴极，组成第一个桥臂；二极管D3的阳极接二极管D6的阴极，组成第二个桥臂；二极管D5的阳极接二极管D2的阴极，组成第三个桥臂，并联所述三个桥臂，即二极管D1、D3和D5的阴极接一起，二极管D2、D4和D6的阳极接一起。线性电感L_a、L_b和L_c的右端分别接二极管D1的阳极、二极管D3的阳极和二极管D5的阳极，线性电感L_a、L_b和L_c的左端分别接EMC滤波器的输出端，所述电感L_a、L_b和L_c的特征在于参数和特性一致；所述二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6的特征在于参数和特性一致。

二极管D5的阴极接IGBT1的集电极，IGBT1的发射极接IGBT2的集电极，IGBT2的发射极接二极管D2的阳极，IGBT1的集电极接二极管D7的阳极。二极管D7的阴极接电容支路C1的上端，电容支路C1的下端接电容支路C2的上端，并且电容支路C2的上端接IGBT1的发射极，电容支路C2的下端接二极管D8的阳极，IGBT2的发射极接二极管D8阴极。

IGBT3的集电极接二极管D7的阴极，IGBT3的发射极接二极管D9的阴极，二极管D9的阳极接二极管D8的阳极；IGBT4的集电极接二极管D7的阴极，IGBT4的发射极接二极管D10的阴极，二极管D10的阳极接二极管D8的阳极；二极管D9的阴极接线性电感L₁的左端子，二极管D10的阴极接线性电感L₂的左端子，L₁的右端子和L₂的右端子接一起，L₁和L₂的右端子接电容支路C0的上端，C0的下端接二极管D10的阳极。

本发明实施例提供的充电桩的功率变换电路包括三相三电平功率因数校正器和双重交错降压斩波变换器的充电桩功率变换电路，这种功率变换电路既可以提高交流输入侧的功率因数，又可以降低充电的谐波电流或谐波电压；并且功率变换电路中的开关管所承受的电压应力、电流应力小。因此，本发明实施例所提出的充电桩是一种电网友好型充电桩。

由于在充电的过程中，需要对电压输出进行控制，因此，需要采集电路中某些特定点的电压或电流。如需要对桥臂两端的压差u_r进行采集，采用如图2所示的第一电压采样电路。第一电压采样电路包括差动放大电路(图2中的OA1部分)、低通滤波电路(图2中的OA2部分)和电压跟随电路(图2中的OA3部分)。第一电压采样电路的正输入端P端连接第五二极管D5的阴极，负输入端N端连接第二二极管D2的阳极。

差动放大电路和低通滤波电路串联后，再通过第十一二极管D11连接至微处理器的第一采样端口AD1；

差动放大电路和低通滤波电路串联后，通过第十二二极管D1_2与电压跟随电路串联，再连接至微处理器的第二采样端口AD2。

进一步地说，电阻R1、R2串联(或多个电阻串联)组成一电阻支路，电阻R3、R4串联(或多个电阻串联)组成另一电阻支路，电阻R6、R5串联(或多个电阻串联)组成电阻支路，R1、R2串联支路与R3、R4串联支路接于Net1点，R3、R4串联支路与R6、R5串联支路接于Net2点，电阻R7一端接Net1点，电阻R7的另一端接运放OA1的反相端；电阻R9的一端接运放OA1的反相端，电阻R9的另一端接运放OA1的输出端；电阻R8的一端接Net2点，电阻R8的另一端接运放OA1的同相端；电阻R10的一端接运放OA1的同相端，电阻R10的另一端接地；电阻R11的一端接运放OA1的输出端，电阻R11的另一端接Net5点；电容C1_1的一端接Net5点，电容C1_1的另一端接运放OA2的反相端；电阻R12的一端接Net5点，电阻R12的另一端接运放AO2的同相端；运放AO2的反相端与输出端相接；运放AO2的输出端接电阻R14的一端和二极管D1_1的阳极，二极管D1_1的阴极接电阻R13的一端，电阻R13的另一端接二极管D1_3的阳极和电容C1_3的一端，电容C1_3的另一端接地，二极管D1_3的阴极接3.3V电源的正极，二极管D1_3的阳极接微处理器的第一采样端口AD1；电阻R14的一端接运放OA2的输出端，电阻R14的另一端接二极管D1_2的阳极，二极管D1_2的阴极接运放OA3的同相端；电阻R15与电容C1_4组成并联支路，所述并联支路的一端接运放OA3的同相端，另一端接地；运放OA3的反相端接运放OA3的输出端；运放OA3的输出端接电阻R16的一端，电阻R16的另一端接二极管D1_4的阳极和电容C1_5的一端，电容C1_5的另一端接接地，二极管D1_4的阴极接3.3V电源的正极，二极管D1_4的阳极接微处理器的第二采样端口AD2，所述二极管D1_1和D1_2必须是同型号的二极管。

第一采样端口AD1采样的电压值u_AD1与第二采样端口AD2采样的电压值u_AD2的比值，即为u_{r_pu}。

上述第一电压采样电路用于采集桥臂两端的压差u_r，另外，还需要对第三电容支路两端的压差u_o、第一电容两端的压差u_C1和第二电容两端的压差u_C2进行采样，对电压u_C1、u_C2、u_o的采样可以采用现有常规的电压采样电路，对电压u_C1、u_C2、u_o的采样可以采用现有常规的电压采样电路，该实施例中采用三路常规的电压采样电路分别对电压u_C1、u_C2、u_o进行采样，电路的连接关系在此不再赘述本文中统称为第二电压采样电路，在此不再赘述。

所述电流采样电路包括用于采集三相三电平功率因数校正器的输出电流的第一电流采样电路、用于采集第四线性电感支路的电流的第二电流采样电路和用于采集第五线性电感支路的电流的第三电流采样电路。

第一电流采样电路包括第一电流传感器和第一电流调理电路，第一霍尔电流传感器穿在连接第五二极管D5阴极和第一开关管IGBT1集电极的导线上，第一电流传感器的输出信号经过第一电流调理电路之后，连接微处理器的采样端口。

第二电流采样电路包括连接在第四线性电感L₁的连接导线上的第二电流传感器和第二电流调理电路，第二电流传感器输出的信号经过第二电流调理电路之后，连接微处理器的采样端口。

第三电流采样电路包括连接在第五线性电感L₂的连接导线上的第三电流传感器和第三电流调理电路，第三电流传感器输出的信号经过第三电流调理电路之后，连接微处理器的采样端口。

上述的第一电流调理电路、第二电流调理电路、第三电流调理电路可以采用同样的电流调理电路，同样，现有常规的电流调理电路就可以实现电流采样的功能，在此不再赘述。

与上述充电桩相对应，本发明实施例还提供了一种充电系统，包括微处理器和上述充电桩，所述微处理器与充电桩的功率变换电路和采样电路连接，微处理器设置有多个与采样电路连接的采样端口。

实施例二

实施例二提供了一种充电桩的充电控制方法，该方法包括如下步骤：

充电过程开始后，微处理器根据采样端口采集的三相不控整流电路的输出电压、三电平升压电路的输出电压、交错并联降压斩波器的电感电流、输出电压，采用非线性比例-积分控制算法控制三电平升压电路的输出电压，得到三相三电平功率因数校正器的指令电流；

具体来说，该方法的流程图如图5所示，包括如下步骤：

在充电之前，合理配置微处理器的功能，变量初始化；

与电动汽车的电池管理系统(BMS)握手，若握手成功，则变量Communication_Flag＝1，并且读取动力电池的状态，否则Communication_Flag＝0；

等待中断，若中断发生，则执行下一步骤；若中断没发生，则进行人机交互，并返回上一步骤。

若Communication_Flag＝1，则对电压u_r、u_C1、u_C2、u_o和电流i、i₁、i₂等物理量进行采样，由于采样后的数据是以二进制表示的数值，需要对上述物理量进行适当地处理，还原为电压值或电流值；若Communication_Flag＝0，则返回与BMS握手步骤。

根据u_C1、u_C2、u_o、i、i₁、i₂等物理量的值、电池的温度，判断是否发生了过压或过流或过热，若发生了上述情况，则停机；若上述物理量在允许范围内，则执行充电过程；其中，判断是否过热，通过对测量开关管的温度来实现。

开始充电，在充电过程中，需要控制三相三电平PFC的输出和控制双重交错并联buck变换器的输出，从而实现对输出电压和输出电流的控制。其中，三相三电平PFC工作于CCM模式，采用双环控制方案，即电流内环—电压外环，双重交错并联Buck变换器采用双环控制方案。所述三相三电平PFC和双重交错并联Buck变换器的控制方案、控制算法及2种变换器的协同控制方案都在一片微处理器(TMS320F28335)中实现。

控制三相三电平PFC的输出的过程如图3所示，三相三电平PFC的电压环采用非线性PI(比例-积分调节器)控制算法控制电压u_C(u_C1+u_C2)，电压环的输出乘以电流波形信号u_{r_pu}，得到指令电流i_ref。电流环采用PI算法控制电流i，电流控制算法输出占空比d，再用中点平衡算法调节占空d，产生占空比d1和d2，根据所述占空比d1和d2产生路开关信号G1和G2，用所述开关信号G1和G2分别驱动IGBT1和IGBT2。

其具体步骤包括：

根据电压u_r的采样值，即微处理器的第一采样端口和微处理器的第二采样端口的采样值，计算指令电流的波形信号u_{r_pu}；具体地说，u_{r_pu}为第一采样端口AD1采样的电压值u_AD1与第二采样端口AD2采样的电压值u_AD2的比值；

计算微处理器对第一电容两端的压差的采样值u_C1和第二电容两端的压差的采样值u_C2的和，得到三相三电平PFC的输出电压u_C＝u_C1+u_C2；

执行如下非线性PI控制算法，控制电压u_C；控制算法为u_con＝k_{p_u}(u_ref-u_C)+k_{i_u}∫u_C·(u_ref-u_C)dt，计算电压输出量u_con；其中，k_{p_u}为三相三电平PFC的电压控制算法的比例系数，k_{i_u}为三相三电平PFC的电压控制算法的积分系数，u_C为三相三电平PFC的输出电压，u_ref为u_C的指令电压；

采用公式i_ref＝u_con×u_{r_pu}，计算指令电流i_ref；

根据微处理器对三相不控整流电路的输出电流i的采样值，采用控制算法i_con＝k_{p_i}(i_ref-i)+k_{i_i}∫(i_ref-i)dt计算电流输出量i_con；其中，k_{p_i}为三相三电平PFC的电流控制算法的比例系数，k_{i_i}为三相三电平PFC的电流控制算法的积分系数，i为三相不控整流电路的的输出电流，i_ref为i的指令电流；

令d＝i_con，采用电压中点平衡算法计算占空比d1和占空比d2，得到

式中u_C1和u_C2分别是电容C1两端的电压和C2两端的电压；C为C1和C2的电容值；T_s为IGBT1或IGBT2的开关周期。

占空比d1和第一载波比较产生驱动信号G1，占空比d2和第二载波比较产生驱动信号G2；驱动信号G1和G2分别驱动第一开关管和第二开关管。

其中，由于电压u_C是变量，非线性PI控制算法的积分为变速积分，该特点有助于改善三相三电平PFC电压环的动态性能。

电流环作为内环，主要作用是使输入不控整流电路的电流与电网电压同相位，并且为正弦波，保障系统的功率因数为1。电压外环的主要作用是稳定直流电压。

控制双重交错并联buck变换器的输出的过程如图4所示，双重交错并联Buck变换器的电压环采用PI控制算法控制u_o，电压环的输出值限幅(上限为i_{charge_max}，下限为i_{charge_min})之后，除以2，得到指令电流，分别用2路PI算法控制2路电流，并且输出占空比d1和占空比d2，这2路占空比分别与互差180度的载波比较，得到2路驱动信号G3和G4，用G3和G4分别驱动IGBT3和IGBT4。

其具体步骤包括：

执行双重交错并联Buck变换器的电压控制算法，得到指令电流，电压控制算法为：

i_{Dbuck_ref}＝k_{Dbuck_p}(u_{o_ref}-u_o)+k_{Dbuck_i}∫(u_{o_ref}-u_o)dt

其中，k_{Dbuck_p}为双重交错并联buck变换器的电压控制算法的比例系数；k_{Dbuck_i}为双重交错并联buck变换器的电压控制算法的积分系数；

采用预先设定的上限值i_{charge_max}和下限值i_{charge_min}对电压控制算法的输出值i_{Dbuck_ref}进行限幅处理，如果电压控制算法的输出值i_{Dbuck_ref}大于上限值i_{charge_max}，则取上限值i_{charge_max}；如果电压控制算法的输出值i_{Dbuck_ref}小于下限值i_{charge_min}，则取下限值i_{charge_min}；将得到的电压控制算法的限幅输出值，再除以2，得到指令电流i_{Dbuck_ref1}；

执行2路电流控制算法，分别控制电流i₁和i₂，根据微处理器对第四线性电感支路的电流i₁和第五线性电感支路的电流i₂的采样值，计算得到

d₃＝k_{Dbuck_i_p}(i_{Dbuck_ref1}-i₁)+k_{Dbuck_i_i}∫(i_{Dbuck_ref1}-i₁)dt

d₄＝k_{Dbuck_i_p}(i_{Dbuck_ref1}-i₂)+k_{Dbuck_i_i}∫(i_{Dbuck_ref1}-i₂)dt；

其中，k_{Dbuck_i_p}为双重交错并联buck变换器的电流控制算法的比例系数；k_{Dbuck_i_i}为双重交错并联buck变换器的电流控制算法的积分系数；

根据占空比d3和d4产生驱动信号G3和G4，用驱动信号G3和G4分别驱动第三开关管和第四开关管；其中，占空比d3和第三载波比较产生驱动信号G3；占空比d4和第四载波比较产生驱动信号G4；第三载波和第四载波相位互差180度。

从第二个步骤开始的上述步骤在微处理器中每50微秒重复执行一次，实现对整个充电过程的控制。

使用该控制方法，首先以恒流源的方式对电动汽车充电，再以恒压源的方法对电动汽车充电，最后，以涓充方式对电动汽车充电。在充电初期，因为电动汽车电池的电压低，电压环饱和，只有电流环在发挥作用，所以用恒流方式对电动汽车充电，到了充电末期，电动汽车电池的升高，电压环逐渐退出饱和，电压环开始控制，此时，以恒压源方式对电动汽车充电。

本发明实施例提供的充电桩、充电系统及充电控制方法具有相同的技术特征，所以也能解决相同的技术问题，达到相同的技术效果。

另外，在本发明实施例的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种充电桩，用于为电动交通工具充电，其特征在于，所述充电桩包括功率变换电路和采样电路；

所述采样电路用于采集所述功率变换电路中特定点的电压和电流，并送至微处理器的采样端口，以使所述微处理器对所述功率变换电路的充电过程进行控制。

2.根据权利要求1所述的充电桩，其特征在于，所述充电桩还包括电磁兼容滤波器，所述功率变换电路通过所述电磁兼容滤波器与所述三相电网的三条引线连接。

3.根据权利要求2所述的充电桩，其特征在于，所述三相三电平功率因数校正器包括相互连接的三相不控整流电路和三电平升压电路，所述三相不控整流电路的输入端与所述电磁兼容滤波器的输出端连接，所述三电平升压电路的输出端与所述交错并联降压斩波变换器连接；所述交错并联降压斩波变换器采用双重交错并联降压斩波变换器。

4.根据权利要求3所述的充电桩，其特征在于，所述采样电路包括电压采样电路和电流采样电路；

所述电流采样电路用于采集三相不控整流电路的输出电流和双重交错并联降压斩波变换器的两条支路的电流。

5.根据权利要求4所述的充电桩，其特征在于，所述第一电压采样电路的输入端连接所述三相不控整流电路的输出端；

6.一种充电系统，用于为电动交通工具充电，其特征在于，包括权利要求1至5所述的任意一种充电桩和微处理器，所述微处理器与所述充电桩的功率变换电路和采样电路连接，所述微处理器设置有多个与采样电路连接的采样端口。

7.一种充电桩的充电控制方法，其特征在于，所述充电桩为权利要求1至5所述的任意一种充电桩，所述方法包括：

8.根据权利要求7所述的充电控制方法，其特征在于，所述采用非线性比例-积分控制算法计算三相三电平功率因数校正器的指令电流，包括：

控制算法为u_con＝k_{p_u}(u_ref-u_C)+k_{i_u}∫u_C·(u_ref-u_C)dt，控制算法的输出为：u_con；

采用公式i_ref＝u_con×u_{r_pu}计算三相三电平功率因数校正器的指令电流i_ref；

其中，u_{r_pu}为指令电流的波形信号，是根据采样端口采集的三相不控整流电路的输出电压计算得到的。

9.根据权利要求8所述的充电控制方法，其特征在于，所述采用线性比例-积分控制算法计算占空比，包括：

其中，i_con为电流控制算法的输出量，k_{p_i}为线性比例-积分控制算法的比例系数，k_{i_i}为线性比例-积分控制算法的积分系数，i为三相不控整流电路的输出电流，i_ref为i的指令电流。

10.根据权利要求7所述的充电控制方法，其特征在于，所述微处理器控制交错并联降压斩波变换器的输出电压，限幅处理后，得到交错并联降压斩波变换器的指令电流，包括：

i_{Dbuck_ref}＝k_{Dbuck_p}(u_{o_ref}-u_o)+k_{Dbuck_i}∫(u_{o_ref}-u_o)dt

采用预先设定的上限值和下限值对电压控制算法的输出值i_{Dbuck_ref}进行限幅处理，再除以2，得到交错并联降压斩波变换器的指令电流i_{Dbuck_ref1}。