CN111130364A - 一种三相整流器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种三相整流器，其包括三相整流电路，每一相整流电路包括串联连接的输入滤波器(La)和整流单元，所述整流单元包括六个功率开关管和两个功率二极管，三相整流电路共用四个电容器。本发明三相整流器具有多电平特性，既可以保证功率半导体器件的电压应力保持在合理范围内，又可以降低输入电流的总谐波畸变率，改善交流输入侧电能质量。

Description

一种三相整流器
技术领域
本申请涉及发电、变电或配电领域，尤其涉及一种三相整流器。
背景技术
电动汽车传导式非车载充电机通常由AC-DC整流单元和DC-DC变换单元串联组成。AC-DC整流单元将输入的三相交流电变换为电压稳定的直流电，再由DC-DC变换单元将其变换为电流和电压均可以进行调整的直流输出，对电动汽车的动力电池组进行充电。AC-DC整流单元还需要具有交流侧功率因数校正功能，将输入电流的总谐波畸变率控制在允许范围内，减少充电机对电网的谐波影响。目前广泛使用的AC-DC整流单元包括PWM整流器、VIENNA整流器等电路拓扑，输入电压通常为三相380V。
随着大型电动汽车在城市公交领域的推广，以及动力电池快充性能的发展，对额定功率达到350kW及以上的大功率充电机的需求正逐渐增多。如果仍然采用传统三相380V作为输入电压，会造成输入电流过大，从单台充电机的器件选择和整机效率到多台充电机构成充电站时的低压配电系统，都将面临巨大挑战。如果采用国家标准规定的三相660V电压作为输入，则可将输入电流降至合理范围内，使得充电系统得到整体优化。但目前常用的PWM整流器、VIENNA整流器等电路拓扑，在应对三相660V电压输入时，存在功率半导体器件电压应力较高的问题。
发明内容
为了克服现有技术中存在的不足，本发明要解决的技术问题是提供一种三相整流器，其具有多电平特性，既可以保证功率半导体器件的电压应力保持在合理范围内，又可以降低输入电流的总谐波畸变率，改善交流输入侧电能质量。
为解决上述技术问题，提供一种三相整流器，其包括三相整流电路，每一相整流电路包括串联连接的输入滤波器和整流单元，所述整流单元包括五条支路，其中第一支路包括第一和第二功率开关管及第二电容器，第一功率开关管的集电极与第二功率开关管的集电极连接，第二功率开关管的发射极与第二电容器的负极连接；第二支路包括第三和第四功率开关管及第三电容器，第三功率开关管的发射极与第四功率开关管的发射极连接，第四功率开关管的集电极与第三电容器的正极连接；第三支路包括第五和第六功率开关管，第五功率开关管的集电极与第六功率开关管的集电极连接；第一、第二和第三支路并联连接使得第一功率开关管的发射极、第三功率开关管的集电极和第五功率开关管的发射极分别与所述输入滤波器的输出连接，第二电容器的正极、第三电容器的负极和第六功率开关管的发射极连接；第四支路包括第一功率二极管和第一电容器，第一功率二极管的正极与第一电容器的负极连接，第四支路与第二功率开关管并联连接使得第一功率二极管的负极与第二功率开关管的集电极连接；第五支路包括第二功率二极管和第四电容器，第二功率二极管的负极与第四电容器的正极连接，第五支路与第四功率开关管并联连接使得第二功率二极管的正极与第四功率开关管的发射极连接；每一功率开关管的栅极用于接收控制信号；及三相整流电路共用第一、第二、第三和第四电容器。
作为本发明的一种改进，所述三相整流器还包括电容电压平衡电路，所述电容电压平衡电路包括第一和第二二极管电路、第一和第二开关电路及第一和第二谐振电路，第一二极管电路包括串联连接的第三和第四二极管，第二二极管电路包括串联连接的第五和第六二极管，第一开关电路包括串联连接的第一和第二开关，第二开关电路包括串联连接的第三和第四开关，第一谐振电路包括串联连接的第一电感器和第五电容器，第二谐振电路包括串联连接的第二电感器和第六电容器；第一二极管电路与第一电容器并联使得第三二极管的正极与第一电容器的负极连接，第二二极管电路与第四电容器并联使得第五二极管的正极与第四电容器的负极连接，第一开关电路与第二电容器并联，第二开关电路与第三电容器并联，第一谐振电路并联在第三和第四二极管之间的第一中点与第一和第二开关之间的第二中点之间使得第五电容器的正极与第二中点连接，第二谐振电路并联在第五和第六二极管之间的第三中点与第三和第四开关之间的第四中点之间使得第六电容器的正极与第三中点连接。
针对电动汽车大功率充电机，本发明提出的三相整流器在输入侧可以采用三相660V交流电，相比原本三相380V输入电压，输入及输出电压得到了提升，在同等输出功率条件下，系统中的输入电流得以降低，有效地提高了整个充电机的效率。此外，针对系统较高的输出电压，通过主电路拓扑的设计而具有多电平特性，在输入电压较高的情况下，功率半导体器件的电压应力仍能保持在合理范围内，解决了功率半导体器件电压应力较高的问题，从而降低了器件选型的难度。同时，该电路为典型多电平功率因数校正(PFC)电路，可以减小电路中的电流谐波畸变，提高功率因数，达到改善电能质量的效果，在输出侧既可以实现多路并联稳压输出，也可以通过控制策略实现单一回路的稳压输出，为大功率充电技术的应用提供了可靠的保证。
本发明可以与多种形式的多电平DC-DC变换器进行串联，组成性能优异的电动汽车大功率充电机，在满足大型电动汽车快速充电需求的基础上，进一步提升充电系统的整体效率。
结合附图阅读本发明实施方式的详细描述后，本发明的其它特点和优点将变得更加清楚。
附图说明
图1为根据本发明一实施例的单相五电平整流电路拓扑图；
图2为根据本发明一实施例的三相五电平整流电路拓扑图；
图3为单相整流电路的工作状态示意图；
图4为图1中A点的五电平相电压波形图；
图5为根据本发明一实施例的电容电压平衡电路的示意图；
图6为图5所示电容电压平衡电路的工作原理示意图；
图7为控制对电容器的充电的示意图；
图8为控制对电容器的充电的另一示意图。
为清晰起见，这些附图均为示意性及简化的图，它们只给出了对于理解本发明所必要的细节，而省略其他细节。
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施方式和实施例进行详细说明。
通过下面给出的详细描述，本发明的适用范围将显而易见。然而，应当理解，在详细描述和具体例子表明本发明优选实施例的同时，它们仅为说明目的给出。
图1示出了单相整流电路的拓扑图。如图1中所示，单相整流电路包括串联连接的输入滤波器(在此为电感器)La和整流单元，该整流单元包括五条支路，其中第一支路包括第一和第二功率开关管及第二电容器C2，第一功率开关管Ma12的集电极与第二功率开关管Ma11的集电极连接，第二功率开关管Ma11的发射极与第二电容器C2的负极连接；第二支路包括第三和第四功率开关管及第三电容器C3，第三功率开关管Ma31的发射极与第四功率开关管Ma32的发射极连接，第四功率开关管Ma32的集电极与第三电容器C3的正极连接；第三支路包括第五和第六功率开关管，第五功率开关管Ma22的集电极与第六功率开关管Ma21的集电极连接；第一、第二和第三支路并联连接使得第一功率开关管Ma12的发射极、第三功率开关管Ma31的集电极和第五功率开关管Ma22的发射极分别与所述输入滤波器La的输出连接，第二电容器C2的正极、第三电容器C3的负极和第六功率开关管Ma21的发射极连接；第四支路包括第一功率二极管Dna和第一电容器C1，第一功率二极管Dna的正极与第一电容器C1的负极连接，第四支路与第二功率开关管Ma11并联连接使得第一功率二极管Dna的负极与第二功率开关管Ma11的集电极连接；第五支路包括第二功率二极管Dpa和第四电容器C4，第二功率二极管Dpa的负极与第四电容器C4的正极连接，第五支路与第四功率开关管Ma32并联连接使得第二功率二极管Dpa的正极与第四功率开关管Ma32的发射极连接。每一功率开关管的栅极用于接收控制信号。功率开关管可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOS)。
本发明的三相整流器包括三相整流电路，输入可以是三相660V或三相380V交流电或其它高电压。图2示出了三相整流器的完整拓扑图，其中以下标a、b和c区分不同的相，a相整流电路拓扑如图1所示，b相和c相整流电路拓扑与图1类似，只是各个功率开关管和功率二极管用相应下标b和c标注。Ua、Ub和Uc分别为a相、b相和c相电压。三相整流电路共用第一、第二、第三和第四电容器C1-C4，即b相和c相整流电路以与a相相同的方式与电容器C1-C4连接。每相整流电路可以使用多种控制方式。
在一实施例中，以a相整流电路为例，当不对开关管Ma31和Ma12施加控制时，则这2个开关管可以看作2个二极管，在此将其定义为Da31和Da12。根据功率开关管的导通或关断情况，工作过程可分为六个状态，图3示出了不同功率开关管导通时对应状态的拓扑图。在此定义开关状态：1为导通，0为关断，X为导通或关断，以组合(Ma32,Ma22,Ma21,Ma11)表示开关情况。
在交流供电电压正半周时，根据不同开关状态分别对应状态一、二、三。当开关状态处于(00XX)时(对应状态一)，通过Da31和Dpa为电容C4、C3进行充电，A点(第一、第三和第五功率开关管及输入滤波器彼此的连接点)电位为Vdc/2，二极管Dna承受电压为Vdc/4，二极管Da12承受电压为3Vdc/4；当开关状态处于(10XX)时(对应状态二)，通过Da31和Ma32为电容C3进行充电，A点电位为Vdc/4，二极管Dna承受电压为Vdc/4，二极管Da12承受电压为Vdc/2；当开关状态处于(X1XX)时(对应状态三)，电流通过Ma22和Ma21流入中点，A点电位为0，二极管Dna承受电压为Vdc/4，二极管Da12承受电压为Vdc/4。
在交流供电电压负半周时，则对应工作状态四、五、六，与状态一、二、三分别对应。各个工作状态的电压相位、开关状态、A点电压、开关管承受电压、充电电容如下表所示。
Figure BDA0002349436550000061
可以看出，A点具有如图4中所示的五电平特性。对任意状态，仅需控制两个开关管即可完成控制，简化了控制电路的驱动设计和控制难度，但因为存在各个电容充电时长不同(如上表所示)，导致输出侧电容电压不平衡。为此，可提供电容电压平衡电路来平衡输出。
图5示出了根据一实施例的电容电压平衡电路及其与电容器连接的示意图。该实施例的电容电压平衡电路包括第一和第二二极管电路、第一和第二开关电路及第一和第二谐振电路，第一二极管电路包括串联连接的第三和第四二极管D1A,D1B，第二二极管电路包括串联连接的第五和第六二极管D4A,D4B，第一开关电路包括串联连接的第一和第二开关S2A,S2B，第二开关电路包括串联连接的第三和第四开关S3A,S3B，第一谐振电路包括串联连接的第一电感器L12和第五电容器C12，第二谐振电路包括串联连接的第二电感器L34和第六电容器C34；第一二极管电路与第一电容器C1并联使得第三二极管D1A的正极与第一电容器C1的负极连接，第二二极管电路与第四电容器C4并联使得第五二极管D4A的正极与第四电容器C4的负极连接，第一开关电路与第二电容器C2并联，第二开关电路与第三电容器C3并联，第一谐振电路并联在第三和第四二极管D1A,D1B之间的第一中点与第一和第二开关S2A,S2B之间的第二中点之间使得第五电容器C12的正极与第二中点连接，第二谐振电路并联在第五和第六二极管D4A,D4B之间的第三中点与第三和第四开关S3A,S3B之间的第四中点之间使得第六电容器C34的正极与第三中点连接。按照上面的控制方案，电容C2、C3上的电压高于电容C1、C4上的电压，因此需要将C2、C3上的电压转移至C1、C4上。以C1、C2为例，该电路工作过程如下：通过控制开关频率，利用串联谐振原理，在开关S2B闭合时，电容C2上的电压转移至谐振电容C12和谐振电感L12上，如图6中左图所示；而在开关S2B断开、S2A闭合时，将谐振电容C12和谐振电感L12上的能量转移到电容C1上，如图6中右图所示，从而达到C1、C2平衡输出电压的目的。同理，通过类似的控制，C3、C4也平衡输出电压。
在另一实施例中，也可不使用如图5所示的电容电压平衡电路来使电容输出电压平衡，而是通过对第一功率开关管组合(Ma12,Mb12,Mc12)和第三功率开关管组合(Ma31,Mb31,Mc31)施加控制来实现电容输出电压平衡。可通过适时导通及关断(用1和0分别表示)，完成对电容C4和电容C1的另行单独充电，电容C4和电容C1的充电时长，使得电容C4和电容C1的电压与电容C3和电容C2的电压相等，继而在没有电容电压均压电路的条件下实现电容电压平衡。
图7示出了对电容器C4单独充电的原理示意图，图8示出了对电容器C1单独充电的原理示意图。假设此时Ua处于正半周，Ub和Uc处于负半周。以开关组合(Ma2,Mb2,Mc2)表示中间三条通路的开关状态。若单独为电容C4充电，则开关管组合(Ma31,Mb31,Mc31)和(Ma12,Mb12,Mc12)开关状态分别可以为(011)和(000)，同时必须保证开关组合(Ma2,Mb2,Mc2)开关状态为(000)；同理，若单独为电容C1充电，则开关管组合(Ma31,Mb31,Mc31)和(Ma12,Mb12,Mc12)开关状态分别可以为(000)和(100)，同时也必须保证开关组合(Ma2,Mb2,Mc2)开关状态为(000)。前述开关组合状态只是为电容C4和电容C1单独充电的情况之一，这种方式由于各开关管导通关断条件苛刻且和三相电压相位相关，因此优选使用对开关导通关断时间及电压电流相位精确掌控的控制策略，例如空间矢量调制等控制策略。
在此所述的多个不同实施方式或者其特定特征、结构或特性可在本发明的一个或多个实施方式中适当组合。另外，本发明的多个不同方面可使用软件、硬件、固件或者其组合和/或执行所述功能的其它计算机实施的模块或装置进行实施。
除非明确指出，在此所用的单数形式“一”、“该”均包括复数含义(即具有“至少一”的意思)。应当进一步理解，说明书中使用的术语“具有”、“包括”和/或“包含”表明存在所述的特征、操作、元件和/或部件，但不排除存在或增加一个或多个其他特征、操作、元件、部件和/或其组合。如在此所用的术语“和/或”包括一个或多个列举的相关项目的任何及所有组合。
前面说明了本发明的一些优选实施例，但是应当强调的是，本发明不局限于这些实施例，而是可以本发明主题范围内的其它方式实现。本领域技术人员可以在本发明技术构思的启发和不脱离本发明内容的基础上对本发明做出各种变型和修改，这些变型或修改仍落入本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种三相整流器，其特征在于，所述三相整流器包括三相整流电路，每一相整流电路包括串联连接的输入滤波器(La)和整流单元，所述整流单元包括五条支路，其中第一支路包括第一和第二功率开关管及第二电容器(C2)，第一功率开关管(Ma12)的集电极与第二功率开关管(Ma11)的集电极连接，第二功率开关管(Ma11)的发射极与第二电容器(C2)的负极连接；第二支路包括第三和第四功率开关管及第三电容器(C3)，第三功率开关管(Ma31)的发射极与第四功率开关管(Ma32)的发射极连接，第四功率开关管(Ma32)的集电极与第三电容器(C3)的正极连接；第三支路包括第五和第六功率开关管，第五功率开关管(Ma22)的集电极与第六功率开关管(Ma21)的集电极连接；第一、第二和第三支路并联连接使得第一功率开关管(Ma12)的发射极、第三功率开关管(Ma31)的集电极和第五功率开关管(Ma22)的发射极分别与所述输入滤波器(La)的输出连接，第二电容器(C2)的正极、第三电容器(C3)的负极和第六功率开关管(Ma21)的发射极连接；第四支路包括第一功率二极管(Dna)和第一电容器(C1)，第一功率二极管(Dna)的正极与第一电容器(C1)的负极连接，第四支路与第二功率开关管(Ma11)并联连接使得第一功率二极管(Dna)的负极与第二功率开关管(Ma11)的集电极连接；第五支路包括第二功率二极管(Dpa)和第四电容器(C4)，第二功率二极管(Dpa)的负极与第四电容器(C4)的正极连接，第五支路与第四功率开关管(Ma32)并联连接使得第二功率二极管(Dpa)的正极与第四功率开关管(Ma32)的发射极连接；每一功率开关管的栅极用于接收控制信号；及三相整流电路共用第一、第二、第三和第四电容器。
2.根据权利要求1所述的三相整流器，其特征在于，所述三相整流器还包括电容电压平衡电路，所述电容电压平衡电路包括第一和第二二极管电路、第一和第二开关电路及第一和第二谐振电路，第一二极管电路包括串联连接的第三和第四二极管(D1A,D1B)，第二二极管电路包括串联连接的第五和第六二极管(D4A,D4B)，第一开关电路包括串联连接的第一和第二开关(S2A,S2B)，第二开关电路包括串联连接的第三和第四开关(S3A,S3B)，第一谐振电路包括串联连接的第一电感器(L12)和第五电容器(C12)，第二谐振电路包括串联连接的第二电感器(L34)和第六电容器(C34)；第一二极管电路与第一电容器(C1)并联使得第三二极管(D1A)的正极与第一电容器(C1)的负极连接，第二二极管电路与第四电容器(C4)并联使得第五二极管(D4A)的正极与第四电容器(C4)的负极连接，第一开关电路与第二电容器(C2)并联，第二开关电路与第三电容器(C3)并联，第一谐振电路并联在第三和第四二极管(D1A,D1B)之间的第一中点与第一和第二开关(S2A,S2B)之间的第二中点之间使得第五电容器(C12)的正极与第二中点连接，第二谐振电路并联在第五和第六二极管(D4A,D4B)之间的第三中点与第三和第四开关(S3A,S3B)之间的第四中点之间使得第六电容器(C34)的正极与第三中点连接。
3.根据权利要求1所述的三相整流器，其特征在于，第一、第二、第三和第四电容器的电压平衡通过控制每一相整流单元的第一和第三功率开关管(Ma12,Ma31)的导通或关断实现。
4.根据权利要求3所述的三相整流器，其特征在于，第一和第三功率开关管(Ma12,Ma31)的导通或关断时间基于三相电压相位进行控制。
5.根据权利要求4所述的三相整流器，其特征在于，第一和第三功率开关管(Ma12,Ma31)的导通或关断时间采用空间矢量调制控制策略进行控制。
6.根据权利要求2所述的三相整流器，其特征在于，第一、第二、第三和第四电容器的电压平衡通过不对每一相整流单元的第一和第三功率开关管(Ma12,Ma31)施加控制及控制第一、第二、第三和第四开关的开关频率实现。
7.根据权利要求1所述的三相整流器，其特征在于，所述功率开关管为绝缘栅双极晶体管或金属氧化物半导体场效应晶体管。
8.根据权利要求1所述的三相整流器，其特征在于，所述三相整流器用于三相660V交流电输入的整流。
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