CN104679372A - 用于接近检测的电容性感测接口 - Google Patents

Abstract

一种用于接近传感器的测量电路，包括在由方波驱动的浮动电压域中的电荷放大器。与浮动域的电压同步地采样输出信号，并通过测量电压阶跃幅度而解调。此方法与开关电容器实现方式兼容，并且允许区分来自环境噪声的电容信号；后者可被独立地估计。

Description

用于接近检测的电容性感测接口

技术领域

本发明在实施例中关注在接近传感器的情况下的电容性检测，诸如用在电容性触摸屏中。特别地，检测的电容器位于测量它的电子电路的一个电极和例如接近屏幕的手指或笔之间，使得第二电极可被认为是指外部接地。

背景技术

在本领域中，通过改变跨过电容性元件的电压并测量流过元件本身的电荷或电流而检测触摸屏的电容性元件中的电容变化是已知的。在图1中图示这种装置。通常，测量电路也参考接地，并且典型地通过将此电极连接到放大器的负输入（虚拟接地）并改变正输入的电压而改变电容性电极的电压。由于反馈回路，负输入电压将跟踪正输入。跨过电容器检测的电压变化因此等于施加在放大器的正输入和接地之间的电压变化。因此可通过感测发送到电路内电荷放大器的电荷或电流而估计跨过电容器检测的电荷变化或电流。如果例如在放大器的反馈中连接电容器，则跨过此电容器的电压的变化将与电荷变化或电流成比例，从而表示检测的输入电容器。

假设在此已知的装置中待检测的输入电容器是Cin，以及反馈电容器Cfb，在放大器的输入处和输出处的电压变化分别是ΔVin和ΔVout，则反馈电容上的电荷变化等于Cfb·(ΔVout-Δvin)，其应当等于在输入电容器上的电荷变化Cin·ΔVin。因此：

Cfb (ΔVout-ΔVin) = Cin ΔVin

以及

ΔVout= ΔVin ( 1 + Cin/Cfb )，

以此方式产生输入电容器Cin的测量。

此方法的问题是：测量对寄生电容器非常敏感。因为所有的测量电路参考接地，在输入节点上的任何片上寄生电容器参考接地，并且不能和输入电容器区分，因为跨过它的电压以同样方式变化，并且对应的电荷也被注入到电荷放大器中。放大器的输出处的电压变化因而变成： 

ΔVout = ΔVin (1+ (Cin+Cpar)/Cfb)。

测量的电容器因此不仅仅是Cin，而是输入节点上的Cin和所有集总寄生电容器的总和。因为它经常是这种情况，与未定义的寄生电容相比，如果必须检测的电容较小，测量的质量急剧下降。

为了减轻此问题，专利FR2756048提出将整个测量电路参考相对于接地浮动的电压，此浮动电压由良好定义的变化的电压源生成，如图2中所图示。因为所有的电路参考浮动电压VF，在放大器的输入处的寄生电容器Cpar看不到其电极之间的任何电压变化，并且不注入任何信号，因此不污染测量。注意：图2的电路需要放大器具有浮动的电源和接地，这些电压被称为浮动电压VF，如图上所图示。

注意：在完全集成的方法中，也可在芯片（或测量电路）的板上采用接地和浮动电压之间变化的电压，如图3中所图示，芯片或测量电路于是不仅具有浮动电压VF，还具有浮动接地电压。然而，在这种情况下，输入级（与检测的外部电容器有关）应当与接地电压强烈地隔离，以便避免如图2中在输入和接地之间的寄生电容器。所有输入级应当与VF有关，并且相对于接地的VF的生成应当在芯片的清楚地分离的部分中。

注意：在电荷放大器的输入和待检测的电容器Cin之间的连接可由被强制到VF的防护装置或与VF有关的电压保护，以便避免在污染电容器测量的此节点上的寄生电容器。

在专利FR2756048中，调制信号（典型地是正弦曲线）被施加在接地和浮动电压VF之间，并且通过输入电容器注入的对应的电荷由通过另一个电容器Cex（激励电容器）注入的电荷补偿，参见图4。此激励电容器连接在电荷放大器的虚拟接地以及节点Vex之间，以便通过Cin补偿电荷，相反相位的调制或激励信号被施加在节点Vex上。此激励信号的幅度由反馈回路（反馈1）确定，并与检测的电容器成比例。电荷放大器的输出电压Vout因此是表示测量上所产生的误差的调制的信号。通过解调此信号，并处理所得到的信号，获得表示调制的幅度的输出信号或施加在Cex上的激励信号，以便通过反馈（反馈1）进一步减小误差信号。在这种情况下，在Cex上的反馈中施加的调制信号的幅度与输入电容器Cin成比例。

在专利FR2756048的另一个方面，施加在Cex上的调制信号的幅度是固定的，但施加在Vf（浮动电压）和接地之间的变化的电压的幅度在反馈（反馈2）中被改变。在此情况下，反馈中施加的调制信号的幅度是输入电容器Cin的倒数的测量。

注意：在由图4所图示的装置中，电荷放大器必须被包括在浮动部分中，而其它块的某些部分（调制、解调、反馈和信号处理）可至少部分地位于在浮动部分之外。

发明内容

难以实现在图2-4中例示的浮动检测电路的低功率和低成本的实现方式，除了其它原因以外，这是由于连续正弦参考信号生成和监测需要相当大的空间和硬件资源的事实。因此，存在将优秀的噪声抑制和有效的实现方式联合的电容检测系统的必要。根据发明，通过所附权利要求的对象实现这些目标。

由所要求保护的发明获得的另一个目标是参考电压上的噪声补偿，这继而允许放宽对此电压的要求，同时仍然以高分辨率为目标，并具有用于转换的良好控制的增益。

本发明的另一个目标是系统的偏移和所有通道共同的扰动和的补偿，所有通道共同的扰动可被称为共模扰动。

附图说明

借助于通过示例方式给出并由图所图示的实施例的描述，将更好地理解本发明，其中：

图1示意性地示出电容变化的测量的原理；

图2-4示意性地图示用于测量参考浮动电压的电路中的电容变化的装置；

图5图示根据本发明的一个方面的检测系统；

图6a和6b示意性地示出由图5所图示的装置的输入和输出以及对应的波形；

图7a-d和图8示意性地图示有助于电荷放大器的适当偏置的元件；

图9a-d示意性地图示根据本发明的方面而有助于电荷放大器的复位的元件；

图9a-d示出变型，其中复位涉及在电荷放大器的反馈路径中的一个或几个开关；

图10和图11示出可通过图9a-9d的装置获得的波形；

图12a-c示意性地示出涉及发明的电路的浮动部分的功率供应的不同装置；

图13a-b图示复位发明的电荷放大器的其它装置；

图14和图15通过使用框图而示意性地图示可在本发明的框架中使用的两个平均方案；

图16涉及基于Σ-Δ转换器的另一个平均方案；

图17和图18示意性地图示与上升和下降沿有关的组合信息的两种方式；

图19a和19b示意性示出适用于发明的采样器和有助于噪声过滤的元件；

图20和21a-c示出可在发明中使用以实现从固定电压域朝向浮动电压域的电源电压变换的飞跨电容器的不同装置；

图22a-b示意性地图示根据发明的变型的测量电路的串联装置；

图23示出具有多个并联的测量电路的系统，用于读取电极的网格的电容；

图24图示具有多个测量电路的发明的变型，多个测量电路之一连接到参考电容；

图25示出发明的变型，其中其输入连接到参考电容器的一个测量通道用来为其它通道中的ADC生成参考电压；

图26示出具有输入电容器的模型；

图27图示具有多个测量电路的发明的变型，多个测量电路之一未连接到任何输入，并且提供可从其它通道中减去的偏移指示；

图28图示具有多个测量电路的发明的变型，多个测量电路之一连接到参考电容，而另一个未连接到任何输入；

图29示出根据发明的到电容性触摸感测面板的测量电路的应用。

具体实施方式

发明的主要原理在于用于相对于接地的电容器检测的测量电路，其中输入级参考浮动电压Vf，以便避免相对于接地的寄生电容器，具有以下特征：

Vf和接地之间施加的电压阶跃（方波信号的幅度）成比例，并且与输入电容器Cin成比例，而与反馈电容器Cfb成反比。

图5中图示原理。施加在Vf和接地之间的方波导致Vout与Vf之间同相的方波信号Vout，并且方波的输出和输入幅度的比等于Cin/Cfb。因此输出方波的幅度与检测的输入电容器Cin成比例。

图5中提出的电路不同于已知的电路，尤其是：

Cfb以外。

本说明书提出发明的示例，其中电压源Vin生成方形电压。然而本发明不限于此情况，并且还包括变型，其中由Vin生成的电压具有更复杂的结构。例如Vin可生成三重电压（或者+V，0，或者-V，期间具有急剧的过渡）或指数衰减脉冲，或者表现出基本上恒定的或缓慢变化的时间间隔（由电压阶跃分离）的任何其它波形。

然而，此主要原理将由在本发明的下列实施例中提出的几个改进来完成。

方波调制信号的两个边沿（上升和下降）的平均

在本发明的改进中，通过平均方波调制信号的上升和下降沿二者而改进测量，以便具有更佳的低频扰动信号抑制，诸如50或60Hz的扰动。这种扰动可由接地和检测的电容器之间的电压源Vpert建模，参见图6a、6b。这些图还示出施加在接地和浮动电压Vf之间的方波输入信号Vin，以及在放大器的输出和虚拟接地之间所得到的输出电压Vout。图6b示出调制信号的两个连续边沿，并且在本示例中，上升沿是第一边沿，但是也可使用下降沿。

稍微在每个边沿之前并且也在该边沿之后以足够的延迟采样输出信号，以便让输出电压Vout稳定到其最终的值。例如，正如图6b图示，在上升沿之前的时间T1处，然后在上升沿之后的时间T2处，然后在下降沿之前的时间T3处并在下降沿之后的时间T4处，取得该采样。注意：在特定的情况下，可具有T2=T3以及在上升沿之后和下降沿之前取得的相同采样。

假设在第一时间中没有扰动信号，输出信号的幅度应当等于：

Vout(T2) - Vout(T1) = Vout(T3) - Vout(T4) = (Cin / Cfb) (Vin_high - Vin_low) = (Cin / Cfb)  Vin_square

其中：

Vin_square = Vin_high - Vin_low

是方波输入信号的幅度。

因为Vout(T2) - Vout(T1) = Vout(T3) - Vout(T4)，输出信号的两个边沿具有相同的幅度，并且通过平均两个输出边沿，仍然获得相同的结果，由于平均而具有较少的噪声。上升和下降沿的平均大体上是有利的，以便滤除低频扰动。现在让我们考虑扰动电压的影响。在这种情况下，具有：

Vout(T2) - Vout(T1) = (Cin/Cfb) (Vin_square + Vper(T1) - Vper(T2))

Vout(T3) - Vout(T4) = (Cin/Cfb) (Vin_square + Vper(T4) - Vper(T3))

通过平均：

( ( Vout(T2) - Vout (T1)) + ( Vout (T3) - Vout (T4) ) ) / 2 = (Cin/ Cfb ) (Vin_square + Verror)

其中：

Verror = ((Vper(T1) - Vper(T2)) - (Vper(T3) - Vper(T4))) / 2

对于低频扰动信号，其意味着对于比调制频率低得多的频率，扰动信号的斜率可被认为是在方形调制信号的两个边沿之间近似恒定，并且可以近似：

Vper(T1) -Vper(T2) ≈ Vper(T3) - Vper(T4)

假如T2 - T1 = T4 - T3 = ΔT。

的确，给Vper'和Vper''命名扰动信号的一阶和二阶导数，具有：

Vper(T2) - Vper(T1) ≈ Vper'(T1) (T2-T1) ≈ Vper'(T1) ΔT

Vper(T4) - Vper(T3)≈ Vper'(T3) (T4-T3)≈ Vper'(T3) ΔT

并且因此：

Verror ≈ (Vper'(T3)- Vper'(T1))  ΔT / 2

≈ Vper"(T1) (T3-T1)  ΔT / 2

≈ Vper"(T1) (Tmod / 2 )  ΔT / 2

其中：按照图6b ，Tmod/2是方波输入信号的两个边沿之间的时间，而ΔT是在每个边沿之前和之后的两个采样之间的时间。二阶导数Vper''与扰动信号的频率fper的平方成比例，因此与其周期Tper的平方成反比，而ΔT将被选为调制周期Tmod=1/fmod的一小部分，其中fmod是调制频率（方波信号）。因此误差项与比率（fper/fmod）的平方成比例。这意味着低频扰动（50或60Hz）的强烈衰减，假如调制频率比扰动的频率高得多。

电荷放大器的复位

因而，没有额外的电路，图6的原理示意图可能不工作，因为虚拟接地节点是浮动的，仅仅连接到电容器并连接到放大器的高阻抗输入。应当朝着虚拟接地创建DC电流路径，以避免放大器饱和，并且优选地，接近于输出范围的中间的放大器的静态输出。

实现这个的传统方式是在放大器的反馈中具有与Cfb并联的偏置电阻器，如图7a中所图示。然而，在这种情况下，放大器的输出电压的DC分量必须等于虚拟接地上的电压。如果必须从放大器的输入电压（真实或虚拟接地）移位输出电压，则必须创建一些电压移位，或者通过如图7c中图示的电流源Ishift = Vshift/Rfb，或者通过反馈路径（图7b）上的值Vvirt – Vout_dc的电压源Vshift。Vvirt表示在放大器的输入（真实或虚拟接地）处的DC电压，而Vout_dc表示输出电压的dc分量的目标值。另一个解决方案是在虚拟接地上注入与Vout – Vout_dc成比例的小电流的电压控制电流源，其调节虚拟接地上的电压，直到输出电压Vout正确地集中在目标值Vout_dc周围，参见图7d。

有了所有这些解决方案，放大器的输出电压趋于独立于输入信号的稳态值Vout_dc。因此，放大器具有高通滤波器特性，其中截止频率fc = 1 / (2 π Rfb Cfb)（图7a至c的情况）或者fc = gmfb / (2 π Cfb)（对于图7d）。

随着以调制频率（在浮动节点Vf上施加的方波的频率）转移信号，高通滤波器的截止频率必须比调制频率低得多。这暗示或者具有足够大的Rb值，或者足够小的gmfb值。这些条件（大的Rfb值或小的gmfb值，因此在虚拟接地上非常高的阻抗）也是有利的，以便限制它们对放大器的输出噪声的贡献。但遗憾的是，它们使系统非常不耐受可饱和放大链的高电压扰动，诸如50或60Hz的扰动。如果乘以增益Cin /Cfb的扰动的峰峰值幅度变得可与电荷放大器的输出范围相比，这些扰动可能确实具有比放大器的电源电压（最大几伏）高得多的幅度（典型的220V、380V），并且可以容易地饱和电荷放大器。

让我们例如考虑图8，具有幅度220V RMS的扰动，因此622V的峰峰值。并且让我们还通过简化假设Cin=Cfb。假设放大器具有2V的浮动电源电压，这意味着峰峰值电压必须衰减达接近1000倍，仅仅由于扰动导致0.622V的输出电压摆幅。这意味着：高通滤波器的截止频率必须是扰动频率的1000倍，因此典型地为50或60kHz。并且调制频率必须再次典型地比截止频率高一个数量级，以便避免由于高通滤波器的显著衰减。这暗示低的Rfb值，因此低阻抗，以及高得多的噪声水平。因此在低噪声水平（在虚拟圆上需要高阻抗）和相对于高电压干扰（在此节点上需要低阻抗）的高鲁棒性之间存在折衷。

在先前的部分中我们看到：通过平均调制周期的上升和下降沿二者来实现诸如50或60Hz的低频干扰的良好抑制。然而，这假设干扰不饱和电荷放大器；否则不再有补偿。

提出的本发明的解决方案在于：通过迫使虚拟接地上电压和跨过反馈电容器的电压通过一个或几个开关，在调制信号的边沿之前复位电荷放大器。这可以通过用开关代替图7a-b的反馈电阻器Rfb来实现，如图9a和-b中所图示，或者通过将开关放得和图7d的受控电流源gmfb串联来实现，以便在开关打开时将其停用，参见图9c。

图9d是图9b的替代方案，也是以将输出电压复位到不同于Vvirt的值Vinit为目标。在复位阶段（reset（复位）='1'，resetB（复位B）='0'）期间，放大器使其输出短路到其负输入（虚拟接地），而反馈电容器Cfb一侧连接在虚拟接地上，而另一侧连接到初始化电压Vinit。在复位阶段（reset='0'，resetB='1'）之后，在反馈中连接电容器Cfb。因此仅仅在复位阶段之后，连接到放大器输出的电容器的第二电极上的输出电压将保持在电压Vinit。因此电荷放大器被初始化到可能不同于Vvirt的电压Vinit。

通过使用复位开关，可在复位时间期间获得小的时间常数，由于低的开关电阻（在图9c的情况下还假设大的gmfb），导致良好的扰动抑制，而在开关打开时，由于其非常高的断开电阻，然后获得高阻抗，因此低噪声。在图9c的特定情况下，gmfb不再对噪声有贡献，处于断开连接。

一旦打开复位开关，电路变得对扰动敏感，但由于复位开关的打开而只对扰动电压的变化敏感。因此，通过周期性地复位放大器，可以容忍大的扰动而没有饱和，假如变化由于开关的打开而足够小。因此可通过以高频率复位放大器而获得对大扰动的最大容忍，典型地在调制信号的每个上升或下降沿之前（因此两倍的调制频率）。然而，复位信号的较低频率也可能是可能的，（例如每两个边沿、每四个边沿、只在上升沿之前或下降沿之前复位……）虽然导致相对于大扰动的更少容忍。

在已经获得先前边沿的第二采样之后（例如在T2处）并且在获得下一个边沿的第一采样之前（例如在T3处），在此情况下在每个边沿之间复位电荷放大器。注意：在已经释放复位之后，需要足够的时间，以便让电荷放大器在执行下一个边沿的第一采样之前稳定。的确，通过释放复位而改变电荷放大器的操作模式，所以需要一些时间来让它稳定到其最终的值。

还要注意：理论上假设电荷放大器在每个边沿之前被复位或初始化到良好定义的输出值，理论上应当没有必要在下一个边沿之前再次测量电压，因为此电压在复位之后不应该显著地变化。问题是：由于热噪声（由于输入和寄生电容器的kT/C噪声），复位操作非常嘈杂。使得复位之后的电压不同于理想值Vinit，不仅由于噪声，而且由于电荷注入和其它寄生效应。但是实际上，如果在复位之后和在边沿之前测量输出电压，初始化电压不需要精确，因为信息仅仅在边沿的幅度中，而不是在绝对电压中。通过执行此双重测量（在复位之后和边沿之前的第一采样，以及在边沿之后的第二采样），去除复位阶段的噪声贡献，当执行两个采样之间的差时，此噪声已经由第一采样考虑并被补偿。

看图10，观察到：在调制信号的上升沿之后，输出电压典型地高于初始值Vinit，并且在下降沿之后低于它。因为在输出信号上的上升和下降沿可被假设为对称，初始化电压应当近似对应于输出范围的中间。假设电荷放大器的峰峰值输出范围Vout_pp，在Vout上预期的边沿的幅度因此应当低于Vout_pp/2，以便不饱和电荷放大器。然而，为了最大化采集链的信噪比，执行电荷放大器中增益的最大值是理想的，电荷放大器是该链的第一级，因此最大化Vout上的边沿的幅度，因此在采集链中进一步降低块的噪声贡献。

本发明报告中提出的改进在于：将电荷放大器的输出初始化到取决于由电压源Vin生成的调制阶跃的幅度和/或方向的不同值。的确，在调制信号的上升沿之前，预期电荷放大器的输出将增加，所以它应当在一定程度上被初始化到较低的值Vinit_low，因此更接近于输出范围的下限。并且相反地，在调制信号的下降沿之前，预期电荷放大器的输出将减小，所以它应当在一定程度上被初始化到较高的值Vinit_high，更接近于输出范围的上限。此改进允许增加多达2倍的放大器增益，因此改进噪声性能。它在图11中被图示。

正如已经指出的，通过使用诸如图10或11中所图示的原理，其中在复位之后测量输出电压，复位的噪声和精度是不严格的。这样做的一个优点是：即，它允许将放大器的正输入直接连接到电源之一（放大器的负或正电源V-或V+），因此抑制补充电压源的需要以及在噪声和功耗方面所得到的损失。

让我们首先考虑图9d的示意图。因而，将不可能将放大器的正输入（Vf）连接到电荷放大器的电源V+或V-之一，例如V-。虽然这些放大器可具有轨到轨共模输入范围，问题是：在复位阶段，输入和输出连接在一起。如果正输入连接到电源电压之一（V-），放大器因此应当将另外的输入（虚拟接地）也驱动到电源电压（V-）。然而，放大器的输出级不能将电压驱动到高达电源电压而没有饱和，因为放大器的输出晶体管然后将进入线性区，在三极管模式中运行。（漏-源电压Vds接近于0）。因此，当复位到接近于电源电压的电压时，放大器将不再正确地运行，其增益突然下降。因此必须生成电荷放大器的负和正的电源，分别低于和高于放大器的输入的电压。

可用相对于浮动电压源Vf的固定电压差（DC电压源）生成负和正的电源电压，如图12a中所图示。或者等价地，方波调制电压可被直接施加在负电源上V- = VfN，而正输入放大器和正电源由DC电源生成，如图12b中所图示。调制电压还可已经被直接施加在正电源上V+ = VfP，并通过关于VfP的DC电源生成放大器的正输入和负电源，如图12c中所图示。

总之，就电源而论，对于正输入，所有这些示意图需要不同的电压源。

然而，因为复位阶段不是严格的（它应当仅仅大致放置电荷放大器的初始化条件，负输入（虚拟接地）可被短路到正输入，正输入然后可以是电源之一，同时以期望的值Vinit初始化反馈电容器的另一端，如图13中所图示。在复位之后，在反馈中重新连接Cfb，Cfb正连接到放大器的输出。

环境噪声测量

电容器的测量可能受环境噪声和扰动信号影响。已经提到了低频扰动信号，诸如50或60Hz，并且示出：这种信号的影响是以通过平均调制信号的上升和下降沿补偿的第一次序。的确，这些扰动对电容器测量的贡献相对于用于上升和下降沿的信号反相。

在本发明的第一实施例中，人们具有手段以便平均与调制信号有关的电荷放大器输出信号的上升和下降沿(Vout(T2) - Vout(T1))和(Vout(T3) - Vout(T4))，以便消除（或者至少强烈地衰减）低频扰动的影响。这基本上对应于操作：

( (Vout(T2) - Vout(T1)) + (Vout(T3) - Vout(T4) )) / 2

其等于：

( - Vout(T1) + Vout(T2) + Vout(T3) - Vout(T4) ) / 2

如图6中所图示。

在本发明的第二实施例中，人们有选择来单独只考虑上升沿或只考虑下降沿，以便检测低频噪声的存在并估计环境的噪声。在第三实施例中，人们有选择来估计上升和下降沿的差（或一半的差），而不是平均，以便具有低频噪声扰动的纯测量，这基本上对应于操作：

( (Vout(T2) - Vout(T1)) - (Vout(T3) - Vout(T4) )) / 2

其等于：

( - Vout(T1) + Vout(T2) - Vout(T3) + Vout(T4) ) / 2。

用此最后的测量消除待检测的电容器的贡献，但在两个边沿处的低频噪声的贡献被加在一起。

平均和模拟到数字转换

在电荷放大器之后，应当测量输出边沿。不同的操作仍然有待完成：

/或下降沿的平均，以便滤除噪声并限制扰动（干扰信号）的带宽

根据本发明，可以任何次序执行两个操作。在第一实现方式（图14）中，可以模拟方式平均（典型地通过开关电容器电路）边沿，并将结果转换成数字。例如，不同的采样存储在连接在一起的不同电容器上，以便执行模拟平均。然而，此解决方案的缺点是：如果必须平均大量的采样，需要大量的电容器，暗示着大的硅片面积。此外需要高分辨率的ADC。

在第二实现方式（见图15）中，边沿首先由ADC转换成数字，并且然后被数字地平均。在两种情况下，需要高分辨率的ADC。

在本发明的第三实现方式（图16）中，通过使用Σ-Δ转换器同时执行两个操作，以便执行边沿的A/D转换。通过使用电容器，以对应于调制速率的速率，或者如果上升和下降沿二者都被变换则以两倍的调制速率，这种转换器将连续的电压边沿转换成电荷。集成对应的电荷C·ΔV（其中ΔV是边沿的幅度），典型地通过开关电容器积分器，并且然后由粗量化器（比较器或比较器的库）转换成以和调制速率相同的速率产生的数字代码。这些代码然后被转换回从对应于输出电压边沿的输入电荷中减去的模拟电荷。由于反馈回路，由反馈路径注入的电荷应当对应于输入电荷，至少对于低频，由于在低频处积分器的高增益。这意味着：在低频处，Σ-Δ回路的输出代码表示输入电荷。因此，通过过滤或通过平均（平均实际上对应于滤波的某些特殊情况）来自Σ-Δ回路的输出代码，获得表示电压边沿的平均（或低通滤波的）值以及因此输入电容器的数字输出代码。

因此同时执行平均和ADC转换。

此方法的优点是：它不需要非常大的电容器，以便累积对应于电压边沿的电荷。的确，累积的电荷一超过给定的水平，对应于输出代码的电荷就由反馈路径减去。通过此事实，有限量的电荷被累积，甚至在大量的采样之后，使得可以减小电容器尺寸。

更一般地，可以通过过采样ADC转换器或Σ-Δ调制器的任何架构执行ADC转换。即，但是以非限制性的方式，可以选择任意阶的Σ-Δ调制器。该调制器可具有单个回路或不同的级联回路（多级或Mash Σ-Δ架构）。在每个Σ-Δ回路的输出处的量化可以是单个位或多个位，等等。

Σ-Δ调制器通常包括积分器或用于存储信息的其它状态保持装置。优选地，在执行不同边沿的平均或加权平均之前，与电压源Vin同时复位（或强制到预定值）用来量化边沿的Σ-Δ调制器的所有积分器或内部变量，使得由于测量的未知初始条件而没有额外的误差。这基本上对应于增量ADC系列。在另一个优选的变型中，在上一次转换之后，典型地通过补充的奈奎斯特（Nyquist）速率ADC（诸如，例如但不限于逐次逼近型ADC）采样和/或量化Σ-Δ调制器的一个或多个积分器或一个或多个内部变量的状态。的确，Σ-Δ的一个多个积分器的状态是累积的误差的某一图像。因此通过量化Σ-Δ调制器的最终状态，可进一步提炼Σ-Δ调制器的估计。

还要注意：有两种不同类型的平均。

此外，在这里，可以任意次序执行这两个平均。

例如，但是以非限制性的方式

1. 对于给定的调制周期，可以首先平均上升和下降沿，其对应于总计对应的电荷，并且然后在几个周期期间执行平均，并由上述3种方法之一执行ADC转换，如图17中所图示

2. 可以通过上述3种方法之一完全分离地处理上升沿和下降转换，并且然后以数字方式总计对应的结果，如图18中所图示；

3. 上升和下降沿还可都被集成在相同的Σ-Δ回路内，或者由两个分离的Σ-Δ回路集成。

噪声抗混叠

如上在此处提出的发明中，周期性地采样电荷放大器的输出，每个边沿2次，在边沿之前一次和在边沿之后一次，以便执行差。因此，每个调制周期只有2个或4个采样是可用的，根据考虑单个边沿或者两个边沿。通过此事实，由于公知的混叠效应，以高于调制频率的频率的噪声分量可能无法与低于采样频率的频率区分开来。因此，在采样之前消除这些高频噪声分量是期望的。

通过将电荷放大器的电压存储到电容器上并通过打开开关而冻结存储到电容器上的电荷，基本上执行该采样，如图19a中所图示。在其上存储电压的电容器典型地是开关电容器加法器级（以便执行模拟求和或平均）的输入电容器或开关电容器积分器（Σ-Δ调制器的第一级）的输入电容器。

在本发明进一步的实施例中，然后可通过插入与采样电容器串联的电阻性元件而滤除高频噪声分量（即高频环境噪声或电荷放大器的宽带噪声（热噪声）），如图19b中所图示。此电阻的值应当由折衷引起。大的电阻值滤除来自电荷放大器的大部分噪声，但是也将削除转移的信号，因为采样电容器由于过大的时间常数而没有足够的时间来充电或放电。在本发明进一步的实施例中，可通过模拟或数字装置或者以静态方式或者甚至在采样周期期间动态地修改此电阻器，以便在电压边沿之后具有快速稳定，以及在采样之前较高的时间常数，以便更好地滤除噪声。

扩展到多个电容性输入和可测试性

上述原理可被推广到必须同时为其监测几个电容性输入的应用。这可被实现。

32个采集链监测128个电容性输入，所述每个采集链通过4 -1模拟多路复用器接连寻址四个中的一个电容性输入。

然而，这种采集链的测试是痛苦和耗时的，因为它取决于难以精确控制的外部电容器，并且此外，寄生的互连可能不易于和受控的输入电容区分开来。

存在不同的可能性，以便促进测试，所有提出的方法基于使用内部测试电容器，以便模拟外部电容器。这些电容器可以是：

现在电荷放大器的输入是电荷，因此在测试模式中，电荷是测试电容器和电压的乘积。因此可以改变测试电荷：

Vf、VfP、VfN……）之间的第二部分。当在调制信号上施加阶跃时，测试电容器阵列的第一部分跨过其电极看到电压变化，并且因此有助于电荷转移，而第二部分则没有。使得电容数字可编程的另一种可能性是仅仅具有连接到电极的一些基本的电容器，其余的从电极中的至少一个或两个断开连接。在某些特定情况下，通过改变诸如变容二极管中的控制模拟电压，也可以改变电容。

Vf之间的方波（调制）电压的幅度。也可以切换两个节点之间的测试电容器，所述两个节点与浮动节点（相对于Vf、VfP、VfN等等的恒定电压）有关，但在它们之间具有可变电压差，以便改变输入电荷。

在VfP和VfN之间的浮动电压源的生成

根据另一个变型，本发明包括用于电荷放大器的浮动的单极性或双极性功率供应，例如基于在通常包括至少一个充电阶段和供应阶段的周期中切换的飞跨电容器，在充电阶段中飞跨电容器连接到功率供应，在供应阶段中飞跨电容与所述功率供应分离并生成浮动的功率供应。

为了正确地工作，所述的发明需要：给输入级（至少是电荷放大器）供应相对于接地的完全浮动电压源而不是相对于Vf或VfN的固定电压，即正如在先前的2、3、5和12中所图示。实现这样的第一解决方案是使用飞跨电容器Cf，飞跨电容器Cf在第一阶段（图20中的阶段1）期间连接到与接地有关的电源（例如Vss和Vdd），因此是非浮动的电源，并在第二阶段（图20中的阶段2）期间连接到浮动域中的电源，诸如VfN和VfP。已经添加滤波电容器Cfilter，以便存储浮动电压。因此，根据图20的示例，电容器Cf在阶段1期间被预充电到电压差Vdd-Vss，并在阶段2期间被放置得与Cfilter并联，使得Cf和Cfilter之间存在电荷再分配。在平衡时，如果电容器足够大，并且以足够高的频率被切换，用于从Vfp和Vfn电源消耗的电流，跨过Cf的电压在两个阶段之间不显著地变化，并且因此仍然接近于Vdd-Vss，在阶段1期间存储的电压。所以Vfp-Vfn接近于Vdd-Vss：Vdd和Vss之间的电压差被复制在Vfp和Vfn之间，虽然这后两个电压是浮动的。

此电路可被理解为具有变压系数1的固定到浮动变压器（或者非浮动到浮动变压器）。Vfp-Vfn上的纹波的幅度与Cfilter和fsw成反比，而阻抗与Cf和fsw成反比，其中fsw是变压器的开关频率。大多数时候，可通过选择高开关频率来选择相对小的Cf。

不脱离本发明的范围，飞跨电容器和将其连接到Vdd、Vss、Vfp和Vfn的四个开关的组可由电容性的电压乘法器或除法器代替。例如，还可实现电压倍增器，这通过在阶段1期间在Vdd和Vss之间并联连接两个不同的电容器Cf1和Cf2，并且在阶段2中在Vfp和Vfn之间串联连接两个电容器，以便获得等于两倍（Vdd-Vss）的(Vfp-Vfn)电压。用3个电容器而不是2个，可使用相同的原理来使用电压三倍器。通过在Vdd和Vss之间串联并在Vfp和Vfn之间并联连接电容器，可能获得2倍或3倍的电压降低。这些只是示例，但是也可使用实现不同的电压比（例如2/3、3/2、3/4、4/3……）的许多架构，以便执行非浮动到浮动的电压转换。

现在，让我们再次考虑图20，其中以频率fsw（阶段1和2）以及例如Vfn的浮动电压之一切换的变压器由方波调制，该方波以调制频率fmod（阶段1'和2'）、在固定域的诸如Vss和Vdd2之类的两个电压之间切换，如图21a中所图示。注意：Vdd2可以是和Vdd相同的电压，以及它可以是不同的电压。

现在，让我们另外假设：

1. 变压器的开关频率fsw已被选择得和调制频率相同，

2. 阶段1和1'重合，

3. 阶段2和2'重合，

4. 调制电压（Vfn）和在阶段2中连接到它的电容器Cf的电极（Cfn）在阶段I期间连接到相同节点（Vss），如图21a中所图示。

根据这些假设，并且根据图21a，可以观察：电容器的负电极Cfn和节点Vfn总是通过开关连接在一起。因此，它们可以直接连接在一起，并且因此将Cfn或者连接到Vss或者连接到Vfn的两个开关可被抑制，如图21b中所表示。

现在考虑图21b，跨过滤波电容器Cfilter和飞跨电容器Cf的电压应当在两个阶段中对应于Vdd-Vss。因此在阶段1期间，随着Vfn连接到Vss，Vfp应当处于对应于Vdd的电压。因为在浮动电容器Cfp的顶部电极Cfp上的电压此时也连接到Vdd，并且随着Cfp和Vfp在阶段2期间连接在一起，可以观察：Cfp和Vfp总是处于相同的电压，因此Cfp可连接到Vfp，导致图21c的电路，整个滤波电容器因此在阶段1期间被直接再充电到Vdd-Vss，并且在阶段2期间起电源电压源的作用，以便存储电源电压。

注意：因为Cf与Cfilter直接并联，它可由单个（最终的较高值）电容器代替，允许备用一个组件。这种实现方式也应当是发明的一部分。

如已经提到的，以上在这里提出的简化暗示：变压器的开关频率必须选得和调制频率相同，这可以限制阻抗，因为阻抗和此开关频率成反比。

然而，单个所得到的电容器现在不仅起着滤波电容器（Cfilter）的角色，而且起着飞跨电容器Cf的角色，飞跨电容器Cf是极为有利的，以便降低阻抗。因此，通过选择足够大的电容器，可以同时获得低纹波和低阻抗，虽然开关频率被限定到调制频率。

当然，可能已经获得类似的方法，通过在例如Vdd和Vss2的两个不同的固定电压之间切换节点Vfp，并且具有在一个阶段期间在一个Vdd和一个Vss之间预充电的电容器Cfilter，以及电极Vfn在其它阶段期间从固定电压域断开连接。

发明还包括在其中进一步调节电源电压的实现方式，即，以便衰减由于其放电而在Cfilter电容器上的纹波，所述放电由电路的电流消耗引起。例如，可将相对于Vfn生成的电压Vfp调节成电压Vfpr，相对于Vfn更恒定。

优选地，发明的测量电路还包括防护装置输出（在图22a和b中可见），该防护装置输出连接到合适的防护装置导体，用于屏蔽测量电路和测量电极之间的连接，并减小寄生耦合。

串联装置

图22a和b图示本发明的变型，其中通过为电压源Vin预见可选择的高阻抗状态，可以串联操作发明的任意数量（为了简化附图，此处为2）的测量电路。在这种情况下，如果有必要的话，测量系统可包括两个或几个测量电路（芯片1、芯片2），每个连接到可变电容Cin1、Cin2或一组可变电容，一组可变电容被顺序地并且一次一个地激活，用于测量在各个输入处连接的电容。浮动域的可变电压因此由在任何给定时刻有效的电路的电压源确定，由此不是有效的电路的可变电压源被设置在高阻抗状态。

图22a图示电路“芯片1”和“芯片2”与并联的防护装置端子在其中串联连接的情况，用于读取电容Cin1和Cin2。“芯片1”是有效的，并读取电容Cin1。芯片1的浮动电压源是有效的，并且还确定防护装置电极的电势。芯片2是无效的，其内部电压源和其防护装置端子处于高阻抗状态。图22b示出相反的情况，其中芯片2有效并读取电容Cin2，而芯片1处于无效、高阻抗状态。

通道补偿

本发明还包括实施例，该实施例允许相对于外部接地的外部电容器Cin的值中的变化（在触摸敏感界面的情况下，诸如由手指的接近引起的变化）的改进的和更精确的检测，通过使用特殊的噪声补偿技术，该技术允许计及在多个通道中的增益和偏移的变化，并且还允许噪声抑制的测量，正如将在下面解释的。

通道补偿可以有用地与和先前的实施例有关地论述的采样耦合，其中激励电压具有阶跃，并且与激发电压同步地采样输出信号，例如在每个阶跃之前和之后。然而，还能够将它们与实现其它采样方案的不同采样单元以及与任何波形的激励电压一起使用。

发明假设：电路具有几个并行通道，以便能够同时测量几个输入电容器，因为对于电容性触摸屏通常为真。这被图示在图23中，其表示由N个并联通道组成的电路，采样N个电容性输入Cin_1、Cin_2、……Cin_N，调制施加到电荷放大器正输入的浮动电压VF，然后通过电荷放大器的Vout_k输出中的变化来检测电荷变化，并且最终通过ADC将这些电压转换成数字代码：

代码= k * Vin_ad / Vref_ad

= kΔVout/Vref_ad

= k (vref/Vref_ad) Cin/ Cfb。

增益补偿

在发明的可能的实施例中，电路具有如图23中所图示的并行通道，并行通道之一被用作连接到如图24中所图示的内部或外部电容器Cref的参考通道。此通道可以是：为了提供这种增益补偿参考的目的而明确设计和包括的补充通道，或者是奉献到此末端的一个通用通道。此通道的测量ΔVout_ref或code_ref因此与Cref成比例。因此类似地用于其它通道：

ΔVout_i = vref Cin_i / Cfb

ΔVout_ref = vref Cref / Cfb

以及

Code_i = k (vref/Vref_ad) Cin_i / Cfb

Code_ref = k (vref/Vref_ad) Cref / Cfb

通过计算在参考通道的测量期间在任何通道上测量的比，然后可消除对Vref、Vref_ad的依赖和所有通道共同的以及确定它们的增益的其它参数。

ΔVout_i /ΔVout_ref = Cin_i / Cref

或

Code_i / Code_ref = Cin_i / Cref。

该结果因此仅仅是Cin_i/Cref的测量，并且不再取决于Vref、vref_ad……。通过此事实，消除Vref、vref_ad对测量的噪声贡献。优点是：于是大大地放松关于参考电压的精度和噪声规范。可在数字部分中以直接的方式计算商code_i/code_ref。

也可由执行除法的任何模拟装置计算商ΔVout_i/ΔVout_ref。计算此差的另一个可能性是为除了参考通道之外的每个输出使用ADC，并使用由参考级的积分器生成的电压ΔVout_ref作为用于其它测量通道上的ADC的参考电压。因为由ADC生成的代码与输入信号成比例，并与用作参考的电压成反比，在图25中示意性地表示的此装置通过模拟手段提供期望的补偿。

偏移补偿

根据进一步的实施例，发明使用从任何外部电容器断开连接的补充通道（或奉献现有的通道），以便提供偏移抵消。可使用这种通道，以便去除对所有通道是系统的和相同的偏移源和扰动。这些偏移源和扰动可以是不同性质的。一些示例是电荷注入，这应当对于每个通道相同，假设负责此电荷注入的开关逐个通道匹配。其它示例可能是由于功率供应扰动。

这种示例被图示在图26中。在电荷放大器的虚拟接地和电源电压V+或V-之间或者在虚拟接地和时钟信号之间的寄生电容器可修改反馈电容器上的电荷，因此修改输出电压。因为这些节点（电源或时钟）对于所有通道是共同的，将以相同方式全部影响通道。例如假设在V+或V-上的幅度ΔV的扰动或者幅度ΔV的时钟边沿通过电容器Cpar而被注入到虚拟接地节点中，电荷放大器的输出电压由等于ΔVout = Cpar·ΔV/Cfb的量修改。参照输入电容器，这对应于等于Coff = Cpar·ΔV/Vref的误差，其中Vref是施加在浮动电压VF和外部接地之间的电压阶跃，因此在输入电容器上的电压变化。如果此误差Coff随时间恒定，其对应于所有通道上的系统偏移。然而，如果此误差是随机的，例如从一个采样周期变到另一个，其对应于共同的噪声，对于所有通道相同，但在时间上不恒定。

去掉此共模偏移的一种方式是使用一个通道，该通道未连接到任何外部电容器，例如通过将其从焊盘上断开连接。我们将此通道称为偏移通道，具有电荷放大器输出vout_off和输出代码code_off，参见图27。

的确，对于不同的有效通道，考虑参考相当于电容器Coff的偏移的输入，电荷放大器的输出处的电压阶跃由下式给出：

ΔVout_i = vref ( Cin_i – Coff )/ Cfb，

而对于偏移通道（其中Cin=0），具有：

ΔVout_off = - vref Coff / Cfb

在每个有效通道的ADC的输出处，具有：

Code_i = k (vref/Vref_ad) ( Cin_i – Coff ) / Cfb，

而偏移通道提供：

Code_off = - k (vref/Vref_ad) Coff / Cfb。

然后可补偿系统的偏移或共同的噪声，通过从任意有效通道上的结果中减去来自偏移通道的结果。这或者可以在模拟或者在数字域中完成。

在模拟域中，减去Vout_i和Vout_off上的电压边沿，具有：

ΔVout_i - ΔVout_off = vref Cin_i / Cfb，

而在数字域中，从其它通道的代码中减去偏移通道的代码，具有：

Code_i - Code_off = k (vref/Vref_ad) Cin_i / Cfb。

在每一种情况中，已经去除了对应于偏移或共模噪声的术语。

增益和偏移补偿

还可能组合增益和偏移补偿二者，通过奉献两个通道，一个如图3中连接到参考电容器Cref，而一个如图6中从任何电容器断开连接。在图28中给出结果。

通过首先从包括参考通道的每个通道中减去来自偏移通道的结果，然后除以来自参考通道的校正的结果（ref-off），然后可补偿偏移和增益。

例如考虑数字结果，输入电容器和输出代码之间的关系由下式给出：

Code = k (vref/Vref_ad) (Cin - Coff) / Cfb。

因此对于每个有效通道，其中Cin =Cin_i：

Code_i = k (vref/Vref_ad) (Cin_i - Coff) / Cfb，

而对于偏移通道（Cin=0），具有：

Code_off = - k (vref/Vref_ad) Coff / Cfb，

并且对于参考通道（Cin =Cref），具有：

Code_ref = k (vref/Vref_ad) (Cref - Coff) / Cfb。

然后可在增益和偏移中补偿每个通道上的代码，这通过执行操作：

(code_i – code_off) / (code_ref – code_off)

作为

code_i – code_off = k (vref/Vref_ad) Cin_i / Cfb

以及

code_ref – code_off = k (vref/Vref_ad) Cref / Cfb

其产生：

(code_i – code_off) / (code_ref – code_off) = Cin_i / Cref。

不管来自共模偏移和内部参考电压。此操作对应于在对应于Cin=0的code_off和对应于Cin=Cref的code_ref之间的线性插值。

不脱离发明的范围，还可在模拟域中完成类似的操作，以便补偿偏移和增益。

应用到触摸屏

在触摸屏应用中，典型地用于智能手机或平板，电容性电极被放置在LCD显示器的顶部，通过手指相对于接地的电容性电极的电容必须被测量。然而，只有相对于手指的上侧上的电容是所关心的，而相对于LCD的电容和来自LCD的寄生信号是不希望的。由于此原因，导电的防护装置层被插入在电容性电极和LCD显示器之间，参见图29。

因为电容性电极连接到电荷放大器的负输入（虚拟接地），防护装置因此必须连接到对应于电荷放大器的正输入的电压VF，因此激励电压，在其上施加良好定义的电压变化vref。假设电荷放大器是理想的，正和负二者都处于相同的电压，并且因此电容性电极和防护装置之间的寄生电容器表现出没有电压变化并且没有转移任何电荷。

还对应于电荷放大器的非反相输入的防护装置电极因此也可起到参考电极的作用，当通过激励电压源施加良好定义的幅度的电压变化vref时。

然而，实际上，激励电压源可能是嘈杂的，即由于用来生成或缓冲此电压的晶体管的热噪声和1/f噪声，以及由于其它噪声源。

另外，假设此激励电压源具有非零阻抗，则防护装置将由LCD和防护装置之间的寄生耦合电容器污染。这还将被看作是防护装置电压上的噪声。为了保持此噪声源为低，需要非常低的阻抗和低噪声放大器，以便驱动防护装置，这需要高电流消耗。

本发明的优点是：考虑和补偿污染VF节点（防护装置电压）的所有噪声源，并且特别是到LCD的耦合，所述补偿通过测量防护装置上的有效参考电压变化（通过具有相对于接地的参考电容器的通道），并在具有参考电容器的通道的测量期间做出任何其它通道的测量比，如在先前的章节中已经描述的。

Claims (18)

1.一种用于接近传感器的测量电路，包括：测量端子，响应于接近导体而可连接到可变的电容；电荷放大器，具有连接到测量端子的输入和连接到可变参考电压的参考节点；可变电压源（Vin），连接在接地电压和所述可变参考电压之间并生成包括电压阶跃的可变电压（VF），使得电荷放大器通过等于可变电压源的输出的电压（VF）而相对于接地浮动；以及测量电路，包括采样单元，该采样单元被布置用于在与可变电压源（Vin）同步的时刻（T1、T2、T3、T4）、以在电压阶跃之前和之后采样电荷放大器的输出的这种方式来采样电荷放大器的输出，所述测量电路被布置用于基于电荷放大器的所述采样的输出而确定连接到测量端子的电容的估计。

2.根据前述权利要求的测量电路，其中所述可变电压源（Vin）生成方波（VF）。

3.根据权利要求1的测量电路，测量电路被布置成比较在电压阶跃之前和之后取得的采样，并为阶跃高度确定估计值。

4.根据权利要求1的测量电路，其中所述可变电压（VF）表现出相同高度的上升和/或下降电压阶跃，测量电路被布置成在多个电压阶跃之前和之后采样电荷放大器的输出，并为阶跃高度计算平均值。

5.根据权利要求4的测量电路，包括模拟或数字采样装置，用于采样电荷放大器的输出。

6.根据权利要求1的测量电路，进一步包括在电荷放大器的反馈路径中的至少一个复位开关，以复位电荷放大器的输出电压，测量电路被可操作地布置成以和可变电压源同步的时间间隔激活复位开关。

7.根据权利要求6的测量电路，其中电荷放大器的输出值被复位到取决于由可变电压源生成的调制阶跃的方向和/或幅度的值。

8.根据权利要求1的测量电路，其中所述可变电压（VF）表现出相同高度的上升和/或下降电压阶跃，测量电路被布置成在多个电压阶跃之前和之后采样电荷放大器的输出，并计算阶跃高度之间的差，并基于所述差确定环境噪声的估计。

9.根据权利要求1的测量电路，包括被布置成产生数字代码的Σ-Δ或增量A/D转换器，所述数字代码产生电压阶跃的平均高度的测量。

10.根据权利要求10的测量电路，包括具有积分器的Σ-Δ转换器，其中以与可变电压源同步的时间间隔将Σ-Δ调制器的积分器复位到预定状态。

11.根据权利要求10的测量电路，包括具有积分器的Σ-Δ转换器，其中采样和量化Σ-Δ调制器的积分器的状态，以便增加产生平均高度测量的数字代码的分辨率。

12.根据权利要求1的测量电路，包括一个或多个测试电容器以及开关单元，该开关单元可驱动以将一个或多个测试电容器连接到测量端子，用于测试测量电路。

13.根据权利要求1的测量电路，包括用于电荷放大器的浮动单极性或双极性功率供应。

14.根据权利要求13的测量电路，其中所述浮动功率供应包括至少一个飞跨电容器，该飞跨电容器由与可变电压源同步的开关信号驱动。

15.根据权利要求13的测量电路，其中在包括充电阶段和供应阶段的周期中开关浮动电源电压的飞跨电容器，在充电阶段中飞跨电容器连接到功率供应，在供应阶段中飞跨电容器与所述功率供应分离并连接到浮动功率供应。

16.根据权利要求1的测量电路，其中可变电压源能够被设置在高阻抗状态。

17.一种包括根据前述权利要求的两个或几个测量电路的测量系统，每个测量电路连接到一个可变电容或一组可变电容，被布置成顺序和一次一个地变成有效，用于测量在各个输入处连接的电容，由此有效电路的可变电压源确定可变电压VF，而不是有效的电路的可变电压源被设置在高阻抗状态。

18.一种包括根据权利要求1的两个或几个测量电路的测量系统，其中一个测量电路的输入连接到参考电容器，用于增益补偿，和/或一个测量电路的输入留下未被连接，用于偏移补偿，而其它电路的输入连接到一个可变电容或一组可变电容。