CN110598515B - 信号处理电路及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种信号处理电路及系统，用来处理来自于一传感器的一感测信号，该信号处理电路包括一放大器、一第一开关组、一第二开关组、一输入电容组及一补偿电容组。该放大器耦接于一第一浮动节点及一第二浮动节点，用来放大耦合自该第一浮动节点及该第二浮动节点的该感测信号。该第一开关组耦接于一第一节点组与该第一浮动节点及该第二浮动节点之间。该第二开关组耦接于一第二节点组与该第一节点组之间。该输入电容组耦接于该第二节点组及一输入节点组，用来接收耦合自该输入节点组的该感测信号。该补偿电容组耦接于一补偿节点组与该第二节点组之间，用来接收耦合自该补偿节点组的一补偿信号。

Description

信号处理电路及系统
技术领域
本发明涉及一种信号处理电路及系统，尤其涉及一种可用于指纹感测器的信号处理电路及系统。
背景技术
随着科技的进步，各类型的移动装置，如智能型手机(smart phone)、平板计算机(tablet)、笔记本电脑(laptop)、卫星导航系统(GPS navigator system)及电子书(electronic book)等，已成为人们生活中不可或缺的部分。不同于传统的手机仅具有通话功能，现今的移动装置将通信、连网、拍照、游戏、数据处理等功能整合在一起，多功能的设计使得移动装置更受到消费者的喜爱。指纹识别是一种常见的功能，用来处理各种电子装置及移动装置的安全性及隐私问题，指纹识别可通过各种技术来实现，例如电容感测、光感测(影像感测)、热能、超声波等。举例来说，一移动电话可能具有一指纹识别接口内建于主页键(home button)或特定区域，可用来侦测用户的指纹。
在各类型的指纹识别技术中，电容式指纹识别已成为较普及的指纹识别方式。在电容式指纹识别中，指纹感测器上的感测像素可捕捉接触到的手指的电容值，此电容值通过处理之后转换为一电压信号，再被转传至后续电路(如模拟前端(Analog Front-End，AFE)电路)以进行识别。对于指纹感测器而言，从像素取得的电压信号通常包括一共模(common-mode)部分以及一差模(differential-mode)部分，其中，差模部分为有效信号，而共模部分是无效的信号而必须在模拟前端电路中进行移除。
模拟前端电路可采用补偿电容搭配上升的补偿信号，以移除大部分无用的共模部分。然而，由于工艺变异，补偿电容及/或输入电容之间可能存在不匹配的情况，导致共模部分无法完全消除。鉴于此，现有技术实有改进的必要。
发明内容
因此，本发明的主要目的即在于提供一种信号处理电路及系统，其可用来处理来自于指纹感测器的感测信号，以通过开关的交换设定以及输出信号的平均来完整移除感测信号的共模部分。
本发明一实施例公开了一种信号处理电路，用来处理来自于一传感器的一感测信号，该信号处理电路包括一放大器、一第一开关组、一第二开关组、一输入电容组及一补偿电容组。该放大器耦接于一第一浮动节点及一第二浮动节点，用来放大耦合自该第一浮动节点及该第二浮动节点的该感测信号。该第一开关组耦接于一第一节点组与该第一浮动节点及该第二浮动节点之间。该第二开关组耦接于一第二节点组与该第一节点组之间。该输入电容组耦接于该第二节点组及一输入节点组，用来接收耦合自该输入节点组的该感测信号。该补偿电容组耦接于一补偿节点组与该第二节点组之间，用来接收耦合自该补偿节点组的一补偿信号。
本发明另一实施例公开了一信号处理系统，用来处理来自于一传感器的一感测信号。该信号处理系统包括一信号处理电路、一模拟数字转换器(analog to digitalconverter，ADC)及一数字电路。该信号处理电路包括一放大器、一第一开关组、一第二开关组、一输入电容组及一补偿电容组。该放大器耦接于一第一浮动节点及一第二浮动节点，用来放大耦合自该第一浮动节点及该第二浮动节点的该感测信号。该第一开关组耦接于一第一节点组与该第一浮动节点及该第二浮动节点之间。该第二开关组耦接于一第二节点组与该第一节点组之间。该输入电容组耦接于该第二节点组及一输入节点组，用来接收耦合自该输入节点组的该感测信号。该补偿电容组耦接于一补偿节点组与该第二节点组之间，用来接收耦合自该补偿节点组的一补偿信号。该模拟数字转换器耦接于该信号处理电路。该数字电路，耦接于该模拟数字转换器。
附图说明
图1为一指纹感测电路的示意图。
图2为由像素单元输出至该模拟前端电路的输出信号的示意图。
图3为共模电压补偿机制不存在的情形下像素单元的下一级电路的示意图。
图4为具有差分电路结构的一模拟前端电路的示意图。
图5为本发明实施例一模拟前端电路的示意图。
图6A示出了操作在非交换阶段之下的模拟前端电路。
图6B示出了操作在交换阶段之下的模拟前端电路。
图7A～7E为非交换阶段中交换开关组具有非交换设定的情况下模拟前端电路运作的示意图。
图8为图7A～7E的不同阶段之下每一节点的电压信号以及开关器的控制信号的波形图。
图9A～9E为交换阶段中交换开关组具有交换设定的情况下模拟前端电路运作的示意图。
图10为非交换阶段及交换阶段之下模拟前端电路的输出信号的示意图。
图11为本发明实施例一信号处理系统的示意图。
图12为本发明实施例另一模拟前端电路的示意图。
图13为本发明实施例又一模拟前端电路的示意图。
其中，附图标记说明如下：
TX 传输信号
Cf 手指电容
Cg 保护层电容
40、50、1102、120、130 模拟前端电路
OP1～OPn 放大器
SW1～SW2 输入开关组
SW3～SW4 反馈开关组
C1、Cin1、Cin2 输入电容
Ccomp1、Ccomp2 补偿电容
C2、Cfb1、Cfb2 反馈电容
Cp1 寄生电容
x、y 浮动节点
S1、S2、SA1、SA2、SB1、SB2、SC1、 节点SC2
Vin 输入信号
Vcomp 补偿信号
Vref 参考信号
Voutp、Voutn 输出信号
Vs、Vf 电压
SWG1、SWG2 交换开关组
SIN1、SIN2 输入节点
ph1～ph5 阶段
110 信号处理系统
1104 模拟数字转换器
1106 数字电路
具体实施方式
请参考图1，图1为一示例性指纹感测电路的示意图。示例性指纹感测电路包括一像素阵列及一模拟前端(Analog Front-End，AFE)电路，为了便于说明，图1仅示出像素阵列中的一像素单元。在像素阵列中，每一像素单元包括一感测电极(如像素板，参见图1所示)以及一电荷放大器(或称为像素放大器)。多个像素单元可分时切换，以分别输出感测信号至模拟前端电路。当手指碰触指纹感测器时，可视为连接于全域接地端。通过传输信号TX(或称为激发信号)，像素阵列可取得手指电容Cf的信息，并将手指电容信息转换为感测信号(其可以是一电压信号)，作为电荷放大器的输出信号。像素的感测信号可包括一共模(common-mode)部分及一差模(differential-mode)部分。
图1所示的电荷放大器具有差分电路结构，其中，电荷放大器的反向输入端接收携带有手指电容Cf信息的信号，电荷放大器的非反向输入端则接收一参考电压。一传输信号TX(如方波信号)被提供给设置有电荷放大器电路的基板，使得其它电压信号例如电源供应电压、接地电压及参考电压等都存在基于传输信号TX而产生的电平移位。换句话说，上述电压信号都依传输信号TX而触发(即所述电压信号的电平在相同时间点转态)。传输信号TX可由指纹感测电路内建的一电荷泵电路(未示于图1)所产生，且传输信号TX的峰对峰振幅可以是AVDD或任何可行的电压值。像素单元的输出端(即电荷放大器的输出端)连接于模拟前端电路的其中一输入端。
请参考图2，图2为像素单元的输出信号的示意图，此输出信号可被输出至模拟前端电路。指纹感测器可由一保护层进行保护或隔离，此保护层可以是玻璃或表面涂层，如图1所示。因此，像素单元所携带的电容信息与保护层电容Cg及手指电容Cf的串联有关，因而差模部分(有关于手指电容Cf的部分)相较于共模部分而言十分微弱。再者，传输信号TX的触发会在共模部分产生大幅度的电压变化。
在图1及图2中，当手指未接触时，仅共模部分信号出现在像素单元的输出端。当手指接触到指纹感测器且传输信号TX位于高电平时，像素单元输出一重置电压，其等于VCM(如1V)加上AVDD(如3V，其为传输信号TX的振幅)。当传输信号TX从高电平转态至低电平时，像素单元的输出信号也在传输信号TX的下降缘上从高电平转态至低电平，以带出手指电容Cf的信息。如图2所示，每当传输信号TX的电平发生从高到低的转态时，像素单元的输出端会产生如图2所示的输出信号。在像素单元的输出信号中，下降电平包括TX下降的幅度(即图2所示的共模(偏移)部分，其等于传输信号TX的峰对峰振幅AVDD)加上差模部分的大小(即手指电容Cf所产生的电压信号)。
请参考图3，图3为共模电压补偿机制不存在的情形下像素单元的下一级电路(即模拟前端电路)的示意图。以下基于图3的内容分析像素单元的输出信号的共模部分对下一级的模拟前端电路所产生的影响。当不存在共模电压补偿机制之下，每当传输信号TX从高电平转态至低电平时，由于共模电压的下降，像素单元的输出信号存在相当大的电压电平变化，使得模拟前端电路的浮动节点(即模拟前端电路中的差分放大器的输入端)的电压Vf也产生大幅下降的电压电平变化，如以下方程式所示：
其中，C1为差分放大器的输入电容，Cp1为差分放大器的输入端的寄生电容，C2为差分放大器的反馈电容，AVDD为传输信号TX的峰对峰电压振幅。Vf的电压电平变化(等于-C1/(C1+Cp1+C2)×AVDD)可根据电容C1及C2的比例来决定。在放大器的增益C1/C2大于或等于1的情形下，差分放大器的输入端的电压Vf可能到达小于零的电平(Vf<0V)，而差分放大器在Vf<0V之下无法正常工作，易造成模拟前端电路的输出信号饱和。
为消除感测信号的共模部分，可设置一补偿电容组来接收补偿信号。此补偿机制可用来控制耦接于放大器输入端的浮动节点维持在定电压电平。搭配适当的补偿信号及感测信号的波形设计，耦接于放大器输入端的浮动节点可维持在恒定的共模电压电平，避免模拟前端电路的输出信号饱和。为达到此目的，补偿信号可根据感测信号的共模部分而产生。更明确来说，可设定补偿信号的变化方向相反于感测信号的共模部分的变化方向，此外，还可设定补偿信号的变化量的绝对值大致等于感测信号的共模部分的变化量的绝对值。
图4示出了具有差分电路结构的一模拟前端电路40作为范例。如图4所示，模拟前端电路40包括一电容组、一放大器OP1、一输入开关组SW1～SW2及一反馈开关组SW3～SW4。对差分结构而言，电容组可包括两个输入电容Cin1及Cin2、两个补偿电容Ccomp1及Ccomp2、以及两个反馈电容Cfb1及Cfb2，且放大器OP1为一差分放大器。输入开关器SW1及SW2分别耦接于输入电容Cin1与放大器OP1的非反向输入端(+)之间及另一输入电容Cin2与放大器OP1的反向输入端(-)之间。反馈开关器SW3耦接于放大器OP1的非反向输入端(+)与反向输出端(-)之间，反馈开关器SW4耦接于放大器OP1的反向输入端(-)与非反向输出端(+)之间。输入电容Cin1及补偿电容Ccomp1耦接于一节点S1，节点S1并通过输入开关器SW1耦接于放大器OP1的非反向输入端的(即浮动节点x)。输入电容Cin2及补偿电容Ccomp2耦接于一节点S2，节点S2并通过输入开关器SW2耦接于放大器OP1的反向输入端(即浮动节点y)。Cp1代表放大器OP1的输入端的寄生电容。Vin为模拟前端电路40的一输入信号。输入信号Vin可以是由例如图1所示的指纹感测器所产生并从像素单元输出的感测信号。Vref为一参考信号，其可以是例如脉冲信号或方波信号。Voutp及Voutn则是放大器OP1的输出信号。
在输入信号Vin的输入路径上，输入电容Cin1用来将输入信号Vin耦合至节点S1。在对应的补偿路径上，补偿电容Ccomp1用来将一补偿信号Vcomp耦合至节点S1。同样地，在参考信号Vref的输入路径及其对应的补偿路径上，输入电容Cin2用来将参考信号Vref耦合至节点S2，且补偿电容Ccomp2用来将补偿信号Vcomp耦合至节点S2。放大器OP1分别通过开关器SW1及SW2耦接至节点S1及S2，可用来放大由输入电容Cin1耦合的输入信号Vin，更明确来说，放大器OP1可用来放大输入信号Vin中相关于手指电容Cf的差模部分，同时消除输入信号Vin中的共模部分。
如上所述，补偿信号Vcomp可根据输入信号Vin的共模部分而产生。更明确来说，可设定补偿信号Vcomp的变化方向相反于输入信号Vin的共模部分的变化方向，并设定补偿信号Vcomp的变化量的绝对值大致等于输入信号Vin的共模部分的变化量的绝对值。当输入电容Cin1及Cin2以及补偿电容Ccomp1及Ccomp2具有相同电容值的情况下，耦合至节点S1及S2的信号强度可完美地被消除(因输入信号Vin与补偿信号Vcomp具有相等绝对值及相反变化方向)。然而，由于工艺变异，补偿电容Ccomp1及Ccomp2及/或输入电容Cin1及Cin2之间可能存在电容值的不匹配，且不匹配的程度取决于电容大小和布局结构。不匹配将导致节点S1及S2上的共模部分无法完整消除。
为解决上述不匹配问题，可在信号路径上加入两组交换开关组。此交换开关组可在交换阶段及非交换阶段的操作之后完整消除共模部分。在非交换阶段中，交换开关组可采用一非交换设定；在交换阶段中，交换开关组可采用一交换设定。
请参考图5，图5为本发明实施例一模拟前端电路50的示意图。模拟前端电路50的电路结构类似于模拟前端电路40的电路结构，故功能相似的信号及组件都以相同符号表示。模拟前端电路50与模拟前端电路40之间的差异在于，模拟前端电路50还包括两组交换开关组SWG1及SWG2。详细来说，模拟前端电路50中的放大器OP1的输入端耦接于浮动节点x及y。输入开关组SW1～SW2耦接于浮动节点x及y与节点SA1及SA2之间。交换开关组SWG1耦接于节点SA1及SA2与节点SB1及SB2之间。输入电容Cin1及Cin2耦接于节点SB1及SB2与节点SC1及SC2之间。补偿电容Ccomp1及Ccomp2耦接于节点SB1及SB2与一补偿节点组之间。交换开关组SWG2耦接于节点SC1及SC2与一输入节点组SIN1及SIN2之间。在图5所示的结构中，补偿电容Ccomp1及Ccomp2可接收耦合自补偿节点组的补偿信号Vcomp，输入电容Cin1及Cin2可通过交换开关组SWG2接收耦合自输入节点组SIN1及SIN2的输入信号Vin。
图6A示出了操作在非交换阶段之下的模拟前端电路50，其中，交换开关组SWG1及SWG2具有非交换设定。详细来说，在非交换阶段中，交换开关组SWG2可用来将输入节点SIN1耦接至节点SC1并将输入节点SIN2耦接至节点SC2；交换开关组SWG1可用来将节点SB1耦接至节点SA1并将节点SB2耦接至节点SA2。图6B示出了操作在交换阶段之下的模拟前端电路50，其中，交换开关组SWG1及SWG2具有交换设定。详细来说，在交换阶段中，交换开关组SWG2可用来将输入节点SIN1耦接至节点SC2并将输入节点SIN2耦接至节点SC1；交换开关组SWG1可用来将节点SB1耦接至节点SA2并将节点SB2耦接至节点SA1。
非交换阶段及交换阶段各自还包括一重置阶段、至少一补偿阶段及一感测阶段，其中，输入开关组SW1～SW2及反馈开关组SW3～SW4可进行运作以产生差分输出信号Voutp-Voutn。图7A～7E示出了非交换阶段中交换开关组SWG1及SWG2具有非交换设定的情况下，模拟前端电路50分别在重置阶段、补偿阶段及感测阶段的运作。在这些阶段期间，节点SA1及SA2上的电压Vs会经历共模电压的消除。图8为图7A～7E的不同阶段(ph1～ph5)之下每一节点的电压信号以及开关器的控制信号的波形图。为抵消输入信号Vin中的负直流误差值–AVDD(其来自于传输信号TX的转态)所造成的影响，可在模拟前端电路50中采用补偿电容Ccomp1及Ccomp2，并且在每一补偿电容Ccomp1及Ccomp2对应的补偿节点上供应具有正直流误差值+AVDD的信号，使得向上的电压变化与向下的电压变化在节点SA1或SA2上彼此抵消。换句话说，通过电容组中电容的运作，可消除因直流误差所产生的输入信号Vin的共模部分。因此，耦接于放大器OP1输入端的浮动节点x及y能够维持在恒定的电压电平。通过上述补偿机制，对应于手指电容Cf的像素单元输出信号的差模部分(即输入信号Vin)搭配稳定的共模电压电平可被模拟前端电路50中的差分放大器OP1的一输入端所接收。
请参考图7A及图8，其中，阶段A1是一重置阶段，此时开关器SW1～SW4被开启。更明确来说，输入开关器SW1及SW2可开启节点SA1及SA2与浮动节点x及y之间的信号路径。在此阶段中，传输信号TX位于高电平，且像素单元进行重置。在指纹感测电路的电荷放大器电路中，一重置开关器(未示于图1)连接于电荷放大器的非反向输入端及输出端之间。当像素单元重置时，此重置开关器被导通。此时，补偿信号Vcomp的电压电平为0V，且输入信号Vin及参考信号Vref的电压电平都等于VCM+AVDD。
在重置阶段中，浮动节点x及y上的总电荷量可通过以下方式得到：
qph1,x＝Ccomp1·(VCM-0)+Cin1·[VCM-(VCM+AVDD)]+Cp1·VCM；
qph1,y＝Ccomp2·(VCM-0)+Cin2·[VCM-(VCM+AVDD)]+Cp1·VCM。
请参考图7B及图8，其中，阶段A2是一补偿阶段，此时开关器SW1～SW4被关闭。更明确来说，输入开关器SW1及SW2可关闭节点SA1及SA2与浮动节点x及y之间的信号路径，以将放大器OP1的输入端和模拟前端电路50的输入端隔离(即分别将浮动节点x及y与节点SA1及SA2隔离)，进而避免由输入信号路径上输入电容Cin1及Cin2耦合的电压电平变化以及由补偿路径上补偿电容Ccomp1及Ccomp2耦合的电压电平变化影响到放大器OP1的输入端的电压电平。在此阶段中，补偿路径上的电压电平变化通过补偿电容Ccomp1及Ccomp2被耦合至节点SA1及SA2。因此，输入信号Vin及参考信号Vref的电压电平都等于VCM+AVDD，且补偿信号Vcomp的电压电平从0V上升至AVDD。由于传输信号TX被预期将出现一下降电压电平–AVDD，可据此产生具有一上升电压电平+AVDD的补偿信号Vcomp，其中，补偿信号Vcomp的变化方向与输入信号Vin的共模部分的变化方向(来自于传输信号TX)相反，且补偿信号Vcomp的变化量的绝对值与输入信号Vin的共模部分的变化量的绝对值相等。
如上所述，补偿信号可根据感测信号的共模部分而产生。更明确来说，可设定补偿信号的变化方向相反于感测信号的共模部分的变化方向。此外，还可设定补偿信号的变化量的绝对值大致等于感测信号的共模部分的变化量的绝对值。以图7A～7E及图8为例，其中补偿信号Vcomp为一阶电压抬升，即补偿信号Vcomp的电压电平从0V一次抬升到AVDD。电压抬升的方式也可修改为N阶电压抬升或通过定斜率上升电压来实现，进而实现多阶段电压抬升。采用N阶电压抬升方式时，补偿信号Vcomp可以是包括N个阶段的一N阶上升信号，N为大于或等于1的正整数。N阶上升信号的N个阶段的总和可相等于输入信号Vin的共模部分的下降电压电平的变化量，即AVDD。采用定斜率上升电压的方式时，补偿信号Vcomp可以是一斜坡电压(ramp voltage)，此斜坡电压的上升电压电平可相等于输入信号Vin的共模部分的下降电压电平的变化量，即AVDD。
请参考图7C及图8，其中，阶段A3是基于传输信号TX的振幅(AVDD)的TX耦合运作。在此阶段中，传输信号TX的电压电平由AVDD变为0V，因而输入信号Vin的电压电平从VCM+AVDD(阶段A2的电平)变为VCM。在此阶段中，位于放大器OP1输入端的浮动节点x及y仍被隔离，即输入开关器SW1及SW2仍关闭。传输信号TX从AVDD变为0V的电压电平变化使得共模部分(其在本发明中为无用的信号且需被消除)及差模部分(其为有用的信号)出现在像素单元的输出端，如图2所示。需注意的是，何时在像素单元的输出端产生差模部分可根据电荷放大器电路中重置开关器关闭的时间点来决定。在图7C所示的实施例中，阶段A3尚未出现差模部分。在此阶段中，补偿信号Vcomp的电压电平等于AVDD，且输入信号Vin及参考信号Vref的电压电平都等于VCM。
在阶段A1～A3期间，电压电平变化量+ΔVs及–ΔVs出现在节点SA1及SA2上，此时输入开关器SW1及SW2仍关闭，可避免放大器OP1输入端受到来自于节点SA1及SA2的电压耦合的影响。
在阶段A4中(参见图7D)，输入开关器SW1及SW2被开启，且节点SA1的电压Vs及浮动节点的电压Vf都等于VCM。关于阶段A2至阶段A4中浮动节点x及y上总电荷量的详细推导记载于中国专利申请号201910022426.X中，在此不赘述。
在阶段A5中(参见图7E)，输入开关器SW1及SW2持续开启。更明确来说，输入开关器SW1及SW2持续开启节点SA1及SA2与浮动节点x及y之间的信号路径。位于像素单元的电荷放大器电路中的重置开关器被关闭，使得差模部分出现在像素单元的输出端(即作为输入信号Vin的差模部分输出至模拟前端电路50)。差模部分信号是在共模部分信号的基础上的电压电平移位，使得电压Vs及电压Vf的电压电平成为VCM*(不同于VCM，参见图8)。阶段A5可视为模拟前端电路50接收到像素单元的感测信号的一感测阶段。
在感测阶段中(阶段A5)，由于模拟前端电路50所接收的电压变化量包括共模部分信号及差模部分信号，因此模拟前端电路50可输出一电压值Vswing，其中Voutn＝(VCM-0.5·Vswing)且Voutp＝(VCM+0.5·Vswing)。
因此，浮动节点x上的总电荷量可通过以下方式计算而得：
且浮动节点y上的总电荷量可通过以下方式计算而得：
其中，VCM及VDM分别表示模拟前端电路50的共模部分信号及差模部分信号，C2为反馈电容Cfb1及Cfb2的电容值，而其它参数Cp1、Cin1、Cin2、Ccomp1及Ccomp2都代表其相对应电容的电容值。
因为电荷量守恒，从阶段A1到阶段A5可取得以下等式：
qph1,x＝qph5,x；
qph1,y＝qph5,y；
因此，模拟前端电路50的差分输出信号可通过推导以取得以下等式：
在等式(1)中，等号右边第一项为欲放大的信号电压，第二项则是因电容不匹配所产生的余留共模电压。由于工艺变异，输入电容Cin1及Cin2以及补偿电容Ccomp1及Ccomp2可能具有不同电容值，使得差分输出信号值出现余留共模电压。如上所述，电压AVDD是从像素单元通过输入电容Cin1及Cin2耦合至模拟前端电路50的传输信号TX的振幅，当输入电容及补偿电容不存在任何不匹配的情况下，电压AVDD可被补偿电容Ccomp1及Ccomp2以及相对应的补偿信号消除。若电容之间存在差异或不匹配时，则无法完全消除AVDD项，使得AVDD项余留在模拟前端电路50的输出信号中，如等式(1)所示。这样的不匹配将在模拟前端电路50的输出信号上产生无法忽略的电压误差。
为了消除余留的共模电压，可控制交换开关组SWG1及SWG2在非交换设定与交换设定之间切换，使得非交换阶段及交换阶段得到的差分输出信号中的共模电压可通过平均而对消。
在上述操作中，模拟前端电路50在非交换阶段期间(其中交换开关组SWG1及SWG2具有非交换设定)从阶段A1依序运作到阶段A5。接着，非交换阶段结束且交换阶段开始，此时交换开关组SWG1及SWG2切换为如图6B所示的交换设定。在交换阶段期间，模拟前端电路50以类似于阶段A1至阶段A5的方式，从阶段B1依序运作到阶段B5。如图9A～9E所示，在阶段B1到阶段B5中，输入开关组SW1～SW2及反馈开关组SW3～SW4的状态以及信号耦合方式都相同于阶段A1到阶段A5，除了交换开关组SWG1及SWG2的设定不同。换句话说，模拟前端电路50在非交换阶段及交换阶段具有相似的操作，以产生相似的输出信号(如等式(1)所描述)。
假设工艺变异导致输入电容Cin1及Cin2以及补偿电容Ccomp1及Ccomp2之间产生电容差异，其差异量为ε。如图6A及图7A～7E所示，在非交换阶段中(阶段A1～A5)，在通过输入信号Vin的信号路径上，其输入节点SIN1具有输入电容Cin1，电容值为C1·(1+ε)，相对应的补偿路径上具有补偿电容Ccomp1，电容值为C1。在通过参考信号Vref的信号路径上，其输入节点SIN2具有输入电容Cin2，电容值为C1，相对应的补偿路径上具有补偿电容Ccomp2，电容值为C1·(1+ε)。如图6B及9A～9E所示，在交换阶段中(阶段B1～B5)，由于信号路径交换，通过输入信号Vin和输入节点SIN1的信号路径上的电容更换成输入电容Cin2，电容值为C1，其相对应补偿路径上的电容更换成补偿电容Ccomp2，电容值为C1·(1+ε)；通过参考信号Vref和输入节点SIN2的信号路径上的电容更换成输入电容Cin1，电容值为C1·(1+ε)，其相对应补偿路径上的电容更换成补偿电容Ccomp1，电容值为C1。
将上述非交换阶段及交换阶段的电容值分别代入等式(1)之后可得：
由此可知，等式(2)未包括任何共模成分(即AVDD项)。
如上述等式所示，电容不匹配所造成的余留共模电压可在模拟前端电路50在非交换阶段及交换阶段的输出信号(Voutp-Voutn)进行平均之后消除，且欲进行后续处理的信号电压是模拟前端电路50在非交换阶段及交换阶段的输出信号的平均结果。因此，模拟前端电路50可在非交换阶段与交换阶段之间持续切换，即交换开关组SWG1及SWG2持续在非交换设定与交换设定之间切换，以分别产生非交换阶段的一第一输出信号及交换阶段的一第二输出信号。因此，第一输出信号及第二输出信号可进行平均以移除输出信号的共模电压成分。如图10所示，在非交换阶段及交换阶段中，模拟前端电路输出信号都包括一误差部分及一信号部分。其误差部分具有相反极性，其信号部分具有相同极性。将模拟前端电路输出信号平均之后，输出信号中的误差部分可完全消除，因此，平均之后的最终输出信号可正确反映像素单元输出的差模信号。
请参考图11，图11为本发明实施例一信号处理系统110的示意图。信号处理系统110可耦接于一传感器的像素单元(例如图1中的像素单元)，用来处理像素单元的输出信号。如图11所示，信号处理系统110包括一模拟前端电路1102、一模拟数字转换器(analogto digital converter，ADC)1104及一数字电路1106。模拟前端电路1102可实现如图5中模拟前端电路50的结构，其交替操作在非交换阶段及交换阶段，以产生输出信号用于后续平均。接着，模拟数字转换器1104可将输出信号转换为相对应的数字码。对应于非交换阶段及交换阶段的数字码可在数字电路1106中进行平均。如此一来，电容不匹配所造成的余留共模电压(即误差项)可完全抵消，仅保留实际信号项。最终取得的信号即为非交换阶段与交换阶段的平均结果，如图11所示。
值得注意的是，本发明实施例的目的在于提供一种可用来处理来自于指纹感测器的感测信号的信号处理电路及系统，通过开关的交换设定以及输出信号的平均，可完美移除感测信号的共模部分。本领域技术人员当可据此进行修饰或变化，而不限于此。举例来说，在图7A～7E所示的实施例中，差模部分信号在阶段A5时出现在输入信号Vin上(即从像素单元输出)。但在本发明另一实施例中，差模部分信号可提早在阶段A3或阶段A4出现，其不影响节点SA1及SA2上的电压补偿效果。除此之外，本发明的实施例可应用于指纹感测器，其中，模拟前端电路的输入信号可以是从触摸屏上的指纹感测器接收的指纹信号。然而本发明不应以此为限，而本发明的信号处理电路及系统也可应用于其它类型的信号。再者，每一交换开关组都可通过任何方式实现。在一实施例中，一交换开关组可包括四个开关器，其中每一开关器耦接于交换开关组的两前端其中一者与两后端其中一者之间。或者，一交换开关组可通过选择器或多路复用器来实现，其中，一选择器或多路复用器可用来将交换开关组的一前端选择耦接至其中一后端，或用来将交换开关组的一后端选择耦接至其中一前端。关于交换开关组的详细实现方式不应用以限制本发明的范畴。
在另一实施例中，交换开关组还可设置于信号路径上的其它位置，以实现信号路径交换。请参考图12，图12为本发明实施例另一模拟前端电路120的示意图。图12还示出了一模拟数字转换器，其可包含在模拟前端电路120中或独立于模拟前端电路120之外。模拟前端电路120的电路结构类似于模拟前端电路50的电路结构，故功能相似的信号及组件都以相同符号表示。来自于指纹感测器的像素阵列的感测电压信号可通过模拟前端电路120再由模拟数字转换器所接收。
为了提升信号强度以利模拟数字转换器进行转换，模拟前端电路120可包括多级运算放大器(OP1～OPn)。电压信号可由各级运算放大器进行放大之后进入模拟数字转换器，以产生数字码。一般来说，模拟数字转换器被设定用来接收正极性的电压，因而较大的接收电压可对应输出较大的数字码。然而，从指纹感测器的像素阵列接收的电压信号通常是负极性，这是因为当感测到的手指电容较大时，感测电压信号的电压电平较低，如图2所示。因此，模拟前端电路可包括具有反向(inverting)极性的运算放大器(其输出信号的极性相反于输入信号的极性，如OP1，以(-)表示)，以改变感测电压信号的极性使其输出至模拟数字转换器时为正极性。其它运算放大器可设置为非反向(non-inverting)极性，以(+)表示。
在此例中，设置于信号路径上的两组交换开关组SWG1及SWG2可控制输出至模拟数字转换器的电压信号维持在正极性，无论是非交换阶段或交换阶段。在另一实施例中，交换开关组SWG2也可设置于信号路径上的其它位置，其可以是但不限于OP1及OP2之间、OP2后端、或OPn前端等。
图12示出了具有正极性的模拟数字转换器的一种范例电路，其在接收较大电压时输出较大数字码。然而，在另一实施例中，只要模拟数字转换器所接收的信号无论在非交换阶段及交换阶段都具有相同极性，模拟数字转换器也可被设定为当接收较大的负极性电压时输出较大的数字码。在图12所示的模拟前端电路120中，第一级运算放大器OP1为反向极性，而后续其它运算放大器都是非反向极性；但在另一实施例中，第一级运算放大器OP1不需限定为反向极性，其也可以是非反向极性，同时后续其中一级运算放大器改为采用反向极性，即可在模拟前端电路120中实现正确的极性设定。
图13示出了本发明实施例的又一模拟前端电路130。如图13所示，模拟前端电路130的电路结构类似于模拟前端电路120的电路结构，故功能相似的信号及组件都以相同符号表示。模拟前端电路130与模拟前端电路120之间的差异在于，交换开关组SWG2设置于运算放大器OP1与OP2之间而非设置于输入电容Cin1及Cin2之前。在此例中，运算放大器也可通过任何适当的方式来实现以具备正确的极性设定。
综上所述，本发明实施例提供了一种信号处理电路及系统，可用来处理来自于感测器的感测信号，以通过开关的交换设定以及输出信号的平均来完整移除感测信号的共模部分。信号处理电路可以是一模拟前端电路，用来从一感测器接收感测信号。详细来说，模拟前端电路可包括两组交换开关组。在一非交换阶段中，交换开关组可采用非交换设定；在一交换阶段中，交换开关组可采用交换设定。模拟前端电路在非交换阶段中取得的输出信号以及在交换阶段中取得的输出信号可在数字域进行平均，使得因输入电容及补偿电容的不匹配而余留在输出信号中的共模电压能够完整消除。因此，无效的共模部分可从输出信号中移除，使得输出信号能够正确地反映感测到的指纹信号。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种信号处理电路，用来处理来自于一传感器的一感测信号，该信号处理电路包括：
一放大器，耦接于一第一浮动节点及一第二浮动节点，用来放大耦合自该第一浮动节点及该第二浮动节点的该感测信号，其中，该第一浮动节点及该第二浮动节点分别耦接到该放大器的两个输入端；
一第一开关组，耦接于一第一节点组与该第一浮动节点及该第二浮动节点之间，该第一开关组包括一第一开关器及一第二开关器，其中，该第一开关器耦接于该第一浮动节点与该第一节点组的一第一节点之间，该第二开关器耦接于该第二浮动节点与该第一节点组的一第二节点之间；
一第二开关组，耦接于一第二节点组与该第一节点组之间，该第二开关组具备在一非交换设定及一交换设定之间切换的能力，其中，在该非交换设定中，该第二开关组用来将该第二节点组的一第一节点耦接至该第一节点组的该第一节点并将该第二节点组的一第二节点耦接至该第一节点组的该第二节点，而在该交换设定中，该第二开关组用来将该第二节点组的该第一节点耦接至该第一节点组的该第二节点并将该第二节点组的该第二节点耦接至该第一节点组的该第一节点；
一输入电容组，耦接于该第二节点组及一输入节点组，用来接收耦合自该输入节点组的该感测信号；以及
一补偿电容组，耦接于一补偿节点组与该第二节点组之间，用来接收耦合自该补偿节点组的一补偿信号。
2.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，存在至少一补偿阶段以及位于该补偿阶段之后的一感测阶段，其中，在该至少一补偿阶段期间，该第一开关组用来关闭该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的多条信号路径，而在该感测阶段期间，该第一开关组用来开启该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的该多条信号路径。
3.如权利要求2所述的信号处理电路，其特征在于，还存在位于该至少一补偿阶段之前的一重置阶段，在该重置阶段期间，该第一开关组用来开启该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的该多条信号路径。
4.如权利要求2所述的信号处理电路，其特征在于，该至少一补偿阶段中的每一补偿阶段包括一非交换阶段及一交换阶段，其中，在该非交换阶段中，该第二开关组具有一非交换设定，而在该交换阶段中，该第二开关组具有一交换设定。
5.如权利要求2所述的信号处理电路，其特征在于，该感测阶段包括一非交换阶段及一交换阶段，其中，在该非交换阶段中，该第二开关组具有一非交换设定，而在该交换阶段中，该第二开关组具有一交换设定。
6.如权利要求3所述的信号处理电路，其特征在于，该重置阶段包括一非交换阶段及一交换阶段，其中，在该非交换阶段中，该第二开关组具有一非交换设定，而在该交换阶段中，该第二开关组具有一交换设定。
7.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，还包括一第三开关组，耦接于该输入节点组与一第三节点组之间，该第三节点组还耦接于该输入电容组，且该第三节点组具备在一非交换设定及一交换设定之间切换的能力。
8.如权利要求7所述的信号处理电路，其特征在于，在该非交换设定中，该第三开关组用来将该输入节点组的一第一节点耦接至该第三节点组的一第一节点并将该输入节点组的一第二节点耦接至该第三节点组的一第二节点，而在该交换设定中，该第三开关组用来将该输入节点组的该第一节点耦接至该第三节点组的该第二节点并将该输入节点组的该第二节点耦接至该第三节点组的该第一节点。
9.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，该补偿电容组及该第一开关组用来消除该感测信号的一共模部分，该第二开关组用来补偿该输入电容组及该补偿电容组的电容不匹配。
10.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，该输入电容组、该补偿电容组及该第一开关组用来控制该第一及第二浮动节点维持在恒定的电压电平。
11.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，该补偿信号是根据该感测信号的一共模部分而产生。
12.如权利要求11所述的信号处理电路，其特征在于，该补偿信号的变化方向与该感测信号的该共模部分的变化方向相反。
13.如权利要求11所述的信号处理电路，其特征在于，该补偿信号的变化量的绝对值与该感测信号的该共模部分的变化量的绝对值相等。
14.如权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，该感测信号是一指纹感测信号。
15.一信号处理系统，用来处理来自于一传感器的一感测信号，该信号处理系统包括：
一信号处理电路，包括：
一放大器，耦接于一第一浮动节点及一第二浮动节点，用来放大耦合自该第一浮动节点及该第二浮动节点的该感测信号，其中，该第一浮动节点及该第二浮动节点分别耦接到该放大器的两个输入端；
一第一开关组，耦接于一第一节点组与该第一浮动节点及该第二浮动节点之间，该第一开关组包括一第一开关器及一第二开关器，其中，该第一开关器耦接于该第一浮动节点与该第一节点组的一第一节点之间，该第二开关器耦接于该第二浮动节点与该第一节点组的一第二节点之间；
一第二开关组，耦接于一第二节点组与该第一节点组之间，该第二开关组具备在一非交换设定及一交换设定之间切换的能力，其中，在该非交换设定中，该第二开关组用来将该第二节点组的一第一节点耦接至该第一节点组的该第一节点并将该第二节点组的一第二节点耦接至该第一节点组的该第二节点，而在该交换设定中，该第二开关组用来将该第二节点组的该第一节点耦接至该第一节点组的该第二节点并将该第二节点组的该第二节点耦接至该第一节点组的该第一节点；
一输入电容组，耦接于该第二节点组及一输入节点组，用来接收耦合自该输入节点组的该感测信号；以及
一补偿电容组，耦接于一补偿节点组与该第二节点组之间，用来接收耦合自该补偿节点组的一补偿信号；
一模拟数字转换器，耦接于该信号处理电路；以及
一数字电路，耦接于该模拟数字转换器。
16.如权利要求15所述的信号处理系统，其特征在于，存在一重置阶段、位于该重置阶段之后的至少一补偿阶段、以及位于该补偿阶段之后的一感测阶段，其中，在该重置阶段期间，该第一开关组用来开启该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的多条信号路径，在该至少一补偿阶段期间，该第一开关组用来关闭该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的该多条信号路径，而在该感测阶段期间，该第一开关组用来开启该第一节点组与该第一及第二浮动节点之间的该多条信号路径。
17.如权利要求16所述的信号处理系统，其特征在于，该重置阶段、该至少一补偿阶段及该感测阶段的每一者都包括一非交换阶段及一交换阶段，其中，在该非交换阶段中，该第二开关组具有该非交换设定，而在该交换阶段中，该第二开关组具有该交换设定。
18.如权利要求15所述的信号处理系统，其特征在于，该补偿电容组及该第一开关组用来消除该感测信号的一共模部分，该第二开关组用来补偿该输入电容组及该补偿电容组的电容不匹配。
19.如权利要求15所述的信号处理系统，其特征在于，该感测信号是一指纹感测信号。
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