CN110521123B - 用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法，其中连续测量传感器元件的电容值并将电容值处理成数字传感器信号。通过借助于数字滤波器、优选FIR滤波器对所述传感器信号进行滤波，产生滤波器信号，滤波器信号在其时间走向中再现传感器信号的动态特性，数字滤波器在偏移消除的同时执行脉冲压缩，对所述滤波器信号的观察不仅使得通常可见与电容传感器元件的接触，而且还可以高度可靠地确定该接触的精确时刻。

Description

用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法
技术领域
本发明涉及一种用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法，其中连续测量传感器元件的电容值并将电容值处理成数字传感器信号。
背景技术
这里讨论的类型的方法用于评估电容式的接触传感器或接近传感器。这样的传感器可以检测通过敏感区域内的对象(例如用户的手指或触笔)进行的接触或接近的存在，并且在相应的构造方案中检测通过敏感区域内的对象(例如用户的手指或触笔)进行的接触或接近的位置。接触敏感区域可以在此例如覆盖显示屏幕。在显示器应用中，接触或接近传感器可以实现用户直接与屏幕上显示的内容交互，而不是通过鼠标或类似的输入设备间接交互。
存在许多不同类型的接触传感器，例如电阻式接触传感器、利用表面声波的接触传感器、以及电容式接触传感器，其中电容式接触传感器此时已经变得最为普遍，利用电容式接触传感器恰好尤其也已经可以检测到单纯的近似值。
当物体接触电容式接触传感器的表面或来到电容式接触传感器的表面附近时，发生传感器元件的电容值的变化。相关联的传感器控制仪或由其使用的测量方法的任务是，处理该电容变化以便检测触发式的接触或接近。在这里，特别的困难在于，传感器元件的电容值，并且特别是要检测的变化非常小。出于这个原因，人们喜欢使用所谓的集成方法进行电容值的测量，其中在多个彼此相继的循环中，小的电荷量从传感器元件(传感器元件的电容值相对较小且可变)被传递到具有已知的固定且显着更大的电容值的积分电容器。然后，在预定数量的这种积分周期电压之后施加到积分电容器上的电压通过A/D转换器测量或者通过比较器电路评估并处理成数字传感器信号。但是，不排除电容变化也可以通过其他方法确定。
通过德国公开文件DE 10 2010 041 464 A1已知一种用于检测电容传感器元件的接触的方法，其中如上所述的数字传感器信号被连续检测并与预定信号阈值进行比较。只要没有手指或待检测的其他对象接近传感器元件，传感器信号就保持在基本恒定的基值上。然而，当手指接近到传感器元件时，传感器信号显着增加。当传感器信号超过预定信号阈值时，进行对电容传感器元件的接触的实际识别。
实际上，传感器信号取决于许多参数。因此，不仅操作者的进行操作的身体部分的形状或尺寸，即例如更薄或更厚的手指影响该传感器信号，该身体部分在传感器上的定位也例如起到重要作用。因此，最高灵敏度通常直接被给定成在传感器元件的重心之上并且朝向其边缘减小。这些影响只能通过皮肤表面或手指的弹性在很小程度上得到补偿。
在传感器面的典型布置的情况下，特别是在机动车辆中，并且在所描述的对先前定义的信号阈值的评估中，不能确保与检测到接触相关联的功能的可靠触发。用手套操作该传感功能可能另外加剧了问题。在实现用手套操作的信号阈值的设计中，在没有手套的操作中已经在传感器表面上方几毫米处进行有误地检测假定的接触。
由诸如磁力线圈、振动马达等致动器进行的必要时期望的主动触觉反馈也需要表面的接触。为此，在现有技术中，电容式传感装置必须被补充有力传感装置，这在技术上要复杂得多且昂贵。
发明内容
与上述方法相比，根据本发明的方法不仅通常实现检测电容传感器元件的接触，而且还能够以高精度和高信噪比增益确定该接触的时刻。由此不仅确保实际上与所描述的影响参数(例如手指的尺寸，形状和位置或甚至不同厚度的手套)无关地检测传感器元件的接触，而且实现了接触所预期的动作的实际无延迟的触发。
根据本发明，这通过具有实施方式1的特征的方法实现。
在此，首先传感器信号的滤波最好借助于数字滤波器，优选FIR滤波器来执行，该数字滤波器在消除偏移的同时以脉冲压缩的形式执行边沿检测并输出滤波器信号。该滤波器信号取决于信号走向和叠加噪声而具有最小值和最大值，其中手指的接近由上升的滤波器信号表示，直到它在紧接着放置的时刻之前达到滤波器信号的最大值。例如，这种最大值的幅度值显着高于例如由噪声引起的幅度值。根据本发明，如果滤波器信号超过第一滤波器阈值，则滤波器信号的上升被认为是初始信号动态。
在确定初始动态之后，将滤波器信号的局部或甚至更好的全局最大值确定为最大动态，并且将第二滤波器阈值、优选地临时第二滤波器阈值设置为滤波器信号的最大值的百分比或返回到先前固定定义的第二阈值。
然后，当通过接触引起的传感器信号的行程超过预定的传感器信号阈值时，输出滤波器信号低于临时或固定的第二滤波器阈值的时刻作为电容传感器元件的接触时刻。必须选择该传感器信号阈值以使得其一方面考虑信号偏移，即接触之前的传感器信号的值作为虚拟零线，另一方面必须选择传感器信号阈值以使其另外具有与加性噪声的足够距离。
信号偏移通常不是恒定的，并且很大程度上取决于外部参数，例如温度。因此，如果不考虑信号偏移的漂移，则先前定义的固定传感器信号阈值将相对于信号偏移作为虚拟零线进行移位。因此，为了避免对接触检测的影响，通过从传感器信号中连续地减去在时间上不恒定的信号偏移而最小化或甚至消除在时间上不恒定的信号偏移的影响是非常重要的。
滤波器信号具有其时间积分导致传感器信号的走向或行程的无偏移重构的特性。通过具有相对大的时间常数的调节回路，例如由温度波动引起的信号漂移的有源漂移补偿从重构的传感器信号产生误差信号，该误差信号也用于进一步的信号评估。当滤波器信号超过固定的第一滤波器阈值时，确定初始动态并且关断重构的传感器信号的漂移补偿。
当漂移补偿的误差信号作为无漂移和无偏移的重构的传感器信号的数值在该时刻高于固定的传感器信号最小值时，输出滤波器信号低于临时或固定的第二滤波器阈值的时刻作为电容传感器元件的接触时刻，该传感器信号最小值与噪声具有足够的距离。
在输出与电容传感器元件接触的时刻之后，禁止重新发出这样的时刻，直到检测到刚刚发出的接触结束为止。为此，第二传感器信号阈值优选地设置为无漂移和无偏移的重构的传感器信号的最大值的百分比，并且当该重构的传感器信号低于固定的第二传感器信号阈值时，检测到接触结束。完成接触后，整个系统将被开启以进行新的检测。
通过传感器信号的根据本发明的优选地借助于FIR滤波器进行的滤波，当接近或接触传感器元件时可以观察传感器信号的时间特性。作为所执行的脉冲压缩的结果，滤波器信号在其时间走向中再现传感器信号的动态特性，同时改善信噪比，由此也可以可靠地检测例如由手套致动引起的微弱振幅。
当手指或其他身体部位从更远的距离接近到传感器元件时，传感器信号连续变得更大。当接触传感器元件时，手指于是制动并且在其弹性的范围中变形。该过程在传感器信号的时间特性中再现的是，该传感器信号最初增加得更慢，并且然后当手指完全静止时保持几乎恒定。这种特性定性地在很大程度上取决于手指的大小、手指在传感器面上的位置以及是否使用手套。
与信号特征无关，致动可以非常快或非常慢地进行，因此必须涵盖宽的动态范围。根据本发明，这通过多个信号评估路径来完成，这些信号评估路径在它们的动态范围内重叠并且基本上以不同的速度和不同的灵敏度对接触作出反应。虽然原始传感器信号的采样速率适合于应付最高动态，但该信号用于提供具有最高带宽的路径。
为此，在根据本发明的方法的改型方案中，通过对多个连续值求平均而对连续确定的原始传感器信号进行下采样。在也称为“下采样”的该过程方式中，用相同或不同选择的加权因子平均单个信号值。取决于下采样级的数量，产生另外的信号分支，该信号分支在随后的信号处理步骤中分别解决不同的信号动态，但是在该信号动态中传感器信号经历上面已经详细说明的相同方法步骤。
此外，根据本发明的方法利用的知识是，为了掌握现有定量差异在传感器信号的时间走向中，通常仅在两个方法分支中并行执行评估方法就足够了，该方法分支分别具有不同的时间尺度。为此，通过平均几个、优选四个连续值来对连续确定的传感器信号进行下采样，以形成第二传感器信号。
原始的第一传感器信号和下采样的第二传感器信号然后都在彼此并行执行的方法分支中分别经历另外的方法步骤，该方法步骤目的在于确定传感器信号的通用的定性走向。如果在这种情况下在两个分支之一中检测到对于传感器元件的接触表征的特性，则输出接触的所确定的时间点。
由于线性系统的群时延随着存储器单元(“延迟块”)的有效数量而增加，评估最高信号动态的路径将始终作为第一路径做出反应，因为该路径相对于初始时基在时间上最短。根据由下采样产生的有效时基，延长后续路径的响应时间。因此，相对于初始时钟频率经历最大分隔的路径将是最后触发的路径。
根据本发明，该固有延迟被用于在触发的情况下优选触发最高信号动态(即最快致动)的路径，办法是：一旦检测到致动，所有其他路径被锁定以用于触发。因此，在唯一致动中避免双次或多次触发。
当检测到致动完成时，然后发生整个系统的重置和重新释放，特别是所有调节器的释放。当最小动态的通道检测到致动结束时，这可以(但不一定)发生。该检测基于调节器级的误差信号的重新辨别，误差信号对应于无漂移和无偏移的传感器信号。根据在致动期间发生的误差信号的最大幅度的百分比来计算所需阈值。如果误差信号低于此阈值，则这表示致动结束，并且释放整个系统以进行新的检测。
根据本发明的解决方案的前述描述由此尤其包括通过后续被连续编号的实施方式所限定的各种特征组合：
1.一种用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法，其中连续测量传感器元件的电容值并且将所述电容值处理成数字的传感器信号(SS)，其中，连续确定的所述传感器信号(SS)经历以下方法步骤：
-借助于数字滤波器、优选FIR滤波器(FIR)对所述传感器信号(SS)进行滤波，所述数字滤波器通常显示高通或带通特性并且输出滤波器信号(FS)，
-当所述滤波器信号(FS)超过固定的第一滤波器阈值(FT1)时，确定初始动态，
-确定所述滤波器信号(FS)低于固定的第二滤波器阈值(FT2)的时刻作为该接触的潜在时刻，
-当所述传感器信号(SS)相对于所述传感器信号的偏移超过传感器信号阈值(ST1)时，输出所述电容传感器元件的接触的所确定的实际时刻(BZ)。
2.根据实施方式1所述的方法，其中，用于所述传感器信号(SS)的走向的无偏移重构(RS)的滤波器信号(FS)被连续地积分，并且当重构的所述传感器信号(RS)在该时刻高于所述传感器信号阈值(ST1)时，将接触的所确定的潜在时刻作为接触的实际时刻(BZ)进行输出。
3.根据实施方式1或2所述的方法，其中，连续确定的第一传感器信号(SS)通过关于多个连续值求平均而被下采样至至少一个另外的传感器信号(SS’)，并且原始第一传感器信号(SS)和下采样的至少一个另外的传感器信号(SS*)在并行执行的方法分支(1、2)中分别经历相同的方法步骤。
4.根据实施方式2或3所述的方法，其中，重构的所述传感器信号(RS)的漂移补偿通过调节器机制进行，该调节器机制最初等待FIR滤波器(FIR)的瞬态振荡过程，并且当确定到初始动态时暂时关断漂移补偿。
5.根据实施方式2至4中任一项所述的方法，其中，电容传感器元件的接触的另一个时刻(BZ)的输出被禁止直到该接触的结束，并且如果重构的传感器信号(RS)低于根据重构的传感器信号(RS)的最大值而确定的传感器信号阈值(ST2)，则检测到接触的结束。
6.根据实施方式1至5中任一项所述的方法，其中，在另外的方法分支(1、2)中输出电容传感器元件的接触的时刻(BZ)之后，阻止封闭时间(SZ)的进一步输出/触发。
7.根据实施方式1至6中任一项所述的方法，其中，当优选的方法分支(1、2)检测到接触的结束时，所述封闭时间(SZ)终止。
8.根据实施方式1至7中任一项所述的方法，其中，借助于连续采用的积分方法来测量传感器元件的电容值，其中借助于A/D转换器(ADC)分别测量施加在具有已知电容值的积分电容器处的电压(US)并将该电压处理成数字传感器信号(SS)。
9.根据实施方式1至8中任一项所述的方法，其中，固定的所述第一滤波器阈值(FT1)能够被设置为零，而不限制所述方法的工作方式。
10.根据实施方式1至9中任一项所述的方法，其中，固定的所述第二滤波器阈值(FT2)在接触的情况下被动态地计算为所发现的滤波器信号最大值的百分比值或被选择为恒定的。
11.根据实施方式1至10中任一项所述的方法，其中，借助于所述FIR滤波器(FIR)对所述传感器信号(SS、SS’)进行滤波通过以下方式来进行，即，将所述传感器信号(SS、SS’)的值存储到环形存储器的存储单元中并且将该值乘以一组加权因子，并且然后累加乘法结果。
下面参考附图中再现的流程图说明根据本发明的方法。
附图说明
在此示出：
图1：从传感器信号的A/D转换到下一次测量的开始的根据本发明的方法的时间进程，
图2：时间进程的在图1中用块“图2”指定的、两个方法分支的共同部分的细节。
具体实施方式
如图1中的图所示，借助于连续应用的积分方法测量的模拟电压值US在实际示例中以每秒500个值(SPS)的速率馈送到A/D转换器ADC并且在那里被处理成为相同速率的数字传感器信号SS。信号也可以通过其他方式获得，例如通过权重方法、一般的阻抗测量、频率响应或其他方式。只要考虑整个所需的动态范围，初始采样速率也可以与500SPS不同地选择。
然后将该数字传感器信号SS作为第一传感器信号SS直接馈送到第一方法分支1。与此并行地，传感器信号SS在下采样单元DS中通过在多个连续值上形成移动平均值被处理成第二传感器信号SS’并且然后馈送到第二方法分支2。
然后，原始的第一传感器信号SS和下采样的第二传感器信号SS’在并行执行的第一和第二方法分支1、2中分别借助于FIR滤波器FIR经受脉冲压缩。在此，传感器信号SS，SS’的值首先存储在环形存储器(FIFO)中。存储器范围或存储器长度理想地精确地对应于要检测的信号边沿的时间长度。利用传感器信号SS，SS’的每个新值，从环形存储器中删除最旧的值，这样就可以对整个信号边沿进行准连续评估。
然后将环形存储器的存储器单元中的传感器信号SS，SS’的所有值乘以一组加权因子，并将乘法结果相加。该方法也称为时间离散的卷积或相关，FIR滤波器FIR的结果输出信号此后称为滤波器信号FS，FS’。可以选择加权因子，使得在完全进入的信号边沿的情况下，产生最大滤波器信号FS，FS’，不同地，在不完全进入的边沿的情况下，产生几乎不与零相差的滤波器信号FS，FS’。
在选择加权因子时，必须找到不同边沿走向和边沿长度之间的最小公分母。不同边沿走向之间的共同性是每个边沿具有拐点。由于边沿走向在拐点之前和之后可以是不同的，因此在具体示例中选择一组加权因子，其对应于+1和-1并且必要时对应于0。在这种情况下，传感器信号的值的首先进入滤波器FIR中的一半乘以-1，该值的之后进入的一半乘以+1。然而，这些值可以与+/-1完全不同，并且也可以自由选择所得信号的极性。
在本实施例中，选择值“12”作为滤波器FIR的长度，即，作为环形存储器的存储器单元的数量。该滤波器长度与所选择的每秒500个值的传感器信号的采样速率相结合，为在受试者测试中执行的操作提供了最佳检测性能。由在两个方法分支1、2中这样产生的FIR滤波器分别输出的滤波器信号FS，FS’然后基本上对应于滤波器FIR的经平滑的输入信号的时间离散导数。由于虽然滤波产生了带宽减少但此时不执行下采样，因此所得到的信号相对于带宽被过采样，以便保持传感器信号的时间分辨率。
进一步借助图2描述在两个方法分支1、2中相同的以下方法步骤。在这种情况下，省去了分支1、2的传感器和滤波器信号SS，SS’或FS，FS’之间的区别，并且在下文中仅还使用附图标记SS和FS。
在两个方法分支1、2中的每一个方法分支中，滤波器信号FS又在两个相互平行走向的分支中一方面被提供到动态评估路径3，并且另一方面被提供到控制路径4。
在动态评估路径3中，将滤波器信号FS与固定的第一滤波器阈值FT1进行比较。当滤波器信号FS超过该第一滤波器阈值FT1时，确定初始动态。要注意的是，FT1可以对应于零，并且因此也可以评估噪声中的动态。虽然这需要更多的计算能力，但该方法由此不受影响。
通过确定初始动态，在形成全局最大GM时启动滤波器信号FS的采样。一旦滤波器信号FS形成了这样的全局最大GM，则该全局最大GM的值用于定义第二滤波器阈值FT2。在所示实施例中，该第二滤波器阈值FT2的大小被设置为全局最大GM的值的25％。通过第二阈值FT2的百分比值可对接触的时刻进行直接影响。例如，如果将值定义为最大值的50％，则会在时间上较早发生触发。此效果可用于补偿通过系统造成的信号的群时延，这样用户实际上感觉不到触发延迟。这对于要求毫秒范围(<50ms)中的非常小的延迟的许多OEM的要求尤其如此。如果选择此值太高，则可能发生边沿上的局部最大值已经导致触发。因此，在延迟要求的范围中并且在低性能的微控制器的信号处理的可行方案的范围中，证明了25％(1/4)的值是有利的。
选择两个方法分支1、2中的滤波器FIR，使得当信号边沿完全进入时，即当传感器信号的拐点正好位于滤波器的中间时，滤波器信号FS总是呈现其最大值。如果要准确地确定滤波器信号FS的最大值，即传感器信号SS的上升沿，则可以知道传感器信号SS过渡到平稳状态的时刻。然而，这实际上难以确定，因为在动态信号上局部最大值可能是由边沿走向引起的。因此，等待滤波器信号FS的全局最大GM，并且借助于该全局最大来确定动态阈值FT2，在触发接触检测之前，滤波器信号FS必须低于该动态阈值FT2。
因此，为了确定接触该传感器元件的时刻，首先确定滤波器信号FS下降到第二滤波器阈值FT2以下的时刻。
由于动态信号非常容易受到快速的振幅变化的影响，例如可能由抖动引起，因此肯定必要的是，在潜在的触发时刻，评估原始传感器信号SS相对于其信号偏移的行程，该信号偏移是手指/身体部分与传感器表面的距离的标准。
为此，通过滤波器信号FS的连续的时间积分，在并行走向的控制路径4中再次重构传感器信号SS的原始走向，即FIR滤波器FIR的输入信号的原始走向。该重构的传感器信号RS是无偏移的，即，其基线是零线。然而，也可以通过从传感器信号一次或准连续地减去相应适应的值来获得类似的信号走向。在最初在相应路径中激活重构机制之前，必须等待一定时间，直到系统、特别是下采样级DS和脉冲压缩滤波器FIR已经稳定，以避免通过将滤波器响应集成到接通功能(阶段功能)上，可以持续地重构系统偏移。
因此，传感器信号SS的信号行程可以立即作为重构的传感器信号RS的高度被读取，并与另一个阈值ST1进行比较。该传感器信号最小值ST1必须以系统为条件被适应，但可以选择得非常小。
如果传感器信号最小值ST1被选择太小，则可能发生的是，传感器信号SS已经由于热漂移而超过该传感器信号最小值。因此要确保重构的传感器信号RS的温度漂移不影响评估机制。为此，用于漂移补偿的调节回路DK中的重构的传感器信号RS以相对小的增益因子一再地被牵引到零线上，调节回路在这里仅包括积分器。在上述确定初始动态的情况下，该调节机制DK被禁用，以便尤其是在非常慢的近似下不排除可能的接触检测。如果致动结束，则再次释放调节回路DK。调节回路DK的带宽在此远小于在按键致动时产生的带宽。因此，这两种动态都不会造成阻碍。
如果无漂移和无偏移的重构的传感器信号RS高于固定的传感器信号最小值ST1，则输出滤波器信号FS低于第二临时滤波器阈值FS2的时刻作为电容传感器元件的接触时刻BZ。
为了避免多次触发，整个系统另外设置有所谓的“系统锁定”机制5。这导致在两个方法分支1、2中的一个方法分支中，传感器元件的接触时刻BZ的有效输出的情况下，对于封闭时间SZ，禁止在相应的其他方法分支上的检测。仅当封闭时间SZ已经到期或者检测到的致动结束时，即手指再次从传感器元件移除时，整个系统被释放以进行进一步的检测。
为了检测刚刚输出的接触的结束，将传感器信号阈值ST2设置为固定值或者作为无漂移和无偏移的重构的传感器信号RS的最大值的百分比，并且当该重构的传感器信号RS低于固定的传感器信号阈值ST2时检测到接触的结束。
因此在已经检测到接触的结束后，整个系统将被开启以进行新的检测。

Claims (12)

1.一种用于确定电容传感器元件的接触时刻的方法，其中连续测量传感器元件的电容值并且将所述电容值处理成数字的传感器信号(SS)，其特征在于，连续确定的所述传感器信号(SS)经历以下方法步骤：
-借助于数字滤波器对所述传感器信号(SS)进行滤波，所述数字滤波器通常显示高通或带通特性并且输出滤波器信号(FS)，
-当所述滤波器信号(FS)超过固定的第一滤波器阈值(FT1)时，确定初始动态，
-确定所述滤波器信号(FS)低于固定的第二滤波器阈值(FT2)的时刻作为该接触的潜在时刻，
-当所述传感器信号(SS)相对于所述传感器信号的偏移超过传感器信号阈值(ST1)时，输出所述电容传感器元件的接触的所确定的实际时刻(BZ)
其中用于所述传感器信号(SS)的走向的无偏移重构(RS)的滤波器信号(FS)被连续地积分，并且当重构的所述传感器信号(RS)在该时刻高于所述传感器信号阈值(ST1)时，将接触的所确定的潜在时刻作为接触的实际时刻(BZ)进行输出。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字滤波器是FIR滤波器(FIR)。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，连续确定的第一传感器信号(SS)通过关于多个连续值求平均而被下采样至至少一个另外的传感器信号(SS’)，并且原始第一传感器信号(SS)和下采样的至少一个另外的传感器信号(SS*)在并行执行的方法分支(1、2)中分别经历相同的方法步骤。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，重构的所述传感器信号(RS)的漂移补偿通过调节器机制进行，该调节器机制最初等待FIR滤波器(FIR)的瞬态振荡过程，并且当确定到初始动态时暂时关断漂移补偿。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，重构的所述传感器信号(RS)的漂移补偿通过调节器机制进行，该调节器机制最初等待FIR滤波器(FIR)的瞬态振荡过程，并且当确定到初始动态时暂时关断漂移补偿。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，电容传感器元件的接触的另一个时刻(BZ)的输出被禁止直到该接触的结束，并且如果重构的传感器信号(RS)低于根据重构的传感器信号(RS)的最大值而确定的传感器信号阈值(ST2)，则检测到接触的结束。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，在另外的方法分支(1、2)中输出电容传感器元件的接触的时刻(BZ)之后，阻止封闭时间(SZ)的进一步输出/触发。
8.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，当方法分支(1、2)检测到接触的结束时，封闭时间(SZ)终止。
9.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，借助于连续采用的积分方法来测量传感器元件的电容值，其中借助于A/D转换器(ADC)分别测量施加在具有已知电容值的积分电容器处的电压(US)并将该电压处理成数字传感器信号(SS)。
10.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，固定的所述第一滤波器阈值(FT1)能够被设置为零，而不限制所述方法的工作方式。
11.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，固定的所述第二滤波器阈值(FT2)在接触的情况下被动态地计算为所发现的滤波器信号最大值的百分比值或被选择为恒定的。
12.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，借助于FIR滤波器(FIR)对所述传感器信号(SS、SS’)进行滤波通过以下方式来进行，即，将所述传感器信号(SS、SS’)的值存储到环形存储器的存储单元中并且将该值乘以一组加权因子，并且然后累加乘法结果。
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