CN104641549A - 用于确定电子换向式多相直流马达的转子位置的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于确定电子换向式多相直流马达的转子位置的、依据类属的方法，所述方法的长处在于：(a)在不同的分布于360°之上的相位中借助换向装置以预设的接通时长ΔT在绕组系统中产生多个测试电压脉冲；(b)在各个测试电压脉冲的接通时长ΔT的过程中，对测试电压脉冲的电流应答的电流值进行测量；(c)通过将具有振幅I_EMK的基波与具有振幅I_Ind的所附属的第一高次谐波相叠加而得的周期性逼近函数与测试电压脉冲的相位相关地逼近得出所测得的电流数值，其中，基波模拟定子的反向感应电动势的时间特性曲线，而第一高次谐波模拟直流马达的定子的电感的时间特性曲线；(d)确定逼近函数的基波和第一高次谐波的振幅I_EMK和I_Ind的振幅比值I_EMK/I_Ind；(e)与振幅比值I_EMK/I_Ind相关地由逼近函数的基波的幅角来确定作为感应电动势(EMK)角的转子位置和/或由逼近函数的第一高次谐波的幅角来确定作为电感角的转子位置，其中，感应电动势角给出的是定子的反向感应电动势的正弦形特性曲线相对于逼近函数的相位偏移，并且电感角给出的是定子的电感的正弦形特性曲线相对于逼近函数的相位偏移。

Description

用于确定电子换向式多相直流马达的转子位置的方法

技术领域

本发明涉及一种用于确定电子换向式多相直流马达的转子位置的方法，该电子换向式多相直流马达的极数≥2并且具有多股的绕组系统以及用于在绕组系统中产生相位电压的换向装置，其中，该直流马达包括转子和定子。

背景技术

这种电子换向式直流马达(无刷直流(BLDC)马达或电子换向(EC)马达)是普遍公知的并且例如包括作为转子的永磁体，该永磁体由以回旋运动的励磁场加以驱动。该励磁场例如由构造到星形或三角形电路中的三相绕组系统来产生，方式为：绕组系统的绕组股被以梯形或正弦形的、彼此相位错开的电流特性曲线来馈电。

BLDC马达的换向依照标准方式基于以微处理器或软件为基础对BLDC马达的绕组系统的绕组的各个相电流加以控制和调节，方式为：按照已知方式例如将由功率接通件(例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))构成的三半桥用于产生多个在相位和振幅方面不同的、流过绕组系统的电流。功率半导体由微处理器操控，对于该微处理器而言，为了确定最佳的换向时间点必须知道转子的转子位置。对转子位置的测定能够在不用传感器的情况下实现或者凭借附加的传感器件来实现。

为了以不用传感器的方式测定BLDC马达的转子的转子位置，公知不同的方法。在第一组方法中，通过对各未被馈电的绕组股中的感应电动势的零交点的评估来测定当前的转子位置，这是因为在绕组系统中感应产生的电压矢量单一明确地与转子位置建立关系。但是，这个评估方案是以停止状态为前提的。虽然也可以在转周数非常低的情况下应用所述方法，但是随着转速增大，所测定的转子位置出现越来越大的误差。

第二组方法基于BLDC马达的电感的改变。作为永磁体的转子产生了磁性的非对称性，这是因为在其磁化方向(d轴)上的磁阻比横向(q轴)上的磁阻更大。由此，获得了BLDC马达的与转子位置相关的电感。定子的其磁轴与转子的d轴重合的那个绕组股具有最小的电感，而其磁轴与q轴重合(也就是转过90°)的那个绕组股具有最大的电感。在BLDC马达的未被馈电的状态下，作为永磁体的转子的南极和北极具有相同的作用，由此，该可变的电感关于电学变量的特性曲线具有双倍的周期性。180°的不单一性必须针对完整的位置信息加以分析。为此，与转子方向相对应地加载电压信号，从而由此使定子中的饱和度降低或增强，也就是说：相应的电感增大或减小，从而由此能够确定转子位置。

用于确定转子位置的感应方案例如由文献AT 395 487 B公知，其中，对由电压脉冲产生的电流脉冲和所附属的电压脉冲加以探测并且确定由此获得的电感。电感数值对应的是沿圆周的正弦形特性曲线，以便由此测定在该正弦形特性曲线内部的当前位置。为了能够在测量结果中对当转子转动时出现的感应电动势加以补偿，根据已知的方法必须执行第二测量。

发明内容

本发明的目的在于，给出一种开头提到类型的方法，凭借所述方法能够以高可靠性来确定BLDC马达在所有工作状态下的转子位置。

根据本发明提出一种具有权利要求1特征的方法。

据此，设置有：

一种用于确定电子换向式多相直流马达的转子位置的方法，该电子换向式多相直流马达的极数≥2并且具有多股的绕组系统以及用于在绕组系统中产生相位电压的换向装置，其中，该直流马达包括转子和定子。在此，根据本发明的方法的长处在于下列方法步骤：(a)在不同的分布于360°之上的相位中借助换向装置以预设的接通时长ΔT在绕组系统中产生多个测试电压脉冲；(b)在各个测试电压脉冲的接通时长的过程中对测试电压脉冲的电流应答的电流值进行测量；(c)通过将具有振幅I_EMK的基波与具有振幅I_Ind的所附属的第一高次谐波相叠加而得的周期性逼近函数，与测试电压脉冲的相位相关地逼近得出所测得的电流数值，其中，正弦形的基波模拟定子的反向感应电动势的时间特性曲线，而第一高次谐波模拟直流马达的定子的电感的时间特性曲线；(d)确定逼近函数的基波和第一高次谐波的振幅I_EMK和I_Ind的振幅比值I_EMK/I_Ind；(e)与振幅比值I_EMK/I_Ind相关地由逼近函数的基波的幅角来确定作为感应电动势(EMK)角的转子位置和/或由逼近函数的第一高次谐波的幅角来确定作为电感角的转子位置，其中，感应电动势角给出的是定子的感应电动势的正弦形特性曲线相对于逼近函数的相位偏移，并且电感角给出的是定子的电感的正弦形特性曲线相对于逼近函数的相位偏移。

本发明所基于的认识在于：感应电动势(EMK)主要与转子的速度和位置相关。本发明的构思则在于，不将感应电动势视为干扰量，而是视为信息量。

因此，在根据本发明的方法中，以有利的方式将感应电动势还有基于磁性的不对称性产生的可变的电感用作用以确定转子的转子位置的有用信号。特别是在感应电动势和磁性不对称性对测得的电流数值的影响大致等大的转速下，凭借根据本发明的方法提高了正确确定转子位置的可靠性以及所确定出的转子位置的准确性。

需要说明的是，对一方面的电感以及另一方面的感应电动势的影响的评估方案是已知的。但是在这种已知的解决方案中，总是仅能够看到这两个效应之一，或者试图将第二效应的影响消除或者降至最低。在本发明中，与之相区别地，两种效应都有助于测定位置并且因此得到测定。

有利的构造方案和改进方案由其他从属权利要求以及由参照附图的说明书来获得。

在本发明的有利的构造方案中，当振幅比值I_EMK/I_Ind的数值A很大(在这里，A≥a₁＞＞1)时，将感应电动势角确定为转子的转子位置。这种很大的振幅比例意味着直流马达很高的转速，在这种高转速下，感应电动势的影响占主导并且因此转子的由于转子的磁性不对称性产生的变化的电感可以忽略。按照简单而直接的方式，能够由基波的幅角来确定转子的转子位置。

在本发明的另一构造方案中，当在振幅比值I_EMK/I_Ind的数值A很小(在这里，A≤a₂＜＜1)时，电感角被确定为转子的方向，其中，180°具有不单一性或者说非单一性。振幅比例的很小的数值出现在转子停止或转动很慢的情况下，从而没出现感应电动势或者其数值非常小，从而可以忽略逼近函数的基波的相应振幅，并且因此能够以简单的方式由第一高次谐波的幅角来确定转子的方向。为了排除180°的不单一性，按照已知的方式执行另一测量，方式为：与转子方向相对应地加载电压信号，从而由此使定子内部的饱和度减小或增强，也就是对应的电感减小或增大，从而由此能够确定转子位置。

根据本发明的方法的高鲁棒性在本发明的特别优选的改进方案中实现，其中，在振幅比例I_EMK/I_Ind的数值A为a₂＜A＜a₁(其中，a₂＜＜1且a₁＞＞1)时，转子的转子位置由感应电动势角和/或电感角来确定。这种振幅比例与马达的工作状态相对应，在该状态下，马达的感应电动势还有由于转子的磁性不对称性产生的变化的电感对于所测得的电流数值具有关键性的影响。

在此，根据一构造方案有利的是：由感应电动势角和电感角的加权数值确定出转子的转子位置数值，其中，加权与感应电动势角和电感角的数值相关地进行。加权也能够以固定的比例进行。由此，对于所要得到的角度实现了很高的精确度。

另外，特别有利的是：根据改进方案确定出感应电动势角与电感角之间的因马达而异的相位差，并且将该相位差的数值用来对由感应电动势角和电感角来确定的、针对转子的转子位置的数值进行可信性校验。感应电动势角与电感角之间的相位差对于每个马达是恒定数值，并且能够被测定，并且一般要么为+π/4，要么是-π/4。于是，这一数值用作关于感应电动势角和/或电感角的测量误差的指标。

根据本发明的另一构造方案，当振幅比例I_EMK/I_Ind的数值A为a₂＜A＜a₁(其中，a₂＜＜1且a₁＞＞1)时，在感应电动势角与电感角之间的因马达而异的相位差被测定为+π/4的情况下，逼近函数的最小绝对值的数值被用作转子的转动位置。相反地，根据改进方案，当所述相位差为-π/4时，逼近函数的最小绝对值的数值被用作转子的转动位置。由此，除了对逼近函数的解析评估外，对逼近函数快速的图解评估也是可行的。

在本发明的另一有利的构造方案中，逼近函数的第一高次谐波中的电感角通过与因马达而异测得的差值建立呈感应电动势角与电感角之间所做差值形式的关联来替代。凭借这一扩展的逼近函数，实现了更佳的逼近特性，于是更好而更可靠地确定转子的转子位置。

按照简单而直接的方式，根据改进方案基于扩展的逼近函数，由基波的幅角和第一高次谐波的幅角获得表示转子的转子位置的感应电动势角。

在特别有利的构造方案中，逼近函数与测试电压脉冲的相位αs相关地通过将具有所述振幅的正弦形基波与具有某一振幅的所附属的第一高次谐波相叠加来形成。优选的是，选取正弦函数。逼近函数也可以不是正弦函数。例如当感应电动势或电感变化不是正弦形时。

上面的构造方案和改进方案只要合理就可以任意地相互组合。本发明的其他可行的构造方案、改进方案以及实现方案也包括本发明的之前或后续关于实施例所介绍的特征的未详细提到的组合。在此，特别是对于本领域技术人员也可以将单独的方案作为改进方案或补充方案添加到本发明的各基本形式中。

附图说明

下面借助附图的示意图中给出的实施例来详细阐述本发明。在此：

图1示出用于阐述根据本发明的方法的电路图，其具有BLDC马达的绕组系统的替代电路图、半桥以及换向装置，

图2示出用于给根据图1的BLDC马达的绕组系统供电的中间电路的电路图，

图3示出用于根据本发明的方法来给出测试电压脉冲的电压空间矢量图线，以及

图4示出与转子角相关的、对应逼近函数及其基波以及第一高次谐波的电流特性曲线的图线。

这些附图应当传达出对本发明实施方式的进一步理解。这些附图示出实施方式并且与说明书相关地用于解释本发明的原理和方案。其他实施方式以及其他提到的优点鉴于附图获得。图中的元件并非一定忠实于彼此间比例地示出。

在附图的图示中，相同的、功能相同的及起相同作用的元件、特征和部件只要以不以另外方式实施的话，就分别设有相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出用于阐述根据本发明的方法的电路图，其具有BLDC马达的绕组系统的替代电路图以及半桥和换向装置。

根据图1，极数为2的三相无电刷直流马达(BLDC马达)1(作为具有接入星形电路中的U相、V相和W相的绕组系统2示出)被换向装置3驱动。U相、V相和W相中的每一个都由半桥操控，其中，在图1中仅示出W相的半桥3a。U相、V相和W相的半桥与控制单元(例如微处理器3b)一起形成换向装置3。

U相、V相和W相中的每一个都包括绕组电感L_Ph、绕组电阻R_Ph以及产生反向感应电动势(EMK)的电压源U_{EMK_U}、U_{EMK_V}或U_{EMK_W}。

针对W相的半桥3a进而还有针对另外的U相和V相的半桥按照已知的方式由作为晶体管接通件SH和SL的MOSFET构成，并且分别具有空载二极管(未示出)。W相与根据图1的图示相对应地连接到半桥3a的相位接触部K上，相应地也将另外的V相和W相连接到所属半桥的相位接触部上。

半桥3a还有其他半桥被连接到中间电路电压U_Z上，从而高端MOSFET S_H处在中间电路电压U_Z的电位上，并且低端MOSFET S_L处在接地基准电位上。

中间电路电压U_Z借助连接到电池电压U_bat上的中间电路线路根据图2来产生，该中间电路线路在纵向支路中具有供电电阻器R_sup、中间电路电感L_Z，并且在并联的处在接地基准电位上的纵向支路具有分流电阻器R_S。中间电路电容器C_Z将两个纵向支路连接起来。

与半桥的晶体管接通件的接通状态相关地，将每个相位U、V、W要么置于中间电路电压U_Z的电位或者置于接地基准电位，从而由此产生了相位电压U_{Ph_U}、U_{Ph_V}或U_{Ph_W}，这些电压产生了相位电流I_{Ph_U}、I_{Ph_V}或I_{Ph_W}。

U相的半桥3a以及V相和W相的相应半桥能够彼此独立地占据如下状态：

状态高：

高端MOSFET S_H激活。中间电路电压处在U相、V相或W相上。

状态低：

低端MOSFET S_L激活。基准电位GND处在U相、V相或W相上。

状态三态：

两个MOSFET S_H和S_L未激活。基于绕组电感L_Ph，可以使电流流经MOSFET的空载二极管。在U相、V相、W相中，产生感应电动势(EMK)U_{EMK_U}、U_{EMK_V}或U_{EMK_W}。

为了确定BLDC马达1的转子的转子位置，应用该转子的沿转子d轴方向以及与d轴垂直而置的q轴方向的不同的电感，其中，可变的电感的原因在于BLDC马达1的构造为棒状磁体的转子的磁性不对称性。

当转子在BLDC马达1的定子中转动，在U相、V相或W相中产生反向感应电动势(EMK)。电感的变化呈现出反向感应电动势U_EMK的特性曲线的双倍频率。被实施用于确定转子位置的测量和评估除了可变的电感之外还顾及到反向感应电动势U_EMK。为此，测试电压脉冲产生于BLDC马达1的绕组系统2中，测试电压脉冲的电流应答作为电流值来测定并且被评估用于确定BLDC马达1的转子的转子位置。

测试电压脉冲通过对换向装置3的W相的半桥3a的以及U相和V相的半桥相应操控来产生。

对于半桥，存在12种操控可能性，通过这些可能性，可以将电流推动到BLDC马达1的绕组系统2中。这12种操控可能性产生如下的电压矢量，所述电压矢量在BLDC马达1的绕组系统2中的方向分别转过30°并且列在下表中。

电压矢量从0连续编号至11，其中，编号0的电压矢量限定出沿U相方向的矢量。编号为1至11的其他电压矢量相对于该编号为0的电压矢量转过角α_s。

对应表中的操控图表，作为测试电压矢量产生的是编号为0以及偶数编号的电压矢量，并且称为测试电压矢量V₀、V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀，这些电压矢量在根据图3的空间矢量图线中示出。

在表格中列出的编号为1、3、5、7、9和11的电压矢量由如下相位产生，其半桥具有三态的状态。基于感应产生的电压或由此产生的空载电流，可能是该电压矢量的方向与理论方向发生偏差，因此，作为电压矢量的角度α_s，在表格中仅给出大致的角度数值。

借助换向装置3，与表格中的操控图表相对应地以预设的接通时长ΔT在BLDC马达1的绕组系统2中产生测试电压脉冲V₀、V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀。

与测试电压脉冲V₀、V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀相关地，电流应答作为电流数值I₀、I₂、I₄、I₆、I₈和I₁₀得到测定，并且表示的是在接通时长ΔT之后，中间电路电流I_Z的变化ΔI(α_s)，其中，α_s＝0°、60°、120°、180°、240°和300°。电流值ΔI(α_s)与测试电压脉冲V₀、V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀的相关性通过角α_s表明特征。下面，针对标记ΔI(α_s)应用的是标记I(α_s)。

基于n＝6个测试电压脉冲V₀、V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀，已经测定6个电流值I(α_s)，其中，α_s＝0°、60°、120°、180°、240°和300°，并且作为I₀、I₂、I₄、I₆、I₈和I₁₀在根据图4的图表中与BLDC马达的定子的电压矢量与转子的转子位置之间的角度α_rs相关地标绘。测量值的高度主要与可变的电感和感应的反向感应电动势相关。

测量值在此借助由正弦函数构成的周期性的逼近函数I(α_s)逼近得到，其中，感应电动势反映在基波中并且可变的电感的影响凭借基波的双倍频率来逼近得到。借助通过直流部分I₀、基波以及第一高次谐波近似得到测量值，获得了下列接近函数：

I(α_s)＝I₀+I_EMK*sin(α_s-α_EMK)+I_Ind*sin(2*(α_s-α_Ind))  (1)

在这里，

I_EMK≥0；

I_Ind≥0；

0≤α_EMK≤2π

0≤α_Ind≤2π，

其中，I₀对应直流部分，α_s是测试电压矢量V₀与各其他测试电压矢量V₂、V₄、V₆、V₈和V₁₀之间的角度，I_EMK和I_Ind表示反向感应电动势或可变电感的最大振幅，以及α_EMK和α_Ind表示反向感应电动势的正弦形特性曲线相对于逼近函数I(α_s)的相位差或是定子的电感的正弦形特性曲线相对于逼近函数I(α_s)的相位差，并且在下面被称为感应电动势角α_EMK或电感角α_Ind。

根据图4的图表示出作为曲线K₁的逼近函数I(α_s)的特性曲线以及作为基波的反向感应电动势的相对于曲线K₁偏移了角度α_EMK的正弦形特性曲线，其以K₂标示，以及模拟电感的第一高次谐波的相对于曲线K₁偏移了角度α_Ind的特性曲线，其以K₃标示。直流部分I₀在图4中未示出。

基于可变电感相对于反向感应电动势的特性曲线双倍的频率，α_Ind在提高或降低π值时分别增大相同数值。因此，α_Ind仅示出BLDC马达1的转子的d轴的方向，而正负号不是单一或者说单义的(180°的不单一性)。

对逼近函数I(α_s)的评估在这里与BLDC马达的不同的工作状态相关地进行，这些工作状态反映在逼近函数I(α_s)的基波或第一高次谐波的不同振幅I_EMK和I_Ind中。因此，振幅I_EMK和I_Ind的振幅比例关系I_EMK/I_Ind被关注。

对于，I_EMK＞＞I_Ind的情况，BLDC马达1转动非常快，从而由此反向感应电动势对于所测的的电流值的影响非常大并且相对于可变的电感而言是占主导的。由此，适用于振幅比例关系I_EMK/I_Ind的数值A的是：A≥a₁且a₁＞＞1，其中，a₁被选作因马达而异的常量。

由此，在逼近函数I(α_s)中，忽略第一高次谐波的部分，并且BLDC马达1的转子的转子角直接由感应电动势角α_EMK的值来确定。

在I_EMK＜＜I_Ind的情况下，BLDC马达1处在停止状态或者其转子转得非常慢。因此，反向感应电动势对于测得的电流值的影响可以忽略。由此，适用于振幅比例关系I_EMK/I_Ind的数值A的是：A≤a₂且a₂＜＜1，其中，a₂被选作因马达而异的常量。

由此，在逼近函数I(α_s)中，忽略基波的部分，并且BLDC马达1的转子的取向除了180°的不单一性外都由电感角α_Ind的值来确定。180°的判定必须借助另一测量来判定，方式为：例如对应于转子的方向地加载电压信号，从而由此使定子中的饱和度减小或增强，也就是相应的电感较小或增大，从而由此能够确定转子位置。

当BLDC马达1以如下速度转动时(在该速度下，反向感应电动势和可变电感表现为测得电流值的主要部分)，则适用于振幅比例关系I_EMK/I_Ind的数值A的是：a₂＜A＜a₁，其中，a₂＜＜1且a₁＞＞1，并且常数a₁和a₂是因马达而异地选择的。

由此，由逼近函数I(α_s)能够确定感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind并且加以评估，也就是转子的转子位置由感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind或α_Ind+π(由于180°的不单一性)来确定。180°的判定可以借助感应电动势角α_EMK进行。

通过两个数值加权，能够确定BLDC马达1的转子的转子位置，其中，加权与感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind的值相关地进行。加权也能够以固定的比例来执行。

针对感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind这两个数值的另一用途通过应用这两个量值之间的已知关系来获得，即因马达而异地，根据下式具有恒定数值：

α_{EMK_Ind}＝α_EMK-α_Ind，  (2)

其中，α_EMK表示感应电动势角，并且α_Ind表示电感角。角度α_{EMK_Ind}的数值通常为π/4。

利用关系式(2)，能够对感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind的数值进行可信性校验，方式为：数值α_{EMK_Ind}用作测量误差的指标。当α_{EMK_Ind}的数值与电动势角α_EMK和电感角α_Ind这两个数值的差值发生偏差时，则由电动势角α_EMK和电感角α_Ind的数值来决定的测量不被接受。

另一评估方法在应用关系式(2)的情况下获得。如果角度α_{EMK_Ind}具有π/4的数值时，则存在模拟逼近函数I(α_s)的基波的反向感应电动势的最小值，也存在逼近函数I(α_s)的模拟可变电感的第一高次谐波的最小值。两部分具有使该最小值增强的趋势，从而能够将其确定为逼近函数I(α_s)的最小绝对值。在根据图4的图表中，以M₁标示出最小绝对值。该最小绝对值M₁对应BLDC马达1的转子的作为角度的转子位置。

如果角度α_{EMK_Ind}的数值为-π/4(或3π/4)的话，则必须替代最小值而测定逼近函数I(α_s)的最大绝对值，用以确定BLDC马达1的转子的转子位置。

最后，关系式(2)也可以被用于根据式(1)来扩展逼近函数I(α_s)，方式为：将电感角以α_Ind＝α_EMK-α_{EMK_Ind}来替换。

由此，获得了扩展的逼近函数I(α_s)，具有根据下式的针对角度α_{EMK_Ind}的已知数值：

I(α_s)＝I₀+I_EMK*sin(α_s-α_EMK)+I_Ind*sin(2*(α_s-(α_EMK-α_{EMK_Ind})))  (3)其中，各量值的含义与式(1)和关系式(2)一致。

凭借该根据式(3)的扩展的逼近函数I(α_s)，再次对所测得的电流值I₀、I₂、I₄、I₆、I₈和I₁₀执行逼近，并且确定感应电动势角α_EMK，其给出BLDC马达1的转子的转子位置。

虽然对本发明在这里已充分说明，但是本发明也不限于此，而是能够以多样的类型加以修改。

在上面介绍的测量和评估方法中，对多个测试电压脉冲的电流应答加以测量和评估，其中，当在BLDC马达1的绕组系统中产生测试电压脉冲期间以及测量电流值期间，中间电路电压是恒定的。如果不是这样的话，则必须在评估所测得的电流值时顾及到中间电路4中的电压波动。

在上面所示的实施例中，产生n＝6个测试电压脉冲，以便由此以6个电流值来测量测试电压脉冲的电流应答。当然也可以少于或多于6个，特别是所有根据上表列出的12种电压矢量(包括那些具有所属半桥的三态在内的电压矢量)都被用于产生测试电压脉冲。

另外，在上面所示的实施例中，电流应答根据测试电压脉冲作为中间电路4的电流值(中间电路电流)被测量。此外，也可行的是：替代中间电路电流而测量相位电流。于是，在测试电压脉冲下分别获得了三个针对相位电流I_{Ph_U}、I_{Ph_V}和I_{Ph_W}的测量值，其中，仅两个测量值是独立的。可行的是，这样获得的测量值被换算为中间电路电流或者相应地扩展关系式(1)和(3)。

另外，所介绍的方式与BLDC马达1的三相绕组系统是接在星形电路构型中还是三角形电路构型中是无关的。

最后当然也可以的是，执行所介绍的方法，用以对极数多于2个而且BLDC马达的绕组系统的绕组股数多于三个的电子换向式多相位直流马达的转子位置进行确定。

即使在上面的实施例中总是借助6个脉冲来阐释本发明，但是要注意的是，这仅是一种(优选)变型。不言而喻的是，本发明也能够在更多或更少极数的情况下发挥作用。

附图标记列表

1   直流马达

2   直流马达1的绕组系统

3   换向装置

3a  半桥

3b  控制单元、微处理器

4   中间电路

Claims (11)

1.一种用于确定电子换向式多相直流马达(1)的转子位置的方法，所述电子换向式多相直流马达的极数≥2并且具有多股的绕组系统(2)以及用于在所述绕组系统(2)中产生相位电压(U_{Ph_U}、U_{Ph_V}、U_{Ph_W})的换向装置(3)，其中，所述直流马达(1)包括转子和定子，其特征在于如下方法步骤：

(a)在不同的分布于360°之上的相位中借助所述换向装置(3)以预设的接通时长ΔT在所述绕组系统(2)中产生多个测试电压脉冲(V₀、V₂、V₄、V₆、V₈、V₁₀)；

(b)在各个所述测试电压脉冲(V₀、V₂、V₄、V₆、V₈、V₁₀)的接通时长ΔT的过程中，对所述测试电压脉冲(V₀、V₂、V₄、V₆、V₈、V₁₀)的电流应答的电流值(I₀、I₂、I₄、I₆、I₈、I₁₀)进行测量；

(c)通过将具有振幅I_EMK的基波与具有振幅I_Ind的所附属的第一高次谐波相叠加而得的周期性逼近函数I(α_s)，与所述测试电压脉冲(V₀、V₂、V₄、V₆、V₈、V₁₀)的相位α_s相关地逼近得出所测得的电流数值(I₀、I₂、I₄、I₆、I₈、I₁₀)，其中，所述基波模拟所述定子的反向感应电动势的时间特性曲线，而所述第一高次谐波模拟所述直流马达(1)的所述定子的电感的时间特性曲线；

(d)确定逼近函数I(α_s)的所述基波和所述第一高次谐波的振幅I_EMK和I_Ind的振幅比值I_EMK/I_Ind；

(e)与所述振幅比值I_EMK/I_Ind相关地，由所述逼近函数I(α_s)的所述基波的幅角来确定作为感应电动势角α_EMK的转子位置和/或由所述逼近函数I(α_s)的所述第一高次谐波的幅角来确定作为电感角α_Ind的转子位置，其中，所述感应电动势角α_EMK给出的是所述定子的反向感应电动势的正弦形特性曲线相对于所述逼近函数I(α_s)的相位偏移，并且所述电感角α_Ind给出的是所述定子的电感的正弦形特性曲线相对于所述逼近函数I(α_s)的相位偏移。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述振幅比值I_EMK/I_Ind的数值A很大时，在这里为A≥a₁＞＞1，将所述感应电动势角α_EMK确定为所述转子的转子位置。

3.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，当在所述振幅比值I_EMK/I_Ind的数值A很小时，在这里为A≤a2＜＜1，所述电感角α_Ind被确定为所述转子的方向，其中，180°具有不单一性。

4.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，当所述振幅比例I_EMK/I_Ind的数值A为a₂＜A＜a₁时，其中，a2＜＜1且a₁＞＞1，所述转子的转子位置由所述感应电动势角α_EMK和/或所述电感角α_Ind来确定。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，由所述感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind的加权数值确定出所述转子的转子位置数值，其中，加权与所述感应电动势角α_EMK和电感角α_Ind的数值相关地进行。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，确定出所述感应电动势角α_EMK与所述电感角α_Ind之间的因马达而异的相位差α_{EMK_Ind}，并且将所述相位差α_{EMK_Ind}的数值用来对由所述感应电动势角α_EMK和所述电感角α_Ind来确定的、针对所述转子的转子位置的数值进行可信性校验。

7.根据权利要求1至3之一所述的方法，其特征在于，当所述振幅比例I_EMK/I_Ind的数值A为a₂＜A＜a₁时，其中，a₂＜＜1且a₁＞＞1时，在所述感应电动势角α_EMK与所述电感角α_Ind之间的因马达而异的相位差α_{EMK_Ind}被测定为+π/4的情况下，所述逼近函数I(α_s)的最小绝对值(M₁)的数值被用作转子的转动位置。

8.根据权利要求1至3之一所述的方法，其特征在于，当所述振幅比例I_EMK/I_Ind的数值A为a₂＜A＜a₁时，其中，a₂＜＜1且a₁＞＞1时，在所述感应电动势角α_EMK与所述电感角α_Ind之间的因马达而异的相位差α_{EMK_Ind}被测定为-π/4时，所述转子的转动位置被用作所述逼近函数I(α_s)的最小绝对值的数值。

9.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述逼近函数I(α_s)中的所述电感角α_Ind通过与因马达而异测得的差值α_{EMK_Ind}建立呈所述感应电动势角α_EMK与所述电感角α_Ind之间所做差值形式的关联来替代。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，由所述基波的幅角和所述第一高次谐波的幅角构成的所述感应电动势角α_EMK被确定为转子位置。

11.根据前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述逼近函数I(α_s)与所述测试电压脉冲(V₀、V₂、V₄、V₆、V₈、V₁₀)的相位αs相关地将具有振幅I_EMK的正弦形的基波与具有振幅I_Ind的所附属的第一高次谐波相叠加来形成。