CN104335451B - 非接触供电装置及非接触供电方法 - Google Patents

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Abstract

在至少通过磁耦合，从电连接到交流电源上的输电线圈对受电线圈以非接触方式输送电力，并对电连接到受电线圈上的负载输出电力的非接触供电装置中，包括：耦合状态估计装置，对输电线圈和受电线圈之间的耦合状态进行估计；以及可输出电力运算装置，基于具有输电线圈及受电线圈的供电电路的电路元件的限制值和耦合状态，运算对负载可输出的可输出电力。

Description

非接触供电装置及非接触供电方法
技术领域
本发明涉及非接触供电装置及非接触供电方法。
本申请要求2012年3月13日申请的日本专利申请特愿2012-55749的优先权，对于认可引入文献参照的指定国，将上述申请中记载的内容通过参照引入本申请，作为本申请的记载的一部分。
背景技术
在对负载装置供电之前，将负载装置断电，从而并联连接无源元件，并将可变电压高频电源的输出电压设定到测定用的低电压Vm，测定那时的可变电压高频电源的输出电流值Im。使用该Vm和Im，计算用于将负载装置连接到二次侧线圈时的二次侧线圈或整流器的输出电压设定为目标值的可变电压高频电源的电压VIN。已知即使在一次侧和二次侧之间通信装置不进行信息交换，也控制可变电压高频电源1的电压，将二次侧线圈的电压或整流器的输出电压设定为目标值的非接触供电装置(专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-45195号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，在上述非接触供电装置中，不考虑二次线圈或电容器等的耐压或耐电流就设定输出电压，所以在来自基于该耐压等的二次线圈的可输出电力上设定输出电力时，存在电压控制上需要时间，达到该可输出电力的时间长的问题。
本发明提供能够缩短达到对电连接到受电线圈的负载可输出电力为止的控制时间的非接触供电装置以及非接触供电方法。
解决问题的方案
本发明通过对输电线圈和受电线圈之间的耦合状态进行估计，基于具有输电线圈及受电线圈的供电电路的电路元件的限制值和该耦合状态，运算对负载可输出的可输出电力，从而解决上述课题。
发明的效果
本发明根据估计出的耦合状态，通过运算而掌握考虑了电路元件的限制值的对负载的可输出电力，所以能够缩短达到该可输出电力为止的控制时间。
附图说明
图1是本例的非接触供电装置的电路图。
图2a是图1的一次绕组及二次绕组的平面图和立体图。
图2b是图1的一次绕组及二次绕组的平面图和立体图。
图3是表示相对图1的一次绕组和二次绕组之间的距离的耦合系数的特性曲线。
图4是表示相对图1的二次绕组的高度方向的偏移的耦合系数的变化的图。
图5a是表示相对图1的非接触供电单元中的耦合系数(κ)的输电线圈(一次绕组)(V1)的电压特性的曲线。
图5b是表示相对图1的非接触供电单元中的耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性的曲线。
图6a是表示在本发明的变形例的非接触供电单元中，相对耦合系数(κ)的对非接触供电单元10的一次侧的输入电压(Vin)的电压特性的曲线。
图6b是表示在本发明的变形例的非接触供电单元中，相对耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性的曲线。
图7a是表示在本发明的变形例的非接触供电单元中，相对耦合系数(κ)的电容器202的电压(Vc)的特性的曲线。
图7b是表示在本发明的变形例的非接触供电单元中，相对耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性的曲线。
图8是表示在比较例中对负载单元的输出电力的时间特性的曲线。
图9是表示图1的控制器的控制步骤的流程图。
图10表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图11是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。
图12是说明由图11的控制器控制的非接触供电单元的耦合系数的误差范围的图。
图13是表示图11的控制器的控制步骤的流程图。
图14表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图15是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。
图16是表示在由图15的控制器控制的非接触供电装置中，对负载单元7的输出电力特性与时间的曲线。
图17是表示在由图15的控制器控制的非接触供电装置中，对负载单元7的输出电力特性与时间的曲线。
图18是表示在由图15的控制器控制的非接触供电装置中，逆变器电流与耦合系数的特性的曲线。
图19是表示图15的控制器的控制步骤的流程图。
图20表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图21表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图22是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的方框图。
图23是用于说明图22的非接触供电单元的代表性的电路结构和谐振条件之间的关系的图。
图24是表示图22的控制器的控制步骤的流程图。
图25是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的非接触供电单元及负载的电路图。
图26是包括了图25的电路的非接触供电装置的控制器的方框图。
图27是表示图26的控制器的控制步骤的流程图。
图28是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的非接触供电单元及负载的电路图。
图29是包括了图28的电路的非接触供电装置的控制器的方框图。
图30是表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图31是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。
图32是表示图31的一次绕组及电容器的施加电压、电流、限制值、检测值及使用率的关系的图。
图33是表示图31的控制器的控制步骤的流程图。
图34表示本实施方式的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图35是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。
图36表示本实施方式及比较例的非接触供电装置中的、输出电力的时间特性。
图37是表示图35的控制器的控制步骤的流程图。
具体实施方式
以下，基于附图说明本发明的实施方式。
《第1实施方式》
作为本发明的实施方式的非接触供电装置的一例，说明电动汽车等的车辆用电池及电力负载共同使用的非接触供电装置。
图1表示非接触供电装置的电路图。本实施方式的非接触供电装置包括：高频交流电源6；进行从高频交流电源6输出的电力的非接触供电的非接触供电单元10；以及由非接触供电单元10供给电力的负载单元7。
高频交流电源6包括：三相交流电源64；连接到三相交流电源64，将三相交流整流为直流的整流器61；以及通过平滑电容器62连接到整流器61，将整流后的电流反变换为高频电力的电压型逆变器63。整流器61将二极管61a和二极管61b、二极管61c和二极管61d、以及二极管61e和二极管61e三并联地连接，在各个的中间连接点上连接三相交流电源64的输出。电压型逆变器63将在MOSFET的功率晶体管等上反向并联连接二极管的开关元件63a和同样的开关元件63b的串联电路及同样的开关元件63c和开关元件63d的串联电路并联地连接，并通过平滑电容器62，连接到整流器61。而且，开关元件63a和开关元件63b之间的中间连接点及开关元件63c和开关元件63d之间的中间连接点分别连接到非接触供电单元10的一次侧即输电电路单元100。电压型逆变器63对非接触供电单元100供给数k～100kHz左右的交流电力。
非接触供电单元10具有变压器的输入侧即输电电路单元100、以及变压器的输出侧即受电电路单元200。输电电路单元100具有一次绕组(L1)101和串联地连接到一次绕组101的电容器(C1s)102，受电电路单元200具有二次绕组(L2)201和串联地连接到二次绕组201的电容器(C2s)202。
负载单元7具有将由非接触供电单元10供给的交流电力整流为直流的整流单元71、以及连接到整流单元71的负载72。整流单元71将二极管71a和二极管71b、以及二极管71c和二极管71d并联地连接，在各个的中间连接点上连接受电电路单元200的输出。而且，将整流单元71的输出连接到负载72。负载72是电池等负载。
控制器20是控制本例的非接触供电装置的整体的控制单元，包括耦合系数估计单元21、可输出电力运算单元22及电压指令值运算单元23。耦合系数估计单元21通过从位置传感器99的检测值，估计一次绕组101和二次绕组201之间的耦合系数(κ)，从而估计一次绕组101和二次绕组201之间的耦合状态。耦合系数估计单元21将估计出的耦合系数(κ)发送到可输出电力运算单元22。
可输出电力运算单元22基于非接触供电单元10中包含的一次绕组101等的电压、电流等的限制值和耦合系数(κ)，运算对负载单元7的可输出的可输出电力(Pout)，并对电压指令值运算单元23发送可输出电力(Pout)。
这里说明限制值及可输出电力(Pout)。限制值是根据形成非接触供电单元10的各元件的耐压、耐电流、逆变器63的元件耐压、或交流电源64的电源容量等而预先确定的值。例如，一次绕组101、二次绕组201的耐压是根据用于高电压的安全规定所确定的值，耐电流是根据线圈直径或粗细等所确定的值。此外，电容器102、202的耐压以电容器的使用耐压确定，逆变器63的耐压或耐电流根据晶体管63a～63d的元件耐压、元件容许电流而预先确定。
而且，可输出电压(Pout)表示在非接触供电装置的驱动中，将非接触供电单元10的电路元件及逆变器63的电路元件上加入的电压或电流设为上述限制值以下，从非接触供电单元10对负载单元7可输出的最大电力。换句话说，可输出电压(Pout)是，在非接触供电单元10及逆变器63中包含的电路元件之中，在至少一个电路元件的电压或电流相当于限制值的情况下的、非接触供电单元10的输出电力。再有，该一个电路元件的电压或电流相当于限制值的情况，包含电路元件的电压或电流等于限制值的情况，或者电路元件的电压或电流相对于限制值具有余量，与较低的值相等的情况。
电压指令值运算单元23生成用于使从负载需要的需要电力(Pout_ref)或可输出电力(Pout)从非接触供电单元10输出到负载单元7的电压指令值(Vin_ref)，并输出到逆变器63。电压指令值相当于晶体管63a～63d的开关信号。
位置传感器99是检测一次绕组101和二次绕组的相对位置的传感器，例如设置在一次绕组101的附近，使用红外线等的电波，测量二次绕组202的位置。
接着，使用图2及图3，说明在车辆和停车场中包括图1所示的非接触供电装置的情况下，一次绕组101和二次绕组201的耦合系数(κ)。
本例中，例如在车辆中具备包含二次绕组201的受电电路单元200及负载单元7，作为地面侧例如在停车场具备包含一次绕组101的输电电路单元100及高频交流电源6。在电动汽车的情况下，负载72例如对应于二次电池。例如在车辆的底盘中具备二次绕组201。而且，车辆的驾驶员在该停车场停车，以使该二次绕组201在一次绕组701之上，电力从一次绕组101供给到二次绕组201，负载72中包含的二次电池被充电。
图2a及图2b表示一次绕组101及二次绕组201的平面图和立体图。在图2a及图2b中，X轴及Y轴表示一次绕组101及二次绕组201的平面方向，Z轴表示高度方向。在图2a及图2b中，a)表示一次绕组101及二次绕组201的平面图，b)表示二次绕组201的立体图，c)表示一次绕组101的立体图。再有，为了说明，一次绕组101及二次绕组201都为圆形的同一形状，但本例不一定为圆形，此外也不必将一次绕组101和二次绕组201设为相同的形状。
如图2a所示，在平面方向即X轴、Y轴方向中，如二次绕组201与一次绕组101重合那样，将车辆停车在停车场即可，但因驾驶员的技能，如图2b所示，有时一次绕组101和二次绕组201之间的相对位置在平面方向中会有偏移。此外，车辆的高度因车辆的种类而不同，所以一次绕组101和二次绕组201之间的高度也因车高度而不同。
图3表示耦合系数相对图2a、2b所示的X轴方向(Y轴方向)和Z轴方向的二次绕组201的变化。图4表示耦合系数κ相对于图2所示的Z轴方向的二次绕组201的偏移的变化。再有，图4的横轴L，使用二次绕组202的平面方向(X轴方向)及高度方向(Z轴方向)，以式(1)表示，是二次绕组202相对于地面上固定的一次绕组101的距离。
如图2a所示，在一次绕组1的中央和二次绕组2的中央重合的情况下，一次绕组101和二次绕组201之间的漏磁通较少，图3的X轴的值相当于零，一次绕组101和二次绕组201之间的耦合状态较高，所以耦合系数κ大。另一方面，相对于图2a，如图2b所示，一次绕组1和二次绕组2之间的位置在X轴方向上偏移时，漏磁通较多，一次绕组101和二次绕组201之间的耦合状态较低，如图3所示，互感M或耦合系数κ减小。
此外，一次绕组101和二次绕组201的高度方向的偏移较大时，图4所示，互感M或耦合系数κ减小。
接着，使用图5a、图5b，说明相对耦合系数(κ)的一次绕组107的电压及可输出电力(Pout)。图5a是表示相对耦合系数(κ)的输电线圈(一次绕组)(V1)的电压特性曲线，图5b是表示相对耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性曲线。在将向负载单元7供给的电力(Pc)固定的情况下，使相当于线圈的位置关系的耦合系数(κ)变化时，如图5a所示，随着耦合系数的增加，一次绕组101的电压下降。将一次绕组101的耐压即限制值表示在图5a中。
即，在耦合系数(κ)比κa低的情况下，对于负载单元7输出固定电力(Pc)时，一次绕组101的电压会超过限制值，所以在本例的实际的系统中，不能够将一次绕组101的电压上升得高于限制值，可输出电力(Pout)为低于固定电力(Pc)的电力。
接着，在使包含一次绕组101的、非接触供电单元10的电路元件上加入的电压及电流为限制值以下的条件下，在耦合系数(κ)发生了变化的情况下，对负载单元7的可输出电力(Pout)以图5b表示。即使是耦合系数(κ)较高的情况，因各电路元件的限制值，可输出电力(Pout)也将被限制。
接着，作为本例的非接触供电单元10的变形例，说明在一次绕组101上并联连接电容器102，在二次绕组201上并联连接了电容器202的电路中的、相对耦合系数(κ)的电源电压的特性及可输出电力的特性。图6a是表示相对耦合系数(κ)的从高频交流电源6到非接触供电单元10的一次侧的输入电压(Vin)的电压特性的曲线，图6b是表示相对耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性的曲线。
如图6a所示，由于存在晶体管63a～63d的耐压等造成的高频交流电源6的限制值，所以不能超过该限制值而将高频交流电源6的电压上升。此外，如图6b所示，能够理解，可输出电压(Pout)不仅因耦合系数(κ)，而且因高频交流电源6的限制值、或非接触供电单元10的电路元件的限制值而受到限制。
此外，作为本例的非接触供电单元10的另一变形例，说明在一次绕组101上串联连接电容器102，在二次绕组201中并联连接了电容器202的电路中的、相对耦合系数(κ)的电容器202的电压特性及可输出电力的特性。图7a是表示相对耦合系数(κ)的电容器202的电压(Vc)的特性的曲线，图7b是表示相对耦合系数(κ)的可输出电力(Pout)的电力特性的曲线。
如图7a所示，由于存在电容器202的限制值，所以不能超过该限制值而将高频交流电源6的电压上升。此外，如图7b所示，可输出电压(Pout)根据耦合系数(κ)而变化，但因电容器202等的限制值而受到限制。
即，如图5～图7所示，可输出电力(Pout)根据耦合系数(κ)而变化，并且受到高频交流电源6的限制值及非接触供电单元10的限制值造成的限制。在图5～图7的例子中，说明了高频交流电源6、一次绕组101及电容器202的限制值，但对于其他电路元件的限制值也需要同样地考虑。
接着，说明根据非接触供电单元10的电路参数、逆变器63的驱动频率及耦合系数，可运算非接触供电单元10的各电路元件的电压、电流、以及对负载单元7的输出电力的方面。再有，在以下的算式中，逆变器63的驱动频率和非接触供电单元10的谐振频率一致(谐振状态)。
从高频交流电源6输入到非接触供电单元10的电压(Vin：逆变器63的输入电压)和电流(Iin：逆变器63的输入电流)之比(从高频交流电源6侧观察的输入阻抗)，用以下的式(2)表示。
其中，ω表示逆变器63的驱动角频率，L1表示一次绕组101的电感，L2是二次绕组202的电感，R表示负载单元7的电阻。
而且，非接触供电单元10的一次侧中流动的电流(Iin)用以下的式(3)表示。
而且，电容器102的电压(Vc1)、一次绕组101的电压(VL1)用式(4)及式(5)分别表示。
此外，非接触供电单元10的二次侧中流过的电流(I2)、电容器202的电压(Vc2)、二次绕组201的电压(VL2)用式(6)～式(8)表示。
而且，在负载单元7上加入的电压(VR)及对负载单元7的输出电力(Po)用式(9)、式(10)表示。
非接触供电单元10的电路参数在设计阶段确定，是已知的值，所以如果能够估计耦合系数(κ)，则从上述算式求在一次绕组101、二次绕组201、电容器102、202上加入的电压、电流。而且，一次绕组101、二次绕组201、电容器102、202的限制值也预先确定。因此，通过使用式(4)～式(8)，计算一次绕组101、二次绕组201及电容器102、202中的、至少一个电路元件的电压或电流为限制值那样的输入电压(Vin)，将算出的输入电压(Vin)代入式(10)，能够求可输出电压(Pout)。
即，本例中，通过从以式(2)～(10)的理论式表示的关系，使用耦合系数(κ)及各限制值，能够运算可输出电力(Pout)。再有，上述算式中，使逆变器63的驱动频率和非接触供电单元10的谐振频率一致，但也可以不一定一致。
返回到图1，说明控制器20的控制。控制器20在本例的非接触供电系统被驱动时，将控制模式切换到用于对耦合系数(κ)进行估计的估计模式。位置传感器99检测相对一次绕组101的二次绕组201的位置。耦合系数估计单元21从位置传感器99的检测值，对耦合系数(κ)进行估计，并发送到可输出电力运算单元22及电压指令值运算单元23。
控制器20在结束耦合系数(κ)的估计时，切换到运算指令值及可输出电力的运算模式。在可输出电力运算单元22中，预先存储表示非接触供电单元10的各电路元件的限制值及高频交流电源6的限制值与相当于上述算式的耦合系数(κ)和可输出电力之间的关系的表。可输出电力运算单元22参照该表，运算与估计出的耦合系数(κ)对应的可输出电力(Pout)，并发送到电压指令值运算单元23。
电压指令值运算单元23将对负载单元7的所需电力(Pout_ref)和可输出电力(Pout)进行比较。在对负载单元7的所需电力(Pout_ref)大于可输出电力(Pout)的情况下，电压指令值运算单元23运算将可输出电力(Pout)输出时的、逆变器63的输出电压(Vin)，运算使逆变器63输出电压(Vin)的指令值。通过负载单元7的输出电力和指令值预先通过映射(map)存储，使用该映射，可以算出指令值，或者基于可输出电力(Pout)和估计出的耦合系数，也可以使用式(10)算出。
另一方面，在对负载单元7的所需电力(Pout_ref)为可输出电力(Pout)以下的情况下，电压指令值运算单元23运算将所需电力(Pout_ref)输出时的、逆变器63的输出电压(Vin)，并运算使逆变器63输出电压(Vin)的指令值。
控制器20结束可输出电力(Pout)及指令值的运算时，切换到对负载单元7供给电力的电力模式，将基于电压指令值运算单元23运算出的指令值的开关信号发送到晶体管63a～63d。而且，三相交流电源64的电力通过一次绕组101及二次绕组201中的磁耦合，以非接触方式输电，供电给负载单元7。
可是，与本例不同，作为将电压指令值上升直至可输出电力的方法，考虑不附加线圈的耦合状态(没有对耦合系数(κ)进行估计)，首先设定逆变器63的电压指令值，然后，将逆变器63的电压指令值缓慢地上升，以使在非接触供电单元10的电路元件上加入的电压、电流不超过限制值，达到目标电力(可输出电力)的方法(比较例)。
图8是表示使用了比较例的方法的情况下的、对负载单元7的输出电力的时间特性的曲线。如图8所示，将逆变器63的电压指令值逐级地上升，所以对负载单元7的输出电力也逐级地上升。作为其结果，比较例中，在对逆变器63输出指令值后，负载单元7的输出电力用于达到目标电力的时间加长
特别地，在一次绕组101和二次绕组201偏移的情况下，与一次绕组101和二次绕组201正对的状态(无线圈间的位置偏移的状态)时同样地设定了逆变器63的电压(Vin)的情况下，有各电路元件上加入的电压、电流会超过限制值的可能性。因此，在上述比较例的方法中，在假定了一次绕组101和二次绕组201之间的位置偏移后，由于需要将电压指令值上升，所以必需进一步减小指令值的上升幅度，以不超过限制值，用于达到目标电力的时间进一步加长。
此外，作为其他的方法，还考虑预先增大非接触供电单元10的电路元件的耐压。但是，有供电系统的成本增加，或将导致系统庞大化的问题。此外，还考虑将一次绕组101和二次绕组201的位置关系限定在元件的耐压范围内，但有可供电范围狭窄而将损失用户的便利性的问题。
本例中，如上述，对一次绕组101和二次绕组201之间的耦合状态进行估计，基于非接触供电单元10的电路元件的限制值和耦合状态，运算对负载单元7可输出的可输出电力，在对逆变器63输入指令值前，掌握可输出电力(Pout)，所以能够生成使可输出电力(Pout)输出到负载的指令值。作为其结果，可以将指令值立即上升而控制逆变器63，对负载输出可输出电力(Pout)，所以与比较例相比，能够缩短用于达到目标电力的时间。
使用图9，说明控制器20的控制流程。图9是表示控制器20的控制步骤的流程图。
在步骤S1中，控制器20设定为估计模式。在步骤S2中，耦合系数估计单元21从位置传感器99接收用于对耦合系数(κ)进行估计所需要的信号。在步骤S3中，耦合系数估计单元21从步骤S2中检测出的信号中包含的检测值的信息，对耦合系数进行估计。在步骤S4中，从估计模式切换到运算模式。在步骤S5中，可输出电力运算单元22使用在步骤S3中估计出的耦合系数，运算可输出电力。在步骤S6中，电压指令值运算单元23将运算出的可输出电力和所需电力(Pout_ref)进行比较，生成达到较低一方的电力的逆变器63的指令值。在步骤S7中，控制器20切换到供电模式，基于步骤S6的指令值，控制逆变器63。
如上述，本发明中，对耦合系数(κ)进行估计，基于非接触供电单元10的电路元件的限制值和耦合系数，运算对负载单元7的可输出电力。由此，在逆变器63的控制开始时，电路元件上加入的电压或电流不超过限制值，控制器20掌握可对负载单元7输出的可输出电力，所以能够缩短直至达到可输出电力为止的控制器20的控制时间。
此外，本例中，如式(2)～式(10)所示，根据以包含了一次绕组101的电感、二次绕组201的电感、逆变器63的驱动频率、耦合系数、非接触供电单元10的电路元件上加入的电压、电流的理论式表示的关系，使用耦合系数(κ)及限制值，运算可输出电力。由此，本例中，只要对耦合系数(κ)进行估计，就能够运算可输出电力，所以仅用输电侧的信息，就能够运算可输出电力。而且，也可以不在发送侧进行接收侧的信息(例如，逆变器63的驱动中的、二次侧的电路的施加电压等)的接收，所以可以节省输电侧及受电侧的信号通信的时间。此外，可以在实际地驱动逆变器63前，掌握可输出电力，所以可以缩短直至达到可输出电力为止的控制器20的控制时间。
此外，本例中，基于可输出电力运算单元22运算出的可输出电力，运算用于控制逆变器63的指令值。由此，能够在考虑了各电路元件的限制值后，驱动逆变器。
图10中表示比较例及本发明的输出电力的时间特性。在比较例中，将逆变器63的指令值从零起逐级地上升，所以达到目标电力(可输出电力)为止需要较长的时间。另一方面，在本发明中，在逆变器63的驱动前，运算用于输出可输出电力的指令值，所以可以将指令值立即上升。作为其结果，本发明可以缩短负载电力的上升时间。
此外，本例中，即使将非接触供电单元10中的、输电侧的电路结构及受电侧的电路结构设为与图1所示的电路不同的结构，也可以从估计出的耦合系数和限制值运算可输出电力。即，用式(2)～(10)表示的理论式不限于图1的电路，可以从与电路对应的电路方程式同样地导出。而且，各电路元件的参数及限制值是在设计阶段已知的信息。因此，即使将非接触供电单元10设为不同的电路结构，也可以实现本发明。
此外，即使作为供电对象的受电侧的电路结构改变了，本例中只要能够获取各电路结构的限制值的信息，就能够在运算了可输出电力后，进行供电。
再有，在本例中，设置了位置传感器99作为用于测量耦合系数(κ)的传感器，但例如也可以用照相机等检测二次绕组202相对一次绕组101的相对位置。或者，在非接触供电单元10的一次侧或二次侧，设置电压或电流传感器，耦合系数估计单元21从这些传感器值，也可以对耦合系数(κ)进行估计。即，耦合系数(κ)与一次侧或二次侧的电压或电流有相关性，非接触供电单元10的电路参数在设计阶段已知，所以从电压、电流传感器的检测值，可通过运算而对耦合系数(κ)进行估计。此外，已知在从逆变器63到非接触供电单元10的一次侧的输入电流及输入电压、非接触供电单元10的电路参数和耦合系数(κ)之间，供电电路的理论式成立，所以耦合系数估计单元21使用该理论式，也可以对耦合系数(κ)进行估计。
上述的一次绕组107相当于本发明的‘输电线圈’，二次绕组201相当于‘受电线圈’，耦合状态估计单元21相当于‘耦合状态估计装置’，可输出电力运算单元22相当于‘可输出电力运算装置’，电压指令值运算单元23相当于‘指令值生成装置’。
《第2实施方式》
图11是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。在本例中，相对于上述第1实施方式，在设置耦合系数(κ)误差运算单元24及比较单元25方面有所不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，适当引用其记载。
如图11所示，控制器20包括耦合系数误差运算单元24及输出估计值比较单元25。耦合系数误差运算单元24从由耦合系数估计单元21估计出的耦合系数(κ)，运算耦合系数的误差范围，并运算该误差范围的下限值(κL)及上限值(κH)。
这里，使用图12，说明耦合系数的误差范围。图12表示相对耦合系数的对负载单元7的输出电压的特性。耦合系数估计单元21产生的耦合系数的估计精度，受到位置传感器99的精度、或用于对耦合系数进行估计的计算用参数的误差等的影响，所以根据影响的程度，产生估计误差。估计误差以将耦合系数估计单元21估计出的耦合系数作为中心的、规定的范围(误差范围)表示。而且，将该规定的范围的下限值设为κL，将上限值设为κH。
在为相对耦合系数的负载单元7的输出电力表示图12那样的特性的情况时，将相对估计出的耦合系数(κ)的输出电压设为P时，相对耦合系数的下限值(κL)的输出电力为比P小的PL，相对耦合系数的上限值(κH)的输出电力为比P大的PH。即，因耦合系数κ的估计误差，对可输出电力也产生影响。
返回到图11，有关耦合系数误差运算单元24的误差范围的运算，估计误差的误差范围可以根据测定系统的精度等而预先在设计阶段确定，例如规定在-5％到+5％那样的范围内。因此，耦合系数误差运算单元24从耦合系数估计单元21估计出的耦合系数和预先设定的误差范围，计算耦合系数的下限值(κL)及上限值(κH)，并输出到可输出电力运算单元22。
可输出电力运算单元22运算与耦合系数估计单元21估计出的耦合系数(κ)、耦合系数的下限值(κL)及上限值(κH)分别对应的可输出电力(PL、P、PH)。可输出电力的运算方法也可以使用在第1实施方式中所示的方法。
比较单元25将运算出的多个可输出电力分别进行比较，提取最小的可输出电力(Pf)。在多个可输出电力之中，相对于非接触供电单元10的电路元件的限制值最严的输出电力(对于电路元件上加入的电压或电流为最低的输出电力)是最小的可输出电力，所以比较单元25提取最小的可输出电力。
而且，电压指令值运算单元23基于最小的可输出电力(Pf)，生成指令值(Vin_f)，并输出到晶体管63a～63d。
在基于指令值(Vin_f)开始了逆变器63的控制后，控制器20检测负载单元7的电力，并使指令值(Vin_f)以固定的比例逐级地上升，以使非接触供电单元10的电路元件的电压、电流不超过限制值，直至使负载单元7的输出电力增加到可输出电力。将指令值(Vin_f)以固定的比例逐级地上升的控制，也可以使用与实施方式1的比较例同样的方法。此外，负载单元7的输出电力也可以在受电电路单元200的输出侧设置传感器，根据该传感器的检测值来计算。此外，非接触供电单元10的电路元件的电压、电流是否超过限制值的检测，也可以通过传感器检测各电路元件的电压或电流。
接着，使用图13，说明控制器20的控制流程。图13是表示控制器20的控制步骤的流程图。
在步骤S11中，控制器20进行用于对耦合系数(κ)进行估计的估计控制。步骤S1的控制内容，与图9的步骤S1～S3是同样的。在步骤S12中，耦合系数误差运算单元24在切换到运算模式后，从步骤S1中估计出的耦合系数来运算误差的范围。在步骤S13中，可输出电力运算单元22对应于步骤S12中运算出的误差范围内的耦合系数，运算可输出电力。
在步骤S14中，比较单元25将运算出的多个可输出电力进行比较，提取最小的可输出电力。在步骤S15中，电压指令值运算单元23基于最小的可输出电力，生成指令值。切换到供电模式后，在步骤S16中，控制器20检测对负载单元7的输出电压，并且将指令值逐级地上升，以使电路元件的电压、电流不超过限制值，使负载单元7的输出电力增加至可输出电力。
如上述，本发明中，运算耦合系数(κ)的误差范围，并基于误差范围所包含的多个耦合状态，分别运算可输出电力，基于运算出的多个可输出电力中的、最小的可输出电力生成指令值。由此，能够防止各电路元件的电压、电流因耦合状态的估计误差而超过限制值。即，在根据耦合系数的估计误差，对于原来的耦合系数，估计出的耦合系数极大不同的情况下，基于估计出的耦合系数，运算可输出电力，生成指令值时，有可能各电路元件的电压、电流超过限制值。但是，在本例中，在考虑了估计误差后，生成指令值，以使各电路元件的电压、电流不超过限制值，所以能够避免该可能性。
图14中表示比较例及本发明的输出电力的时间特性。在比较例中，将逆变器63的指令值逐级地上升，所以至达到目标电力(可输出电力)需要较长的时间。另一方面，在本发明中，在逆变器63的驱动前，运算用于输出可输出电力的指令值，所以能够不超过实际的可输出电力(各元件的限制值)而立即上升指令值。此外，立即上升了指令值后，通过逐级上升指令值，可以将负载单元7的输出电力上升至实际的可输出电力。作为其结果，本发明可以缩短负载电力的上升时间。
上述耦合系数误差运算单元24相当于本发明的‘误差范围运算单元’。
《第3实施方式》
图15是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。在本例中，相对于上述第2实施方式，设置逆变器(INV)电流运算单元26及范围判别单元27的方面有所不同。除此以外的结构与上述第2实施方式相同，适当引用第1实施方式及第2实施方式的记载。
控制器20包括：逆变器电流运算单元26和范围判别单元27。逆变器电流运算单元26从耦合系数估计单元21估计出的估计耦合系数(κ)、耦合系数运算单元24中运算出的下限值(κL)及上限值(κH)，运算与各个值对应的逆变器电流。这里，逆变器电流是从逆变器63输出到非接触供电单元10的电流，是在非接触供电单元10的一次侧流动的电流(Iin)。
范围判别单元27基于检测逆变器电流的传感器的检测值，判别实际输出到所述负载单元的电力属于相当于估计耦合系数(κ)和下限值(κL)之间的范围的低电力范围、相当于估计耦合系数(κ)和上限值(κH)之间的范围的高电力范围的哪个范围，并将判别结果发送到电压指令值运算单元23。检测逆变器电流的传感器也可以连接在高频电源6和输电电路单元100之间。
这里，对于估计耦合系数(κ)的误差范围和实际地输出到负载单元7的电力之间的关系，与实施方式2的控制进行比较，同时进行说明。图16、17是表示相对时间的对负载单元7的输出电力特性的曲线，是用于说明估计的误差范围和实际输出电力之间关系的图。在图16、图17中，曲线a表示实施方式2的特性，曲线b表示上述比较例的特性。
在图16、17中，PL是使用估计的误差范围的下限值(κL)和式(3)～(10)，将对电路元件的电压、电流抑制到限制值以下，并且对负载单元7的可输出的可输出电力的运算值。PH是基于估计的误差范围的上限值(κH)运算出的值。再有，因非接触供电单元10的电路特性，与下限值(κL)对应的可输出电力(PL)不一定小于与上限值(κH)对应的可输出电力(PH)，但为了使说明容易，设为PH＞PL。
如实施方式2所示，在估计耦合系数(κ)中有估计误差，所以在基于估计耦合系数运算出的可输出电力(Pout)中，产生与估计误差对应的误差范围。而且，该误差范围成为下限值(PL)和上限值(PH)之间的范围。在实施方式2的方法中，基于最小的可输出电力(PL)，生成指令值，控制逆变器，所以在时间t1的时间点，对负载单元7的输出电力上升至PL(参照图16曲线a)。
假设实际的可输出电力(不是估计值，而是基于实际的耦合系数的、对负载单元7的输出电力)与上限值(PH)相等，在实施方式2的控制中，在时间t1以后，将指令值逐级地上升时，需要将对负载单元7的输出电力从PL增加至PH。因此，在时间t1以后的电力的上升上会需要时间。
在本发明中，如图17所示，将运算值即可输出电力(Pout)的误差范围分为高电力范围和低电力范围，根据实际的可输出电力属于哪个范围，改变逆变器63的指令值的控制。以下，对于控制器20的具体的控制，使用图15说明。
通过耦合系数21、可输出电力运算单元22、电压指令值运算单元23、κ误差运算单元24、以及比较单元25，基于最小的可输出电力(Pf)，生成指令值(Vin_f)，控制逆变器63的方面与实施方式2的控制是同样的，所以省略说明。
逆变器63按指令值(Vin_f)控制时，从高频交流电源6对非接触供电单元10供电，所以通过未图示的传感器，检测逆变器电流(Iin_d)，传感器的检测值(Iin_d)被输入到范围判别单元27。
在本例中，为了判别实际的可输出电力属于高电力范围或低电力范围的哪个范围，将基于估计出的耦合系数的逆变器电流的运算值(Ip_L、Ip、Ip_H)和逆变器电流的检测值(Iin_d)进行比较。
如图18所示，在将逆变器电压(从逆变器63至非接触供电单元10的输出电压)固定的情况下，逆变器电流根据耦合系数而变化。因此，耦合系数的误差范围可以作为逆变器电流的范围来表示，通过从耦合系数的下限值(κL)及耦合系数的上限值(κH)，运算各个逆变器电流，求逆变器电流的范围。而且，根据式(10)，逆变器电流的检测值(Iin_d)实际为从逆变器63输出的电流值，所以根据式(10)，可以看成实际的对负载单元7的可输出电力。即，本例中，通过从估计出的耦合系数，运算与耦合系数的误差范围相当的逆变器的电流范围，与传感器的检测值进行比较，从而判别对负载单元7的可输出的实际的电力属于高电力范围或低电力范围的哪个范围。
首先，逆变器电流运算单元26使用耦合系数的下限值(κL)及上限值(κH)，运算各个逆变器电流。运算出的逆变器电流的各个值之间的电流范围成为相当于耦合系数的误差范围的逆变器的电流范围。此外，逆变器电流运算值26从估计出的耦合系数(κ)运算逆变器电流。从耦合系数(κ)运算出的逆变器电流成为逆变器电流范围的中间值(Ip_M)。而且，逆变器电流运算单元26将运算出的逆变器电流范围的上限值(Ip_H)及下限值(Ip_L)、以及中间值(Ip_M)发送到范围判别单元27。
范围判别单元27判别传感器的检测值(Iin_d)属于从下限值(Ip_L)至中间值(Ip_M)的低电流范围、或从中间值(Ip_M)至上限值(Ip_H)的高电流范围的哪个范围。而且，范围判别单元27将判别结果发送到电压指令值运算单元23。
电压指令值运算单元23在传感器的检测值(Iin_d)属于低电流范围的情况下，基于与耦合系数的下限值对应的可输出电力(PL)，生成指令值，并输出到晶体管63a～63d。此外，电压指令值运算单元23在传感器的检测值(Iin_d)属于高电流范围的情况下，基于从与中间值(Ip_M)对应的耦合系数(κ)运算出的可输出电力(P)，生成指令值，并输出到晶体管63a～63d。该可输出电力(P)，使用由可输出电力运算单元22运算出的值即可。而且，在电压指令值运算单元23中，在基于可输出电力(PL)的指令值或基于可输出电力(P)的指令值，逆变器63被控制后，按与实施方式1的比较例同样的方法，使指令值(Vin_f)以固定的比例逐级地上升，并且使电力增加。
接着，使用图19，说明本例的控制器20的控制流程。图19是表示本例的控制器20的控制步骤的流程图。
步骤21～步骤S25的控制，与图13的步骤S11～S15的控制是同样的，所以省略说明。在步骤S26中，控制器20基于在步骤S25中生成的指令值，控制逆变器63，并开始供电。在步骤S27中，逆变器电流运算单元26基于耦合系数(κ)、耦合系数的误差范围的下限值(κL)及上限值(κH)，运算各个逆变器电流，并运算低电流范围及高电流范围。
在步骤S28中，通过在逆变器63的输出侧设置的传感器，检测逆变器电流(Iin_d)。在步骤S29中，范围判别单元27判别传感器的检测值(Iin_d)属于低电流范围(范围L)或高电流范围(范围H)的哪个范围。在检测值属于低电流范围的情况下，电压指令值运算单元23基于最小的可输出电力(Pf)生成指令值，并输出到逆变器63。而且，控制器20检测对负载单元7的输出电压，并且将指令值逐级地上升，以使电路元件的电压、电流不超过限制值，使负载单元7的输出电力增加至可输出电力(步骤30)。再有，基于可输出电力(Pf)的指令值的逆变器控制，在步骤S26中已经进行，所以在步骤S30中，也可以对于基于可输出电力(Pf)的指令值，以上升一级的指令值，控制逆变器63。
另一方面，在检测值属于高电流范围的情况下，在步骤S31中，控制器20基于中间值运算可输出电力(PM)。在步骤S32中，电压指令运算单元23基于可输出电力(PM)运算指令值。在步骤S33中，控制器20检测对负载单元7的输出电压，并且将指令值逐级地上升，以使电路元件的电压、电流不超过限制值，使负载单元7的输出电力增加至可输出电力(步骤33)。
如上述，本发明中，通过使用传感器的检测值，掌握对负载单元7可输出的实际电力，并在将耦合系数的估计的误差范围分成从下限至中间的范围L和从中间至上限的范围H后，将各个范围在可成为与传感器的检测值的比较对象的范围中运算，判别传感器的检测值属于哪个范围。而且，根据判别结果，生成指令值，控制逆变器63。由此，即使因耦合系数(κ)的误差，基于估计出的耦合系数的可输出电力和对负载单元7的可输出的实际的电力之差较大的情况，也能够修正指令值，以减小该差，所以能够缩短负载电力的上升时间。
此外，本发明中，在对负载单元7的实际的输出电力属于范围L的情况下，在基于耦合系数的误差范围所包含的多个耦合系数运算出的可输出电力中，基于最低的可输出电力生成指令值，控制逆变器63。由此，在基于估计出的耦合系数的可输出电力和对负载单元7可输出的实际的电力之差较小的情况下，可以生成指令值以使各电路元件的电压、电流不超过限制值，并且控制负载电力。
此外，本发明中，在对负载单元7的实际的输出电力属于范围H的情况下，基于相当于范围L及范围H的中间值的可输出电力生成指令值，控制逆变器63。由此，在基于估计出的耦合系数的可输出电力和对负载单元7的可输出的实际的电力之差较大的情况下，能够使各电路元件的电压、电流不超过限制值，并且缩短负载电力的上升时间。
图20及图21中，表示比较例及本发明的输出电力的时间特性。图20表示对负载单元7的实际可输出电力属于范围L的情况下的电力特性，图21表示对负载单元7的实际可输出电力属于范围L的情况下的的电力特性。在图20及图21中，范围L的下限的电力值表示基于耦合系数的下限值(κL)运算出的可输出电力，范围H的上限的电力值表示基于耦合系数的上限值(κH)运算出的可输出电力，范围L、H的全范围的中间的电力值是基于相当于耦合系数的误差范围的中间值的耦合系数运算出的可输出电力。此外，电力(Pz)表示对负载单元7的实际可输出的电力。
如图20所示，在对负载单元7的实际的可输出电力属于范围L的情况下，与实施方式2的发明同样，可以缩短负载电力的上升时间。此外，如图21所示，在对负载单元7的实际的可输出电力属于范围H的情况下，直至时间(t1)以与范围L同样的斜率增加电力。而且，通过识别在时间(t1)所属的范围，上升指令值，可以缩短至时间(t2)的、负载电力的上升时间。
再有，本例中，为了判别对负载单元7可输出的实际的电力属于高电力范围、或低电力范围的哪个范围，使用了逆变器电流，但也可以是逆变器电压，或也可以是构成非接触供电电路单元10的电路元件的电压或电流，只要是根据耦合系数κ而变化的值就可以。
此外，逆变器电流范围的中间值(IP_M)也可以是逆变器电流范围的上限值(IP_H)和下限值(IP_L)的平均值。
上述的范围判别单元27相当于本发明的‘判别装置’。
《第4实施方式》
图22是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的方框图。在本例中，相对于上述第1实施方式，耦合系数的估计控制有所不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，适当引用第1～第3实施方式的记载。
控制器20包括：估计用指令值运算单元211、逆变器电流/电压检测单元212和负载状态检测单元213。用于检测逆变器63的输出电压及输出电流的传感器97连接在高频交流电源单元6和非接触供电单元10之间。用于检测负载单元7的状态的传感器98连接在负载单元7和非接触供电单元10的输出侧之间。
耦合系数估计单元21在逆变器63的驱动频率和非接触供电单元10的谐振频率一致的状态下，基于逆变器电流/电压检测单元212检测出的、逆变器63的输入电压及输入电流、以及负载单元7的电阻，对耦合系数进行估计。
这里，说明仅从高频交流电源单元6观察的非接触供电单元10的输入阻抗(Zin)。根据电路方程式，如以下的式(11)所示，输入阻抗可以用逆变器63的驱动频率和输出电压、输出电流、非接触供电单元10中的线圈的电感和电容器容量、负载单元7的电阻及耦合系数κ表示。
Zin＝F(f，Vin，Iin，C，L，R，κ) (11)
如式11所示，如果驱动频率和非接触供电单元10的电路参数已知，则能够从逆变器63的输出电压及输出电流对耦合系数κ进行估计。而且，在非接触供电单元10的谐振频率和逆变器63的驱动频率一致的条件下可以忽略输入阻抗的虚数部分，所以可以简化式(11)的耦合系数的估计式。
接着，使用图23，说明非接触供电单元10的输电侧的谐振电路的谐振频率、受电侧的谐振电路的谐振频率及逆变器63的驱动频率一致的电路条件。图23是用于说明非接触供电单元10的代表性的电路结构和谐振条件之间的关系的图。
作为非接触供电单元10的谐振电路，考虑对于一次绕组(Lp)101，将电容器分别串联、并联地连接，对于二次绕组(Ls)201，将电容器串联、并联地分别连接的4模式的电路(图23的电路模式(a)～(d))。在该4模式的电路中，为了使逆变器63的驱动频率和谐振频率一致，根据线圈的电感和电容器的电容的设计条件而确定。但是，有时因电路而在条件中还包含电感及电容以外的其他条件。
具体地说，在(a)所示的模式(pattern)中，作为一次侧的谐振电路的谐振频率的设计条件，耦合系数相应于其他条件，作为二次侧的谐振电路的谐振频率的设计条件，负载的电阻相应于其他条件。在(b)所示的模式中，作为一次侧的谐振电路的谐振频率的设计条件，耦合系数相应于其他条件。在(c)所示的模式中，作为二次侧的谐振电路的谐振频率的设计条件，负载的电阻相应于其他条件。在(d)所示的模式中，不存在其他条件。
即，在对于线圈串联连接了电容器的情况下，谐振条件没有电感及电容以外的条件。在对于二次侧的线圈并联连接的情况下，二次侧的谐振条件除了电感及电容以外，还包含负载的电阻条件。在对于一次侧的线圈并联连接的情况下，一次侧的谐振条件除了电感及电容以外，还包含耦合系数的条件。
以下，在本例中，说明在没有电感及电容以外的谐振条件的模式(d)的电路结构中，用于对耦合系数进行估计的控制。
使逆变器63的驱动频率、输电电路单元100的谐振频率及受电电路单元200的谐振频率一致的情况下的、逆变器63的输出电压、输出电流及耦合系数(κ)之间的关系式，以式(12)表示。
使逆变器63的驱动频率和受电电路单元200的谐振频率一致的情况下的、逆变器63的输入电压、输入电流及耦合系数(κ)之间的关系式，以式(13)表示。
如式(12)、(13)所示，在使谐振频率和驱动频率一致的情况下，通过检测逆变器63的输入电压及输入电流，能够对耦合系数(κ)进行估计。此外，在负载单元7的电阻因负载的状态而改变的情况下，作为负载的信息，在检测了负载的电阻之后，能够对耦合系数(κ)进行估计。
返回到图22，说明控制器20的控制。有关耦合系数的估计控制以外的控制，与第1实施方式中记载的内容相同，所以省略说明。此外，非接触供电单元7的谐振频率(一次侧的谐振频率或二次侧的谐振频率的至少一方的频率)和逆变器63的驱动频率一致。
首先，控制器20使本例的非接触供电系统驱动时，通过负载状态检测单元213，从传感器98的检测值检测负载单元7的电阻值，并发送到耦合系数估计单元21。控制器20将用于对耦合系数进行估计的估计用的指令值(Vin_s)发送到逆变器63。估计用的指令值(Vin_s)是不基于来自负载单元7的所需电力而预先设定的值。估计用的指令值(Vin_s)只要至少在能够检测逆变器63的输入电流及输入电压的范围即可。
在以估计用的指令值(Vin_s)驱动逆变器63中，逆变器电流/电压检测单元212从传感器97的检测值，检测逆变器63的输入电压及输入电流。此外，负载状态检测单元213从传感器98的检测值，检测负载单元7的电阻值。而且，逆变器电流/电压检测单元212将逆变器63的输入电压及输入电流发送到耦合系数估计单元21，负载状态检测单元213将负载单元7的电阻值发送到耦合系数估计单元21。
耦合系数估计单元21从以式(12)或式(13)表示的、包含了一次绕组101的电感、二次绕组202的电感、逆变器63的输入电压、输入电流、负载单元7的电阻值、以及逆变器63的驱动频率(驱动角频率)的理论式的关系，使用检测出的逆变器63的输入电压及输入电流和检测出的负载单元7的电阻值，对耦合系数(κ)进行估计。而且，耦合系数估计单元21将估计出的耦合系数输出到可输出电力运算单元22，控制器20基于该耦合系数，控制逆变器63。
接着，使用图24，说明本例的控制器20的控制流程。图24是表示本例的控制器20的控制中的、对耦合系数进行估计的估计模式的控制步骤的流程图。
在步骤S41中，控制器20切换到估计模式时，在步骤S42中负载状态检测单元21检测负载的状态，并检测负载的电阻。在步骤S43中，估计用指令值运算单元211对逆变器63输出估计用的指令值。在步骤S44中，逆变器电流/电压检测单元212检测逆变器63的输入电压及输入电流。在步骤S45中，耦合系数估计单元21基于步骤S42的负载单元7的电阻、以及步骤S44的输入电压及输入电流，对耦合系数进行估计。而且，在步骤S46中，控制器20将估计模式结束。
如上述，本发明中，在使逆变器63的驱动频率和非接触供电单元10的谐振频率一致的状态下，使用逆变器63的输入电流及输入电压、以及电阻单元7的电阻值，从非接触供电单元10的输入阻抗导出的关系中，对耦合系数进行估计。由此，本例中，可以使用输电侧的信息，对耦合系数进行估计。此外，由于可以将输入阻抗低阶化，所以可以减少运算上必要的参数的数，可以提高估计的精度。
再有，本例不限于在一次绕组101及二次绕组201中分别串联连接了电容器的电路，作为使驱动频率和谐振频率一致的条件，也可以是不具有一次绕组101及二次绕组201的电感及电容器的电容以外的其他条件的电路。即使是这样的电路，也可以按与上述同样的方法，对耦合系数进行估计。
上述逆变器电流/电压检测单元212相当于本发明的‘检测装置’。
《第5实施方式》
图25是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的非接触供电单元及负载的电路图。在本例中，相对于上述第1实施方式，在连接用于设定谐振频率的电阻的方面有所不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，适当引用第1～第4实施方式的记载。
输电电路单元100包括一次绕组101和谐振电路120。受电电路单元200包括二次绕组201、谐振电路220、以及调整电路230。谐振电路120是输电侧的谐振电路，谐振电路220是受电侧的谐振电路。调整电路230是用于使受电侧的谐振频率和逆变器63的谐振频率一致的电路单元，包括串联连接的电阻(R)231和开关232。调整电路230连接在谐振电路220和负载72之间。电阻231是使受电侧的谐振频率和逆变器63的谐振频率一致的电阻。开关231是用于切换电阻231和二次线圈201及谐振电路220之间的导通、关断的开关。即，开关221导通时，在二次绕组201、谐振电路220及电阻231之间电气地导通。
开关221是连接在负载72、受电电路单元200之间、切换负载72和受电电路单元200之间的导通、关断的开关。在开关221导通时，可以将受电电路单元200受电的电力供给到负载72，而开关221关断时，受电电路单元200和负载72之间被电关断。再有，在图25中，Vin、Iin是从逆变器63到非接触供电单元10的输入电压、输入电流。而且，Zin是从非接触电路单元10的输入侧看到的输入阻抗。再有，整流器71的图示被省略。
如实施方式4的图23所示，在属于模式(a)及(c)的电路结构中，作为二次侧的谐振条件，包含负载的电阻。因此，在本例中，为了满足该共同条件，另行连接电阻231。在对负载72供电中，为了避免电阻213中的耗电而连接着开关232。
此外，为了满足图23的模式(a)或(c)，谐振电路220具有在二次绕组201中并联连接的电容器(C2)，谐振电路120具有相对于一次绕组101串联或并联连接的电容器(C1)。电阻231的电阻值(R)是在设计阶段确定的值，设定为使输电侧的谐振电路的谐振频率或受电侧的谐振电路谐振频率的至少一方的频率与逆变器63的驱动频率一致的电阻值。
在将输电侧的谐振电路120设为了串联电容器(C1)的情况下，使输电侧的谐振频率、受电侧的谐振频率及逆变器63的驱动频率一致时，逆变器63的输出电压、输出电流及耦合系数(κ)之间的关系式，以式(14)表示。
再有，与式(11)同样，式(14)是根据电路方程式从输入阻抗(Zin)导出的算式。
在将输电侧的谐振电路120设为了串联电容器(C1)的情况下，仅使受电侧的谐振频率及逆变器63的驱动频率一致时，逆变器63的输出电压、输出电流及耦合系数(κ)之间的关系式，以式(15)表示。
在将输电侧的谐振电路120设为并联电容器(C1)的情况下，仅使受电侧的谐振频率及逆变器63的驱动频率一致时，逆变器63的输出电压、输出电流及耦合系数(κ)之间的关系式，以式(16)表示。
如式(14)～(16)所示，在使用了电阻231以后，通过使非接触供电单元10的谐振电路的谐振频率与逆变器63的驱动频率一致，可以对耦合系数(κ)进行估计。
接着，使用图26，说明控制器20的控制结构以及用于对耦合系数(κ)进行估计的控制内容。图26是控制器20的方框图。
如图26所示，控制器20包括：估计用指令值运算单元211、逆变器电流/电压检测单元212及开关切换单元214。开关切换单元214是对开关221、232进行控制的控制单元。在对耦合系数(κ)进行估计的估计模式时，开关切换单元214使开关232导通、开关221关断。另一方面，在以负载72供电电力的供电模式时，开关切换单元214使开关232关断、开关221导通。
估计用指令值运算单元211在通过开关切换单元214使开关232为导通、开关221为关断的状态下，将估计用指令值(Vin_s)输出到逆变器63，并驱动逆变器63。逆变器电流/电压检测单元212检测从以估计用指令值(Vin_s)驱动中的逆变器63对非接触供电单元10的输入电压(Vin)及输入电流(Iin)。
耦合系数估计单元21从以式(14)、式(15)或式(16)表示的、包含了一次绕组101的电感、二次绕组202的电感、逆变器63的输入电压、输入电流、电阻231的电阻值(R)、以及逆变器63的驱动频率(驱动角频率)的理论式的关系，使用检测出的逆变器63的输入电压及输入电流，对耦合系数(κ)进行估计。而且，耦合系数估计单元21将估计出的耦合系数输出到可输出电力运算单元22，控制器20基于该耦合系数，控制逆变器63。
接着，使用图27，说明本例的控制器20的控制流程。图27是表示本例的控制器20的控制步骤的流程图。
在步骤S51中，控制器20切换到估计模式。在步骤S52中，开关切换单元214将开关232导通，从而切换到耦合系数的估计用的电阻231。在步骤S53中，估计用指令值运算单元211对逆变器63输出估计用的指令值。在步骤S54中，逆变器电流/电压检测单元212检测逆变器63的输入电压及输入电流。在步骤S55中，耦合系数估计单元21基于步骤S54的输入电压及输入电流，对耦合系数进行估计。在步骤S56中，开关切换单元214将开关232关断，将开关221关断，从而切换到供电用电路。在步骤S57中，控制器20切换到供电模式。
如上述，本发明中，包括使受电侧的谐振电路的谐振频率与逆变器63的驱动频率一致的电阻231、以及切换到电阻231的开关232，使开关231成为导通状态，从而对耦合系数进行估计。由此，在用于使驱动频率和谐振频率一致的条件中，即使包含电阻的条件的电路，也可以使频率一致，可以对耦合系数进行估计。此外，本例中，可以使用输电侧的信息，对耦合系数进行估计。此外，由于可以将输入阻抗低阶化，所以能够减少运算上必要的参数的数，能够提高估计的精度。
再有，本例中，不限于在二次绕组201中并联地连接电容器的电路，作为使驱动频率和谐振频率一致的条件，也可以是在一次绕组101及二次绕组201的电感及电容器的电容以外具有电阻条件的电路。即使是这样的电路，也可以按与上述同样的方法，对耦合系数进行估计。
上述开关232相当于本发明的‘开关单元’。
《(第6实施方式》
图28是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的非接触供电单元及负载的电路图。在本例中，相对于上述第5实施方式，在具有用于估计耦合系数的谐振电路的方面有所不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，适当引用第1～第5实施方式的记载。
受电电路单元200包括二次绕组201、谐振电路220、耦合系数估计用谐振电路240、电阻241及开关242。谐振电路220只要是适合对负载72供电的电路，任意的电路都可以。耦合系数估计用谐振电路240是用于对耦合系数进行估计的谐振电路，例如适用图23所示的电路的二次侧的电路。在本例中，适用模式(a)或模式(c)的二次侧的电路。
电阻241是在对耦合系数进行估计时形成的、用于使二次侧的谐振电路的谐振频率和逆变器63的驱动频率一致的电阻。再有，在耦合系数估计用谐振电路240中，适用了例如图23的模式(d)的电路的情况下，也可以不进行使用了电阻241的频率调整。
开关242是用于将估计用的电路和供电用的电路切换的开关，连接在二次绕组201和耦合系数估计用谐振电路240之间、以及二次绕组201和谐振电路220之间。开关242基于控制器20的开关切换单元214的控制来切换。
接着，说明控制器20的耦合系数(κ)的估计控制。控制结构与图26所示的结构是同样的。
控制器20切换到对耦合系数进行估计的估计模式时，通过开关单元214，将开关242切换，以使二次绕组201和耦合系数估计用谐振电路240电导通。估计用指令值211将估计用指令值(Vin_s)输出，逆变器电流/电压检测单元212检测从逆变器63对非接触供电单元10的输入电压(Vin)、输入电流(Iin)。耦合系数估计单元21基于输入电压(Vin)、输入电流(Iin)，对耦合系数进行估计。而且，控制器20通过开关切换单元214，将开关242切换，以使二次绕组201和负载72电导通，从而切换到供电模式。
如上述，本发明中，包括使受电电路单元200的谐振频率与逆变器63的驱动频率一致的耦合系数估计用谐振电路240、以及开关242，使开关242成为导通状态，对耦合系数进行估计。由此，即使是驱动频率和电路的谐振频率不一致的电路(例如将具有两个谐振点的阻抗特性扩宽(broad)的电路、主动地不使用谐振的电路)，但通过使用耦合系数估计用谐振电路240，也可以使驱动频率和谐振频率一致，可以对耦合系数进行估计。此外，本例中，可以使用输电侧的信息，对耦合系数进行估计。此外，由于将输入阻抗能够低阶化，所以能够减少运算上必要的参数的数，能够提高估计的精度。
上述耦合系数估计用谐振电路240相当于本发明的‘谐振电路’，开关242相当于‘开关单元’。
《第7实施方式》
图29是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。在本例中，相对于上述第4实施方式，在为了使用受电侧信息运算耦合系数(κ)，设置了负载输出检测单元281及耦合系数运算单元28的方面有所不同。除此以外的结构与上述第4实施方式相同，适当引用第1～第6实施方式的记载。
如图29所示，控制器20包括负载输出检测单元281。负载输出检测单元281检测从受电电路单元200输出到负载单元72的电力(Po)。负载电力检测单元215从传感器98的检测值，检测输出电力(Po)。耦合系数运算单元28基于负载状态检测单元213检测出的负载单元7的电阻、负载输出检测单元281检测出的输出电力(Po)及逆变器63的输入电压、电流(Vin、Iin)，运算耦合系数。
这里，说明输出电力(Po)和耦合系数之间的关系。从第1实施方式的式(10)，导出耦合系数(κ)时，按以下的式(17)表示。
即，如式(17)所示，在耦合系数(κ)和对负载单元7的输出电力(Po)之间，固定的关系式成立。
可是，在第1～第6实施方式中，耦合系数估计单元21估计出的耦合系数不使用受电侧的信息来估计，所以与受电侧之间不进行通信即可，能够将运算速度高速化。在其另一方面，估计时所使用的信息量少，所以有包含估计误差的可能性。因此，在本例中，在通过第1～第6实施方式的耦合系数的估计控制，对耦合系数进行估计并生成指令值，驱动逆变器63后(图14的时间(t1)之后)，检测对负载单元7的输出电力，运算耦合系数。
以下，说明本例的控制器20的控制。再有，在驱动逆变器63前，对耦合系数进行估计，基于估计出的耦合系数及非接触供电单元10的电路元件的限制值运算可输出电力，运算指令值的控制与第1实施方式的控制相同，省略说明。
在运算了指令值后，控制器20通过该指令值来驱动逆变器63。而且，在逆变器63的驱动中，控制器20通过逆变器电流/电压检测单元212检测逆变器63的输入电压、电流(Vin、Iin)，通过负载状态检测单元213检测负载单元7的电阻，通过负载输出检测单元281检测输出电力(Po)。然后将各个检测值输出到耦合系数运算单元28。
耦合系数运算单元28从以式(17)的理论式表示的关系式，使用逆变器电流/电压检测单元212、负载状态检测单元213及负载输出检测单元281的各检测值，运算耦合系数(κ)，并输出到可输出电力运算单元22。
可输出电力运算单元22从耦合系数运算单元28运算出的耦合系数，将非接触供电单元10的电路元件的电压、电流抑制到限制值以下，并且运算对负载单元7可输出的可输出电力。电压指令值运算单元23基于该可输出电力，生成指令值，并输出到逆变器63，将逆变器63驱动。电压指令值运算单元23在负载输出检测单元281检测出的电力低于可输出电力运算单元22的可输出电力的情况下，更新指令值，以使对负载单元7的输出电力上升。
图30中表示本实施方式的发明(以下，称为本发明7。)、第2实施方式的发明(以下，称为本发明2。)及比较例的输出电力的时间特性。在图30中，曲线a表示本发明7的特性，曲线b表示本发明2的特性，曲线c表示比较例的特性。至时间(t1)，通过基于估计出的耦合系数的指令值来控制。在本发明7中，在时间(t1)以后，通过基于运算出的耦合系数的指令值进行逆变器控制。而且，时间(t2)表示对负载单元7的输出电力达到了实际的可输出电力的(电路元件的电压、电流达到了限制值，或输出电力达到了所需电力)时间点。
耦合系数运算单元28运算出的耦合系数是使用受电侧的信息运算出的值，所以运算精度也比耦合系数估计单元21估计出的耦合系数高。而且，在时间(t1)以后，在基于运算精度较高的耦合系数运算出输出电力之后，生成指令值。因此，与以往那样的、将指令值逐级地上升控制(比较例的控制及时间(t1)以后的本发明2的控制)比较，在本发明7中，能够将上升指令值的幅度增大。因此，本发明7中，在至时间(t1)的期间，能够高于比较例地上升电力，而且，在时间(t1)以后，能够比本发明2更快地上升电力。
如上述，本例中，基于由耦合系数估计单元21估计出的耦合系数，运算对负载单元7的可输出电力，并从该可输出电力生成指令值，控制逆变器63。而且，在逆变器的驱动中，检测对负载单元7供给的电力，并基于检测出的供给电力来运算耦合系数。而且，基于运算出的耦合系数，运算可输出电力，从该可输出电力生成指令值，控制逆变器63。即，本例中，在以基于估计耦合系数生成的指令值控制了逆变器63后，以基于运算耦合系数生成的指令值控制逆变器63。由此，能够运算精度高的可输出电力，所以可以缩短负载电力的上升时间。
此外，如图30所示，在时间(t1)以后，在本发明2中，仅使用输电侧的信息使指令值在规定的周期上升，在本发明7中，还使用受电侧的信息使指令值在规定的周期上升。因此，在时间(t1)以后，本发明7的指令值的变化量(每周期的指令值的变化量)可以比本发明2的指令值的变化量更大。
再有，本例的非接触供电单元10的电路结构，不限于在一次绕组101及二次绕组201中分别串联地连接电容器的结构，也可以是其他的电路结构。此外，本例检测对负载单元7的电力并运算了耦合系数，但也可以检测对负载单元7的输出电压、输出电流、在受电电路单元7的电路元件上加入的电压、电流，并基于检测值，使用以式(6)～式(9)的理论式表示的关系，运算耦合系数。此外，为了提高耦合系数的运算精度，也可以是多次测定并取平均值等的其他方法。
上述负载电力检测单元281相当于本发明的‘第1检测装置’，耦合系数运算单元28相当于‘耦合状态运算装置’。
《第8实施方式》
图31是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。在本例中，相对于上述第7实施方式，在设置了电路电流/电压检测单元291、使用率运算单元292及使用率判定单元293的方面有所不同。除此以外的结构与上述第7实施方式相同，适当引用第1～第7实施方式的记载。
控制器20包括电路电流/电压检测单元291、使用率运算单元292、以及使用率判定单元293。电路电流/电压检测单元291是检测在非接触供电单元10的电路元件上加入的电流(Ik)及电压(Vk)的控制单元。在各电路元件上加入的电流及电压，可以通过在一次绕组101、电容器102等上设置传感器，从该传感器来检测，或也可以从设置在输电侧的电路上的传感器、或设置在受电侧的传感器，通过运算来检测。例如，在图22所示的电路中，如果根据传感器97的检测值，检测对输电电路单元100的输入电压及输入电流，则一次绕组101的电感及电容器102的电容是已知的信息，所以在一次绕组101及电容器102上加入的电压、电流可以通过运算来求。
使用率运算单元292基于由电路电流/电压检测单元291检测出的电流(Ik)及电压(Vk)，运算使用率。使用率按以下式(18)表示。
即，使用率表示相对各电路元件的限制值的施加电压或施加电流的比例。而且，使用率达到100％时，达到了限制值。再有，根据电路元件，限制值通过耐压或限制电流容量等来表示，但也可以作为检测值的比较对象那样，将限制值适宜地换算为限制电流值等，分别进行比较。
使用率运算单元292对构成非接触供电单元10的每个电路元件运算使用率，并发送到使用率判定单元293。使用率判定单元293将运算出的使用率和规定的限制使用率进行比较，判定电路元件的各使用率中的、其中一个的使用率是否超过了限制使用率，并将判定结果发送到电压指令值运算单元23。限制使用率是为了保护电路元件、或维持本例的非接触供电装置的供电性能而预先设定的值。
电压指令值运算单元23从基于耦合系数运算单元28运算出的耦合系数的可输出电力来生成指令值。电压指令值运算单元23在所有电路元件的使用率低于限制使用率的情况下，更新由可输出电力运算单元22生成的指令值，并输出到逆变器63，以使对负载单元7的输出上升。
在所有电路元件的使用率低于限制使用率的情况下，耦合系数运算单元28的耦合系数的运算、可输出电力运算单元22的可输出电力的运算、及电压指令值运算单元23的指令值的生成，周期性地进行，电压指令值运算单元23继续更新指令值，对负载单元7的输出电力上升。
另一方面，在电路元件的各使用率中的、其中一个的使用率超过了限制使用率的情况下，电压指令值运算单元23不更新指令值，而保持指令值，并且对逆变器63进行控制。由此，对负载单元7的输出电力被维持。
作为具体例子，使用图32，说明上述控制。图32是表示一次绕组101的施加电压、电流、电容器102的施加电压、电流、限制值、检测值及使用率之间关系的表。而且，将限制使用率设为80％。再有，限制使用率可以任意地设定，例如也可以通过80～90％等的范围来设定。
在图32的例子中，基于线圈(一次绕组101)的施加电压的使用率、基于电容器102的施加电压的使用率、以及电容器102的电流的使用率都低于限制使用率。但是，基于线圈的电流的使用率是83％，超过限制使用率。因此，电压指令值运算单元23结束指令值的更新。由此，对负载单元7的输出电力被维持。此外，对线圈的使用率以较高的状态被维持，所以供电效率也可以在较高的状态下维持。
接着，使用图33，说明本例的控制器20的控制流程。再有，基于耦合系数的估计控制及估计耦合系数的逆变器63的控制，与第1实施方式是同样的，所以省略说明。图33是表示本例的控制器20的控制步骤的流程图。
在步骤S61中，在逆变器63的驱动中，负载电力检测单元281检测负载电力。在步骤S62中，耦合系数运算单元28运算耦合系数。在步骤S63中，可输出电力运算单元22基于运算出的耦合系数，运算可输出电力。在步骤S64中电压指令值运算单元23生成指令值。在步骤S65中，电路电流/电压检测单元291检测各电路元件的电压、电流。在步骤S66中，使用率运算单元292运算各个电路元件的使用率。
在步骤S67中，使用率判定单元293判定各电路元件的使用率的其中一个的使用率是否超过了限制使用率。在所有的电路元件的使用率低于限制使用率的情况下，转移到步骤S68。在步骤S68中，电压指令值运算单元23将指令值更新，并将更新后的指令值输出到逆变器63，然后返回到步骤S61。
另一方面，在各电路元件的使用率中的、其中一个的使用率为限制使用率以上的情况下，电压指令值运算单元23结束指令值的更新。
图34中表示对负载单元72的输出电力的时间特性。至时间(t1)为止根据基于估计出的耦合系数的指令值进行控制。时间(t1)以后，根据基于运算出的耦合系数的指令值进行逆变器控制。而且，时间(t2)表示在各电路元件的使用率中的、其中一个的使用率超过了限制使用率的时间点。此外，以Kn表示的、下标n表示指令值的更新次数。如图34所示，时间(t1)以后，指令值逐级地上升。
如上述，本发明根据非接触供电单元10的各电路元件的使用率，控制逆变器63的指令值。由此，能够缩短至稳定状态的供电时间，并且可靠地执行电路元件的保护，所以可进行稳定的电力控制。
此外，在本发明的变形例中，在使用率判定单元293中存储第2限制使用率作为预先设定的限制使用率，控制器20使用由使用率运算单元292运算出的使用率和该第2限制使用率，控制逆变器63。如上述，将为了保护电路元件而设定的限制使用率设为第1限制使用率时，第2限制使用率是，电路电流/电压检测单元291的测定误差或传感器的偏差、上述电路元件的温度范围或上述电路元件的劣化造成的、考虑了第1限制使用率的误差部分的、高于第1限制使用率的使用率。
使用率判定单元293比较由使用率运算单元292运算出的使用率和第2限制使用率，判定使用率是否为第2限制使用率以上，并将判定结果发送到电压指令值运算单元23。
在使用率低于第2限制使用率的情况下，使用率运算单元292继续使用率的运算处理，使用率判定单元293继续比较使用率和第2限制使用率的处理。此外，电压指令值运算单元23更新可输出电力运算单元22中生成的指令值，并输出到逆变器63，以使对负载单元7的输出上升。
另一方面，在使用率为第2限制使用率以上的情况下，使用率运算单元292结束使用率的运算处理，使用率判定单元293结束比较使用率和第2限制使用率的处理。电压指令值运算单元23不更新可输出电力运算单元22中生成的指令值，保持更新前的指令值，并且对逆变器63输出指令值。由此，通过使用率即将为第2限制使用率以上的之前的、指令值来控制逆变器63。
上述的电路电流/电压检测单元212相当于本发明的‘第2检测装置’，使用率运算单元292相当于本发明的‘使用率运算装置’。
《第9实施方式》
图35是本发明的另一实施方式的非接触供电装置的控制器的方框图。在本例中相对于上述第2实施方式，在设置了电路电流/电压检测单元291、使用率运算单元292、使用率判定单元293及可输出电力范围分割单元30的方面有所不同。除此以外的结构，与上述第3实施方式相同，适当引用第1～第8实施方式的记载。
控制器20包括电路电流/电压检测单元291、使用率运算单元292、使用率判定单元293及可输出电力范围分割单元30。电路电流/电压检测单元291、使用率运算单元292及使用率判定单元293与第8实施方式的结构是同样的，所以省略说明。
可输出电力运算单元22运算与耦合系数估计单元21估计出的耦合系数及耦合系数的下限值(κL)及上限值(κH)分别对应的可输出电力(PL、P、PH)，从多个可输出电力(PL、P、PH)中，运算将最低的可输出电力设为下限值、将最高的可输出电力设为上限值的可输出电力范围。在耦合系数估计单元21的耦合系数的估计中，包含误差。因此，在基于估计出的耦合系数运算出的可输出电力范围中，也具有与误差范围对应的宽度。即，可输出电力运算单元22运算与估计耦合系数的误差范围对应的可输出电力范围(Pw)。
可输出电力范围分割单元30将由可输出电力运算单元22运算出的可输出电力范围(Pw)分割为多个可输出范围。分割的数预先设定即可，例如，根据耦合系数估计单元21的估计精度设定分割数即可。可输出电力范围分割单元30根据使用率判定单元293的结果，从分割后的多个可输出电力范围之中较小的可输出电力范围起顺序地提取，并将提取的可输出电力范围的上限值的可输出电力输出到电压指令值运算单元23。而且，电压指令值运算单元23基于从可输出电力范围分割单元30输出的可输出电力，生成指令值，并输出到逆变器63。
使用图36，说明本例的控制器20的控制。图36表示对负载单元72的输出电力的时间特性。时间(t1)之前，基于由可输出电力运算单元22运算出的可输出电力(Pf)控制逆变器63。时间(t1)以后，基于由可输出电力范围分割单元30运算出的可输出电力(Pg)控制逆变器63。曲线a表示本发明的特性，曲线b表示比较例的特性。
非接触供电装置被驱动时，耦合系数估计单元21进行耦合系数的估计，可输出电力运算单元22如上述那样运算可输出电力范围并输出到可输出电力范围分割单元30。此外，可输出电力运算单元22运算与耦合系数(κ)、耦合系数的下限值(κL)及上限值(κH)分别对应的可输出电力(PL、P、PH)，将最小的可输出电力(Pf)输出到电压指令值运算单元。电压指令值运算单元23基于可输出电力(Pf)生成指令值，并输出到逆变器63(图36的时间t1)。由此，驱动逆变器63。
在逆变器63被驱动时，使用率成为能够检测的状态，控制器20通过电路电流/电压检测单元291及使用率运算单元292运算使用率，并通过使用率判定单元293判定使用率是否超过了规定的限制使用率，将判定结果发送到可输出电力范围分割单元30。
可输出电力范围分割单元30在逆变器63驱动后，从分割后的多个可输出电力范围之中开始提取范围的情况下，提取最小的可输出电力范围。换句话说，可输出电力范围分割单元30提取分割后多个可输出电力范围之中最小的可输出电力范围作为初始值的范围。在图36所示的范围中，是从可输出电力PL到P1的范围。而且，可输出电力范围分割单元30将提取的可输出电力范围的上限值、即可输出电力(P1)输出到电压指令值运算单元23。
在图36所示的例子中，在基于可输出电力(P1)控制了逆变器63的情况下，使用率不超过限制使用率，所以可输出电力范围分割单元30在分割后的多个可输出电力范围之中提取第2小的可输出电力范围(P1～P2)。而且，可输出电力范围分割单元30将可输出电力(P2)输出到电压指令值运算单元23。最终，可输出电力范围分割单元30将可输出电力(P3)输出到电压指令值运算单元23，在逆变器63被控制时，使用率超过限制使用率，控制器20维持指令值并且控制逆变器63。
接着，使用图37，说明本例的控制器20的控制流程。再有，估计耦合系数，运算耦合系数的误差后，以基于可输出电力(Pf)的指令值驱动逆变器63前的控制，与图13的步骤S11～S16的控制是同样的，所以省略说明。
在驱动逆变器63后，在步骤S71中，可输出电力运算单元22运算可输出电力范围。在步骤S72中，可输出电力范围分割单元30分割可输出电力范围，并提取分割后的多个可输出电力范围之中最小的可输出电力范围。在步骤S73中，电压指令值运算单元23基于相当于最小的可输出电力范围的上限值的可输出电力生成指令值，并输出到逆变器63。由此，逆变器63的输出电力上升。
在步骤S74中，电路电流/电压检测单元291检测各电路元件的电压、电流。在步骤S75中，使用率运算单元292运算各个电路元件的使用率。
在步骤S76中，使用率判定单元293判定在各电路元件的使用率中任何一个的使用率是否超过了限制使用率。在全部的电路元件的使用率低于限制使用率的情况下，转移到步骤S77。在步骤S77中，可输出电力范围分割单元30对于在步骤S73中生成指令值时的可输出电力范围，提取下一个最大的可输出电力范围，并返回到步骤S73。由此，在经由步骤77之后的、步骤S73的控制处理中，生成使对负载单元7的输出电力上升的指令值。
返回到步骤S76，在各电路元件的使用率中，任何一个的使用率为限制使用率以上的情况下，在步骤S78中结束指令值的更新。
如上述，本例运算与耦合状态的误差范围对应的可输出电力范围，分割该可输出电力范围，在分割后的多个可输出电力范围中从小的可输出电力范围起顺序地基于可输出电力范围中包含的可输出电力生成指令值，并输出到逆变器63。由此，与比较例那样的将指令值缓慢地上升的控制比较，能够缩短对负载单元7的输出电力的上升。
再有，本例在可输出电力范围运算单元30中，将提取的可输出电力范围的上限值的可输出电力输出到电压指令值运算单元23，但只要是提取的可输出电力范围内的可输出电力，也可以是上限值以外的值。
此外，本例基于估计耦合系数的误差范围，运算可输出电力范围并进行了控制，但也可以基于第7实施方式及第8实施方式的耦合系数运算单元28运算出的耦合系数的误差范围，运算可输出电力范围，并进行与上述同样的控制。
上述可输出电力范围分割单元30相当于本发明的‘分割装置’。
标号说明
6...高频交流电源
61...整流器
61a～61f...二极管
62...平滑电容器
63...电压型逆变器
63a～63d...晶体管
64...三相交流电源
7...负载单元
71...整流器
71a～71d...二极管
72...负载
10...非接触供电单元
100...输电电路单元
101...一次绕组
102...电容器
120...谐振电路
200...受电电路单元
201...二次绕组
202...电容器
220...谐振电路
221...开关
230...调整电路
231...电阻
232...开关
20...控制器
21...耦合系数估计单元
211...估计用指令值运算单元
212...逆变器(INV)电流电压检测单元
213...负载状态检测单元
214...开关切换单元
负载输出检测单元
22...可输出电力运算单元
23...电压指令值运算单元
24...耦合系数(κ)误差运算单元
25...比较单元
26...逆变器(INV)电流运算单元
27...范围判别单元
28...耦合系数运算单元
281...负载输出检测单元
29...使用率运算单元
291...电路电流/电压检测单元
292...使用率判定单元
30...可输出电力范围分割单元
97、98...传感器
99...位置传感器

Claims (17)

1.非接触供电装置，至少通过磁耦合，从电连接到交流电源上的输电线圈对受电线圈以非接触方式输送电力，并对电连接到所述受电线圈上的负载输出电力，其特征在于，该装置包括：
耦合状态估计装置，对所述输电线圈和所述受电线圈之间的耦合状态进行估计；以及
可输出电力运算装置，基于具有所述输电线圈及所述受电线圈的供电电路的电路元件的限制值和所述耦合状态，运算对所述负载可输出的可输出电力，
所述可输出电力运算装置根据以包含了所述输电线圈的电感、所述受电线圈的电感、所述交流电源的驱动频率、所述耦合状态、所述电路元件的电流或电压的、从与所述供电电路对应的电路方程式导出的理论式表示的关系，使用由所述耦合状态估计装置估计出的耦合状态及所述限制值，运算所述可输出电力。
2.如权利要求1所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
指令值生成装置，基于所述可输出电力生成使所述可输出电力输出到所述负载的、电力变换装置的指令值，
所述电力变换装置设置在所述交流电源中，将输入的电力进行变换并输出到所述输电线圈。
3.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
误差范围运算装置，运算基于所述耦合状态估计装置的估计误差的、所述耦合状态的误差范围，
所述可输出电力运算装置
基于所述误差范围中包含的多个耦合状态，分别运算所述可输出电力，
所述指令值生成装置
基于运算出的多个可输出电力中的、最小的可输出电力生成所述指令值。
4.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
误差范围运算装置，运算基于所述耦合状态估计装置的估计误差的、所述耦合状态的误差范围；
传感器，检测所述供电电路的电压或电流；以及
判别装置，基于所述传感器的检测值，判别对所述负载可输出的实际的电力属于与所述误差范围的中间值和所述误差范围的下限值之间的范围相当的第一范围、或与所述中间值和所述误差范围的上限值之间的范围相当的第二范围中的哪个范围，
所述指令值生成装置根据所述判别装置的判别结果，生成所述指令值。
5.如权利要求4所述的非接触供电装置，其特征在于，
所述指令值生成装置
在对所述负载可输出的实际的电力属于所述第一范围的情况下，基于运算出的多个所述可输出电力中的、最小的可输出电力，生成所述指令值。
6.如权利要求4所述的非接触供电装置，其特征在于，
所述指令值生成装置
在对所述负载可输出的实际的电力属于所述第二范围的情况下，基于从所述中间值的耦合状态所运算的所述可输出电力，生成所述指令值。
7.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
检测装置，检测从所述电力变换装置至所述供电电路的输入电压及输入电流，
所述指令值生成装置生成用于估计所述耦合状态的所述指令值即估计指令值，输出到所述电力变换装置，
所述耦合状态估计装置
在使所述电力变换装置的驱动频率和所述供电电路的谐振频率一致的状态下，基于以所述估计指令值驱动中的所述电力变换装置的所述输入电压、以所述估计指令值驱动中的所述电力变换装置的所述输入电流、以及所述负载的电阻，估计所述耦合状态。
8.如权利要求7所述的非接触供电装置，其特征在于，
所述耦合状态估计装置
从以包含了所述输电线圈的电感、所述受电线圈的电感、所述输入电压、所述输入电流、所述负载的电阻值、以及所述电力变换装置的驱动频率的所述理论式表示的关系，使用以所述估计指令值驱动中的所述电力变换装置的输入电压以及以所述估计指令值驱动中的所述电力变换装置的输入电流，估计所述耦合状态。
9.如权利要求7所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
调整电路，具有使所述供电电路的二次侧的谐振电路的谐振频率与所述驱动频率一致的电阻、以及切换所述电阻和所述受电线圈之间导通及关断的开关单元，
所述耦合状态估计装置在所述开关单元的导通状态下，估计所述耦合状态。
10.如权利要求7所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
谐振电路，使所述供电电路的二次侧的谐振频率与所述驱动频率一致；以及
开关单元，切换所述谐振电路和所述受电线圈之间的接通及关断，
所述耦合状态估计装置在所述开关单元的导通状态下，估计所述耦合状态。
11.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
第一检测装置，检测所述供电电路之中受电侧的电路的电压、电流或电力；以及
耦合状态运算装置，基于所述第一检测装置的检测值运算所述耦合状态，
所述可输出电力运算装置
基于由所述耦合状态估计装置估计出的耦合状态，运算对所述负载可输出的第一可输出电力，
基于由所述耦合状态运算装置运算出的耦合系数，运算对所述负载可输出的第二可输出电力，
所述指令值生成装置
在基于所述第一可输出电力生成第一指令值从而控制所述电力变换装置后，基于所述第二可输出电力生成第二指令值从而控制所述电力变换装置。
12.如权利要求11所述的非接触供电装置，其特征在于，
所述耦合状态估计装置基于在输电侧设置的传感器的检测值的检测信息估计所述耦合状态，
所述指令值生成装置
使所述第一指令值及所述第二指令值以规定的周期上升，
每个所述周期的所述第二指令值的变化量大于每个所述周期的所述第一指令值的变化量。
13.如权利要求11所述的非接触供电装置，其特征在于，
所述指令值生成装置
使所述第二指令值逐级地上升。
14.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
第二检测装置，检测所述电路元件的电压或电流；以及
使用率运算装置，运算以所述第二检测装置的检测值与所述限制值的比例表示的使用率，
所述指令值生成装置
在所述使用率成为为了维持所述非接触供电装置的供电性能、或为了保护所述电路元件而设定的第一限制值以上的情况下，保持所述指令值。
15.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
第二检测装置，检测所述电路元件的电压或电流；以及
使用率运算装置，运算以所述第二检测装置的检测值与所述限制值的比例表示的使用率，
所述指令值生成装置
在所述使用率为根据所述第二检测装置的检测误差、或所述电路元件的制造上的偏差所设定的第二限制值以上的情况下，保持在所述使用率为所述第二限制值以上之前生成的指令值。
16.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，还包括：
误差范围运算装置，运算基于所述耦合状态估计装置的估计误差的、所述耦合状态的误差范围；以及
分割装置，分割可输出电力范围，
所述可输出电力运算装置
通过基于所述误差范围中包含的多个耦合状态，分别运算所述可输出电力，运算与所述误差范围对应的所述可输出电力范围，
所述指令值生成装置
在由所述分割装置分割后的多个所述可输出电力范围中，从小的可输出电力范围起顺序地基于所述可输出电力范围中包含的所述可输出电力而生成所述指令值，并输出到所述电力变换装置。
17.一种非接触供电方法，
该方法至少通过磁耦合，从电连接到交流电源上的输电线圈对受电线圈以非接触方式输送电力，并对电连接到所述受电线圈上的负载输出电力，其特征在于，该方法包括：
估计所述输电线圈和所述受电线圈之间的耦合状态的步骤；
基于具有所述输电线圈及所述受电线圈的供电电路的电路元件的限制值和所述耦合状态，运算对所述负载可输出的可输出电力的步骤，
在运算对所述负载可输出的可输出电力的步骤中，根据以包含了所述输电线圈的电感、所述受电线圈的电感、所述交流电源的驱动频率、所述耦合状态、所述电路元件的电流或电压的、从与所述供电电路对应的电路方程式导出的理论式表示的关系，使用在估计耦合状态的步骤中估计出的耦合状态及所述限制值，运算所述可输出电力。
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