CN104243375B

CN104243375B - 补偿同相正交失衡的方法与装置

Info

Publication number: CN104243375B
Application number: CN201410254006.1A
Authority: CN
Inventors: 胡拉姆·穆罕默德; 洪志铭
Original assignee: MStar Semiconductor Inc Taiwan
Current assignee: Xueshan Technology Co ltd
Priority date: 2013-06-10
Filing date: 2014-06-09
Publication date: 2017-04-19
Anticipated expiration: 2034-06-09
Also published as: CN104243375A; TW201448532A; TWI513248B; US20140362955A1; US8964875B2

Abstract

一种补偿同相正交不匹配的传接器，其包含：一输入端点，用于接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第一信号，该第一信号包含多个数据样本；一相关模块，用于决定该同相数据的一自相关值、该正交数据的一自相关值、该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的一差值、以及该同相数据与该正交数据的一互相关值；一平均模块，用于决定该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的一平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的一平均值，其中上述的平均值系根据一数据样本个数所统计得出；以及一补偿模块，用于根据该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值，决定具有较少同相正交不匹配的一补偿后同相数据与一补偿后正交数据。

Description

补偿同相正交失衡的方法与装置

技术领域

本发明系关于自适应的同相正交失衡估测。

背景技术

智能型手机内包含一无线局域网络(wireless large area network)模块，其具有和传接器整合在一起的功率放大器。为了让上述的功率放大器提供高线性输出功率，可以使用预失真(pre-distortion)技术来补偿功率放大器的失真现象。在使用同相正交信号进行调变解调变的系统当中，信号中的同相部分与正交部分经由同相路径与正交路径分别进行处理。每条处理路径可以包含诸如混频器、低通滤波器、以及模拟数字转换器等元器件。在同相与正交路径中，各元器件的不匹配降低了信号的质量。为了达成高效能的预失真，必须得移除同相与正交路径之间信号的失衡现象。

发明内容

在本发明的一面向中，提供一种补偿同向正交不匹配的装置。该补偿同向正交不匹配的装置包含：一输入端点，用于接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第一信号，该第一信号包含多个数据样本；一相关模块，用于决定该同相数据的一自相关值、该正交数据的一自相关值、该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的一差值、以及该同相数据与该正交数据的一互相关值；一平均模块，用于决定该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的一平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的一平均值，其中上述的平均值系根据一特定个数的该多个数据样本所统计得出；以及一补偿模块，用于根据该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值，决定具有较少同相正交不匹配的一补偿后同相数据与一补偿后正交数据。

该补偿同向正交不匹配的装置的实施方式可以包含一个以上的下列特征。该补偿同向正交不匹配的装置可以更包含一控制模块，用于控制该多个数据样本的该特定个数，该特定个数的该多个数据样本系供计算该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值。在补偿同相正交不匹配的一程序刚开始时，该控制模块将该多个数据样本的该特定个数设为一较小的数目，在稍后将该特定个数设为一较大的数目。该补偿模块可以基于一最小均方算法来决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据。该补偿同向正交不匹配的装置可以更包含一控制模块，用于控制该最小均方算法的一收敛速率。该控制模块可以在该最小均方算法刚开始时将该收敛速率设为一较大值，在稍后将该收敛速率设为一较小值。该补偿同向正交不匹配的装置可以更包含：一输出端点，用于传送包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第二信号；以及一第二补偿模块，用于接收代表该第二信号的一耦合信号、决定一最小均方算法的多个系数值，该最小均方算法可用于减少该耦合信号的同相正交不匹配，以及，在一最小均方算法中使用该多个系数值以减少该第二信号的同相正交不匹配。该补偿模块可从该第一信号中减去该第一信号的一镜像信号以决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据，其中该第一信号的该镜像信号是利用该第一信号的一共轭信号乘以一权重值来决定。该补偿模块可使用一最小均方算法来计算该权重值以便最小化该补偿后同相数据与该补偿后正交数据当中的同相正交不匹配。

在本发明的另一面向中，提供一种补偿同相正交不匹配的方法。该补偿同相正交不匹配的方法包含：在一接收器接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第一信号，该第一信号包含多个数据样本；决定该同相数据的一自相关值与该正交数据的一自相关值的一差值；决定该同相数据与该正交数据的一互相关值；决定该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的一平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的一平均值，其中上述的平均值系根据一特定个数的该多个数据样本所统计得出；以及根据该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值，决定具有较少同相正交不匹配的一补偿后同相数据与一补偿后正交数据。

该补偿同相正交不匹配的方法的实施方式可以包含一个以上的下列特征。在决定具有较少同相正交不匹配的该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤中，该补偿同相正交不匹配的方法可以更包含修改用于计算该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值的该多个数据样本的该特定个数。该补偿同相正交不匹配的方法可以在补偿同相正交不匹配的该决定步骤刚开始时，将该多个数据样本的该特定个数设为一较小的数目，在稍后将该特定个数设为一较大的数目。该决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤可以基于一最小均方算法来决定该补偿同相数据与正交数据。该补偿同相正交不匹配的方法可以更包含控制该最小均方算法的一收敛速率。该补偿同相正交不匹配的方法可以在该最小均方算法刚开始时将该收敛速率设为一较大值，在稍后将该收敛速率设为一较小值。该补偿同相正交不匹配的方法可以更包含：传送包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第二信号；以及接收代表该第二信号的一耦合信号、决定可用于减少该耦合信号的同相正交不匹配的一最小均方算法的多个系数值、以及在一最小均方算法中使用该多个系数值以减少该第二信号的同相正交不匹配。该决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤可以更包含：利用该第一信号的一共轭信号乘以一权重值来决定该第一信号的一镜像信号；以及从该第一信号中减去该第一信号的该镜像信号。该补偿同相正交不匹配的方法可以更包含使用一最小均方算法来计算该权重值以便最小化该补偿后同相数据与该补偿后正交数据当中的同相正交不匹配。

在另一方面，本发明提供一种补偿同相正交不匹配的传接器，其包含：一接收器用于接收并处理包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第一信号，该第一信号包含多个数据样本；一补偿模块，用于根据该同相数据的一自相关值与该正交数据的一自相关值的差值的一平均值，以及该同相数据与该正交数据的一互相关值的一平均值，来决定用于补偿该接收器的同相正交不匹配的第一补偿系数值；一传送器用于处理并传送包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第二信号，该第二信号包含多个数据样本；一耦合器以耦合该第二信号的部分至该接收器，其中该补偿模块系用于根据该第一补偿系数值、该第二同相数据的一自相关值与该第二正交数据的一自相关值的差值的一平均值，以及该第二同相数据与该第二正交数据的一互相关值的一平均值，来决定用于补偿该传送器的同相正交不匹配的第二补偿系数值。

在另一方面，本发明提供一种补偿同相正交不匹配的方法。该补偿同相正交不匹配的方法包含：接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的一第一信号，该第一信号包含多个数据样本；于代表一补偿后信号的一函数中运用一最小均方算法，以决定用于补偿一接收器中同相正交不匹配的的多个补偿系数，其中该函数包含一第一部分、一第二部分、与一第三部分，该第一部分表示被乘以一第一系数的一数据样本，该第二部份表示被乘以一第二系数的该数据样本的一共轭，该第三部分表示一直流偏移，该最小均方算法用于一起决定该第一系数、该第二系数、与该直流偏移；以及根据该第一系数、该第二系数、与该直流偏移，决定具有较少同相正交不匹配的一补偿后同相数据与一补偿后正交数据。

该补偿同相正交不匹配的方法的实施方式可以包含一个以上的下列特征。该最小均方算法包含多个迭代，经由在该第一系数上加入由该数据样本与一误差值的一乘积所衍生的一部份，在后续的迭代当中更新该第一系数，其中该误差值表示一延迟后的理想信号与该补偿后信号的一差值。

附图说明

图1为自适应补偿同相正交信号失衡的一示范无线系统的某部分的一方块示意图。

图2为自适应补偿同相正交信号失衡的一示范无线系统的一方块示意图。

图3为可消除接收信号中同相正交信号失衡与直流偏移的一示范电路的一方块示意图。

图4为示范的一同相正交信号失衡估测电路的一方块示意图。

图5与图6为一陷波滤波器(notch filter)的示范频率响应的示意图。

图7为示范的一同相正交不匹配估测单元的一方块示意图。

图8为示范的一统计单元的一方块示意图。

图9为示范的一更新单元的一方块示意图。

图10为示范的一μ值控制单元的一方块示意图。

图11为控制自适应预失真单元的输入的一示范电路的一方块示意图。

图12为示范的一同相正交不匹配估测单元的一方块示意图。

图13为补偿同相正交不匹配的一流程示意图。

图14为示范的一无线系统的一方块示意图。

图15为用于计算复数增益(complex gain)的一示范电路的一方块示意图。

符号说明

100 无线系统

102 输入端点

104 输入信号

106 相关模块

108 平均模块

110 补偿模块

112 输出端点

114 控制模块

116 输出信号/补偿后同相数据与正交数据

120 无线系统

122 调变解调变器

124a 同相数据

124b 正交数据

126 顺向数字信号处理路径

128 功率放大预失真电路

132 同相正交不匹配补偿单元

134 有限脉冲响应滤波器

136a 数字模拟转换器

136b 数字模拟转换器

138a 跨导放大器

138b 跨导放大器

140a 降频混频器

140b 降频混频器

142 预功率放大器

144 功率放大器

146 传送接收开关

148 天线

150a 跨导放大器

150b 跨导放大器

152a 射频混频器

152b 射频混频器

154 预功率放大器

156 功率放大器

158 传送接收开关

160 天线

162 低噪放大器

164a 降频混频器

164b 降频混频器

166a 高通滤波器

166b 高通滤波器

168a 可编程增益放大器

168b 可编程增益放大器

170 模拟数字转换器

170a 模拟数字转换器

170b 模拟数字转换器

172 同相正交不匹配估测器

174 自适应性预失真单元

176 处理器

178 同相正交不匹配补偿单元

182 温度传感器

184 数字传送信号/参考传送信号

186 延迟单元/延迟匹配区块

200 电路

202 可编程数字高通滤波器

204 同相正交不匹配补偿电路

206 统计单元

210a 增益单元

210b 增益单元

212a 累加器

212b 累加器

240 陷波滤波器

242 μ值控制单元

244 同相正交不匹配估测单元

250 第一级同相正交补偿单元/电路

252 统计区块

254 更新区块

256 互换器

260 第一自相关单元

262 第二自相关单元

264 互相关单元

266 差值单元

268 第一累加器

270 第二累加器

272 第一除法器

274 第二除法器

290 传接器

292 预失真单元

300 系统

302 自适应预失真器

304 无线区域传接器

306 功率放大器

308 射频输出

310 数位功率放大器

312 现场可编程逻辑门阵列电路板

314 数字传送信号

316 预失真区块

320 电路

322 地址随机存取存储器

324 误差计算区块

326 权重更新区块

1250 电路

1260 同相正交不匹配估测单元

1270 同相正交不匹配的补偿方法

1272～1280 步骤

具体实施方式

请参考图1，在某些实施例中，一无线系统100包含一输入端点102以接收包含同相数据与正交数据的一输入信号104。举例而言，该无线系统100可以是一手机或一无线路由器。该输入信号104包含多个数据样本。一相关(correlation)模块106用于决定该同相数据的一自相关值、该正交数据的一自相关值、该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值之间的一差值、以及该同相数据与该正交数据的一互相关值。一平均模块108用于决定该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值之间的差值的一平均值，以及该同相数据与该正交数据的互相关值的一平均值。上述的平均值是利用超过一定数目的数据样本来计算。一补偿模块110，根据上述的该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值之间的差值的平均值，以及该同相数据与该正交数据的互相关值的平均值，决定补偿后同相数据与正交数据116，其用于减少同相正交的不匹配。

在某些实施例中，补偿模块110根据一最小均方算法来决定补偿后同相数据与正交数据116，其用于将该同相数据与该正交数据的互相关值的差值的平均值收敛到零，以及将该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值之间的差值的平均值收敛到零。如此一来，可以让同相与正交信号彼此正交(orthogonal)。利用该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值之间的差值的平均值，以及该同相数据与该正交数据的互相关值的平均值来决定补偿后同相数据与正交数据116，可以压制噪讯，使得补偿后的数据具有较低的同相正交不匹配现象。

一控制模块114控制用于计算该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值的差值被施以平均的数据样本个数，以及该同相数据与该正交数据的互相关值被施以平均的数据样本个数。比方说，在同相正交不匹配的补偿程序刚开始的时候，控制模块114可以将数据样本的个数设定得较小。藉由设定较小的数据样本个数，在程序刚开始的时候，上述的最小均方算法可以执行地较快。稍后再将数据样本的个数设定得较大，最小均方算法可以更进一步压制噪讯并且产生更正确的结果。在某些实施例中，控制模块114可以控制最小均方算法的收敛速度。控制模块114可以在最小均方算法刚开始时，将收敛速度设定得较快，而在稍后将收敛速度设定得较慢。上述做法可以让最小均方算法在程序刚开始的时候较快收敛，而在稍后可以收敛到更正确的最终结果。

请参考图2，在某些实施例中，一无线系统120包含一传接器290与用于补偿同相正交不匹配的一预失真单元292。一同相正交不匹配估测器172用于估测同相数据与正交数据之间的不匹配量，以及产生可以用于补偿同相正交不匹配的系数值。同相正交不匹配估测器172的输出值被一同相正交不匹配补偿单元178用来补偿一接收信号当中的同相正交不匹配。同相正交不匹配估测器172的输出值也被另一同相正交不匹配补偿单元132用来补偿一欲传送信号当中的同相正交不匹配。

在某些实施例中，上述传接器290中的传送器在初始时是关闭的，而接收器于初始时是开启的。此时，同相正交不匹配估测器172经由接收信号来估测接受器的同相正交不匹配。同相正交不匹配估测器172决定用于补偿接收器的同相正交不匹配的系数值。接着，上述传接器290中的传送器开启以便传送一信号，而有一部份的欲传送信号会耦合回到接收器。此时，同相正交不匹配估测器172则用于估测来自传送器与接收器组合所生成的同相正交不匹配。导因于传送器的同相正交不匹配，可以藉由自传送器与接收器组合所生成的同相正交不匹配扣掉导因于接受器的同相正交不匹配而被计算出来。于是同相正交不匹配估测器172便能决定用于补偿传送器的同相正交不匹配的系数值。

以下更多的细节将说明同相正交不匹配估测器172根据最小均方算法以决定补偿后同相正交不匹配的系数值，此最小均方算法系将同相数据与正交数据之间的互相关值的平均值向零进行收敛，以及将同相数据与正交数据的自相关值的差值的平均值向零进行收敛。根据同相数据与正交数据的自相关值的差值的平均值以及同相数据与正交数据之间的互相关值的平均值来决定补偿后同相数据与正交数据116，可以压制噪讯，使得补偿后的数据具有较少的同相正交不匹配现象。

用于计算该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值的差值的平均值，以及该同相数据与该正交数据的互相关值的平均值的数据样本的个数可以加以调整。举例而言，在补偿同相正交不匹配的程序刚开始的时候，可以将数据样本的个数设定得较小。透过设定较小的数据样本个数，上述的最小均方算法可以在程序刚开始的时候处理得较快。稍后再将数据样本的个数设定得较大，最小均方算法可以更进一步压制噪讯并且产生更正确的结果。上述的数据样本个数可以根据噪讯程度来调整，噪讯程度越强，数据样本个数就得设得越大。

一调变解调变器(MODEM)122提供欲处理及传送的同相数据124a与正交数据124b。一顺向数字信号处理路径126包含一功率放大预失真电路128，其可以利用从一查找表130所获得的信息来对同相数据124a与正交数据124b进行预失真处理。上述的查找表130储存用于补偿放大器失真的所需补偿量。

顺向数字信号处理路径126执行传送模拟区块的减值校正(impairmentcorrection)。功率放大预失真电路128用于执行复数增益的预失真处理，其中该功率放大器失真是以振幅调变至振幅调变(AM-AM)失真与振幅调变至相位调变(AM-PM)失真来塑型。功率放大预失真电路128用于补偿输入的同相数据124a与正交数据124b以强化功率放大器被压缩区域的信号。

在功率放大预失真电路128之后的是传送器失真的校正电路，其用于针对同相正交失衡现象与传送器的局部震荡馈通(LOFT,local oscillator feed through)现象加入镜像信号(image signal)与局部震荡馈通的预补偿。一同相正交不匹配补偿单元(IQMC)132用于补偿同相正交不匹配现象以产生补偿后的同相数据与补偿后的正交数据。同相正交不匹配补偿单元132也包含一直流滤波器，其用于从预失真的同相数据与正交数据中移除直流偏移。在此实施例中，功率放大预失真电路128与同相正交不匹配补偿单元132操作在取样频率为每秒两千万样本(20MPS)的速率。一个四倍速率提高取样器(up-sampler)以80MHz的速率提高取样补偿后的同相数据与正交数据，并且以一有限脉冲响应滤波器134对样本进行滤波。在某些实施例中，在提高取样之后，以80MHz速率的输出系使用一12位数据信号来传送到该传接器290的后级。

滤波后的同相数据与正交数据分别利用数字模拟转换器136a与136b转换成模拟信号。模拟的同相信号与正交信号分别通过跨导(trans-conductance)放大器138a与138b，并且分别利用射频混频器140a与140b升频为射频信号。射频同相信号与射频正交信号被一预功率放大器142合并及放大，接着透过一功率放大器144进行功率放大。功率放大后的信号被送入一传送接收开关146，并且经由一天线148传送出去。

在此实施例中，传接器290根据一分时多工通信协议进行操作，因此在任意时刻当中，传接器290处在传送信号或接收信号的状态其中之一，但无法同时传送与接收信号。当传接器290接收信号时，上述的传送接收开关146将由天线148所接收的信号传向一低噪放大器162。当传接器传送信号时，上述的传送接收开关146将功率放大器144所输出的信号传向天线148。传送接收开关146同时也将传送信号寄生耦合至低噪放大器162，于是传送信号被降频并且被模拟数字转换器170a与170b转换为数字信号。

当传送器开启时，基于寄生性耦合传送信号的接收信号包含来自于传送器与接收器的失真。同相正交不匹配估测器172与同相正交不匹配补偿器178用于移除上述的失真。由同相正交不匹配补偿单元132所提供的数字传送信号184是不包含失真的理想信号，所以被当成是用于同相正交不匹配估测器172与自适应性预失真单元174的学习算法的参考信号。在与模拟数字转换器170a与170b所提供的接收信号进行比较之前，参考传送信号184经由一延迟单元186进行延迟以配合模拟回授延迟时间。

在此实施例当中，传接器290是可以在两个频段操作的双频段传接器。上述的跨导放大器138a与138b、降频混频器140a与140b、预功率放大器142、以及功率放大器144系适用于第一频段，例如5GHz。当传接器290改在如2.4GHz的第二频段操作时，从数字模拟转换器136a与136b输出的模拟信号会分别由跨导放大器150a与150b进行放大，并且分别由射频混频器152a与152b升频到射频。射频同相信号与射频正交信号由一预功率放大器154进行合并与放大，接着再由一功率放大器156进行放大。放大之后的信号通过一传送接收开关158并透过一天线160传送出去。

在本说明书当中有关接收一信号并且减少该信号的同相正交不匹配的叙述意指该信号包含一连串的数据样本，而该些数据样本的一第一部分或一前段部分被用来决定系数值，这些系数值被用来减少该些数据样本的一第二部分或一后段部分的同相正交不匹配。

当天线148接收到一信号之后，接收信号通过传送接收开关146抵达低噪放大器162。被低噪放大器162所放大的信号耦合到降频混频器164a与164b，其输出分别包含了同相信号与正交信号分别送往高通滤波器166a与166b。滤波后的同相信号与正交信号分别被可编程增益放大器168a与168b放大。放大后的同相信号与正交信号分别被模拟数字转换器170a与170b转换成数字的形式。数字同相信号与数字正交信号送到同相正交不匹配估测器172，如上所述地用于产生补偿同相正交不匹配的系数值。

初始时，当传送器关闭而接收器开启的时候，用于补偿同相正交不匹配的系数值系完全根据接收信号所产生，其被提供到一同相正交不匹配补偿单元178以补偿接收信号的同相正交不匹配。补偿后信号180被提供至调变解调器120。当传送器开启时，传送信号的一部份透过接收器被耦合回到同相正交不匹配估测器172，其可用于产生补偿传送器当中同相正交不匹配的系数值。同相正交不匹配补偿单元132使用这些系数值来补偿传送器当中的同相正交不匹配。

同相正交不匹配估测器172也输出到一自适应性预失真单元174，其用于产生一处理器176所需的信息，以适应地调整施于预失真单元128的预失真量以便补偿功率放大器的失真。

处理器176接收来自一温度传感器182的读数，并且使用此温度信息来决定预失真电路128所应用的预失真量。

一测试信号产生器产生不同的测试信号，例如斜坡、锯齿、以及复指数(complexexponential)波形，以便为自我测试合成一校准(calibration)信号。该测试信号产生器的输出或是该调变解调变器122所产生的调变波形可以做为一数字前端(包含顺向数字信号处理路径126)的输入。此举提供了选择校准信号的弹性。因为测试信号产生器可以独立于调变解调变器122之外提供测试信号，所以可以让工程师在除错程序时根据已知的测试信号找出问题。当使用一斜坡或锯齿信号作为校准信号时，此信号可以横跨功率放大器输入的整个动态范围，并且让功率放大器进入压缩的区域。

本发明的补偿同相正交不匹配的系数值是根据同相数据与正交数据的互相关值的平均值以及同相数据与正交数据的自相关值的差值的平均值来产生，而不是根据同相数据与正交数据的互相关值的瞬间值以及同相数据与正交数据的自相关值的差值的瞬间值来产生。本发明实施例的系统120的优点之一即在于使用平均值而非瞬间值，其可以达成更佳的噪讯抑制效果。透过调整用于计算平均值的数据样本的个数，自适应的同相正交不匹配补偿可于不同的情况下达成。比方说，可以将数据样本个数设得较小些，以便计算快点执行完毕，或是设得较大些以便增加噪讯抑制效果。

请参考图3，其为可自接收信号中消除同相正交信号失衡与直流偏移的一电路200的一方块示意图。举例来说，该电路200可以是图2所示的同相正交不匹配估测器172的一部份。一可编程数字高通滤波器202利用具有一可编程截止频率(边角频率)的一单极无限脉冲响应滤波器，来移除掉接收信号(以In_I与In_Q来表示)的直流偏移。比方说，可供选择的最低截止频率为100kHz。一同相正交不匹配补偿电路204用于移除掉接收器中混频器所加入的预估镜像信号。一统计单元206使用同相正交不匹配补偿电路204的输出以计算同相信号与正交信号的自相关值的差值，以及同相信号与正交信号的互相关值。在累加器212a与212b分别累加上述的自动关联值与互关联值之前，一状态机208分别选择控制增益单元210a与210b的增益的一μ值。累加器212a与212b的输出wI与wQ分别用来更新同相正交不匹配补偿电路204所使用的权重值。

在收敛过后，同相正交不匹配补偿输出的同相信号与正交信号之间的自相关值与互相关值的两个差值都要为零。据此，正确的镜像信号的补偿功率可被计算出来，且在输出端的镜像信号会被移除。上述的μ值可以在预设的档位μ1到μ4之间移动。选用较大的值可以较快地收敛，选用较小的值可以得到较正确的收敛结果。除了动态更新之外的另一种作法是将该统计单元206所计算出来的值直接使用一嵌入式处理器一次性地计算出用于消除同相正交失衡的wI与wQ值。

当传送器关闭时，接收器使用同相正交不匹配估测器172以估测接收器造成的同相正交失衡现象。所获得的值可以储存在存储器内，并且可以用于初始化wI与wQ信号以便补偿接收器的同相正交失衡。

当传送器开启时，导因于传送器中混频器的局部震荡馈通与同相正交失衡将出现在接收器的模拟数字转换器的输出信号。同相信号与正交信号的自相关值的差值与同相信号与正交信号的互相关值表示了导因于传送器的同相正交失衡现象。当同相正交不匹配估测器172稳定之后，OUTI与OUTQ将具有相同的功率并且彼此正交，而且镜像信号也被消除。所以，除了那些导因于振幅调变至振幅调变以及振幅调变至相位调变的失真以外，此信号已无其他的失真。

上述的反馈路径使用接收器来计算顺向补偿路径的更新。此外，还提供了针对接收器的同相正交不匹配估测，伴随着同相正交不匹配补偿。同相正交不匹配补偿单元178输出同相数据与正交数据到调变解调变器122。同相正交不匹配估测器172使用一盲程序(blind approach)执行同相正交失衡的估测，并且提供修正后的数据给自适应性预失真单元174。

反馈信号可被选作为模拟数字转换器在正常操作时的输出或是顺向补偿路径在除错模式时的输出。当顺向路径被回路，可以使用在顺向路径内的信号处理区块来产生信号的降解(degradation)。参考信号被馈入延迟匹配区块186，其可编程以便提供相同于已失真信号所具有的延迟时间给参考信号(理想的传送信号)。据此，回馈路径具有两个信号输入来源：理想的传送参考信号；以及来自于模拟数字转换器170a与170b或是来自于顺向路径的失真输入。所以，内建测试功能可由数字回馈来执行。上述的顺向路径引入了同相正交失衡现象(如导因于同相正交不匹配补偿单元132)，而同相正交不匹配估测器172用于估测上述的同相正交失衡现象。

以下的段落用于描述同相正交不匹配补偿单元178。一镜像信号从接收信号被减掉以产生一补偿输出。在某些实施例中，此作业可以采用12位的分辨率。上述的同相正交不匹配补偿单元用于计算：y＝x-w·x^*，也就是

y_I+j·y_Q＝(x_I+j·x_Q)-(w_I+j·w_Q)·(x_I-j·x_Q)

在上述的等式当中，信号x_I+j·x_Q中的镜像信号是由共轭信号x_I-j·x_Q与权重值w_I+j·w_Q的乘积来决定。接着，从信号中减掉镜像信号。权重值(w_I,w_Q)被写到缓存器(例如reg_iqmc_w_i与reg_iqmc_w_q)当中，且用来代表估测出来的镜像信号。作为此计算的结果，任何输入信号的直流偏移量将由权重值所加权的镜像信号偏移而被增加。

上述的直流偏移可被调变解调变器122修正。如果直流偏移量大到成为问题的时候，可以使用稍后会详细说明的一直流陷波滤波器(notch filter)来对接收路径提供直流陷波功能(DC notching)。

请参考图4，同相正交不匹配估测器172包含一陷波滤波器240、一μ值控制单元242、以及一同相正交不匹配估测单元244。同相正交不匹配估测器172可用于估测接收信号的同相正交失衡，上述的接收信号可以来自于模拟数字转换器170的输出或是数字回路的顺向路径的输出。同相正交不匹配估测器172使用最小均方算法使得同相与正交输入信号的互相关值(crsscorr)趋近于零，也令同相输入信号与正交输入信号的自相关值(autocorr)的差值趋近于零。换言之，也就是令同相信号与正交信号彼此正交。

在图4当中，来自于控制缓存器且其组件符号使用reg_开头者的信号系用来设定这些信号所存入区块的参数。在输出端且其组件符号使用reg_开头者的信号系用于提供计算输出的缓存器值。

输入信号(x_I,x_Q)具有同相正交失衡现象，而信号(iqme_y_I,iqme_y_Q)则是补偿后的信号。某些信号用来初始化缓存器，而某些信号提供可被一测试用多工器观测得到的中间信号。

在通过陷波滤波器240之后，输入信号已经不包含直流偏移。同相正交不匹配估测单元244开始进行计算。μ值控制单元242可以依序提供各个μ值至由同相正交不匹配估测单元244负责计算的最小均方算法，而无须处理器的任何干涉。在其他的实施例中，可以透过软件的控制，利用缓存器reg_iqme_me来动态地改变最小均方算法所使用的μ值。不同的μ值各有其利弊。比方说，可以根据最小均方算法所需的稳定(settling)时间来决定μ值的大小。

同相正交不匹配估测单元244计算用于接收路径当中的同相正交不匹配补偿单元178的权重值，以便消除镜像信号。在某些实施例中，可能需要软件的支持，才可以启动同相正交不匹配估测作业、在同相正交不匹配估测单元244完成计算时读取其估测值、以及当接收路径不处理负载时将权重值写入到同相正交不匹配补偿单元178。

陷波滤波器240的转换函数可以被以下方程序所表示：

比方说，变量K可以透过缓存器reg_notch_K在零到七之间变换。

请参考图5，陷波滤波器240可以具有如图表220与222的频率域响应。

请参考图6，陷波滤波器240的频率响应可以具有如图表230与232的标准化频率范围，落在0到0.1之间。可以利用缓存器reg_notch_K的设定对变量K进行各文件位的变换，以便更快地达到稳定。比方说，可以利用软件来调整稳定时间的长短。

当K＝7的时候，标准化的3分贝边角频率等于0.0025，等同于在取样频率是80MHz的的边角频率100KHz，或是在取样频率是20MHz的边角频率25KHz。陷波滤波器系用来在所有可能的K值设定下提供单位增益(unity gain)。

下列的表一显示直流陷波滤波器在各种K值设定下的标准化的3分贝边角频率。

K值	标准化的三分贝边角频率	批注
			0	0.5(亦即fs/4)	最快的稳定时间
1	0.205
			2	0.09
3	0.0425
			4	0.02

5	0.01
			6	0.005
7	0.0025	最低的边角频率

在经过直流陷波滤波器240之后，输入的接收信号被传到同相正交不匹配估测单元244。同相正交不匹配估测单元244可以使用一静态可编程设定的μ值，或是采用动态的μ值调整方法(例如透过缓存器reg_iqme_mu进行设定)以提供较佳的收敛特性。可以透过一状态机来进行动态的μ值调整。可以透过处理器控制上述的静态设定的μ值，也可以透过执行软件来动态地控制μ值以及再调整。

请参考图7，同相正交不匹配估测单元244包含一第一级同相正交补偿单元250，其使用来自更新区块254的系数值来校正同相正交失衡现象。一统计区块252计算同相正交输入信号的互相关值，以及同相正交输入信号的自相关值的差值。请注意，已经利用图4所示的可编程陷波滤波器240消除了直流偏移。在一实施例中，将128个符号的平均所估测的统计结果系用于消除噪讯并且增加稳固性(robustness)。统计中平均所使用的符号个数是可编程设定的，以使得在初始时可以采用较少的符号个数，以便能快速收敛(但有较大噪讯)，后续可以采用较多的符号个数，以便得到更精确的最终收敛结果。

统计区块252的输出是串流信号，其可利用一测试多工器进行观测。统计区块252的输出包含”tstmux_autocorr”信号以及”tstmux_crsscorr”信号。这些信号可以被输入到比较器内，当这些信号的值低于一可编程设定的门槛值以下时，比较器可以触发通知处理器的一控制信号。此举可以让处理器根据数据的实际状况来控制收敛时间，而非依赖固定的时间间隔。

从统计区块252输出的估测值输入到更新区块254。统计区块252经过128个时钟循环之后，利用”update”信号来闸控致能更新区块254。

请参考图8，统计区块252包含用于计算同相信号的自相关值的一第一自相关单元260、用于计算正交信号的自相关值的一第二自相关单元262、用于计算同相信号与正交信号的互相关值的一互相关单元264。一差值单元266用于计算同相信号的自相关值与正交信号的自相关值的差值。一第一累加器268计算128个符号当中同相信号的自相关值与正交信号的自相关值的差值的累加值。一第二累加器270计算128个符号当中同相信号与正交信号的互相关值的累加值。一第一除法器272用于计算同相信号的自相关值与正交信号的自相关值的差值的平均值。一第二除法器274用于计算同相信号与正交信号的互相关值的平均值。第一除法器272可被调整以采用一可编程样本个数除以该输入值；同样地，该些样本亦可被累加。图8所示的实施例中累加128个样本，因此除法器将此累加值除以128。然而，藉由除法操作，一可编程个数的该些样本可被累加且其总值可被标准化(此处意即为平均)。当使用2的次方数设为样本个数时，这些样本的累加值可以很容易地在除法器272当中利用右移法进行除法而被标准化。

请参考图9，从统计区块252输出的估测信号(也就是同相信号的自相关值与正交信号的自相关值的差值的平均值，以及同相信号与正交信号的互相关值的平均值)输入了更新区块254。统计区块252经过128个时钟循环之后，利用”update”信号来致能更新区块254。尽管需要花费更长的收敛时间，但使用128个样本进行平均可以提供非常稳固且稳定的操作结果。设定这个样本个数作为一合理的初始值，主要是考虑其收敛结果的质量和稳固性，而非速度。在某些实施例中，同相正交不匹配估测的结果可以让接收信号具有良好的信噪比(例如超过30分贝)。

如果不进行平均计算，虽然能很快地进行更新，但噪讯将会变大，并且会影响到收敛的稳定。因为同相正交不匹配估测是在信号路径之外进行，较慢却较稳固的计算代价仅仅是在稳定时(由于没有过多噪讯而可以较快地稳定下来)所消耗的电力。再者，在正常作业时，每一次同相正交不匹配估测器172重新执行时，都从先前已经收敛的值开始，并且使用统计区块252的已滤过噪讯的输出值进行再次估测。

可编程的权重初始值(w_I,w_Q)被设定到更新区块254当中，以便使用同相正交补偿单元250作为一辅助同相正交不匹配补偿器，如同接收路径当中的主要同相正交不匹配补偿单元178。这两个初始值系透过缓存器reg_w_i_init以及reg_w_q_init进行可编程设定，并且藉由缓存器reg_winit_ctrl进行控制。

请参考图10，μ值控制单元242藉由状态机进行动态地文件位控制μ值，以便令图4所示的同相正交不匹配估测单元244能较快地收敛。此动态的μ值控制单元242可以无需软件动态地设定缓存器reg_dspfb_mu来帮忙同相正交不匹配估测单元244，其可以透过缓存器reg_mu_step的时钟控制将μ值从0逐步地更换到3。

一16位计数器的两个最高有效位用于将μ值从0逐步地更换到3。如果有更多时间，还可以将更小的值程序化设定到缓存器reg_iqme_mu_step当中。于状态机开始同相正交不匹配估测作业之前，可以利用软件控制缓存器reg_mu_rst以便重置上述的计数器。

接下来说明自适应性预失真单元174的信号调节。经过同相正交不匹配补偿后的输入信号被提供到自适应性预失真单元174。同相正交不匹配估测单元244使用图7所示的(同相正交不匹配估测单元244中的)同相正交补偿单元250，用于计算被估计的更正信号，其系供最小均方算法实施最小均方。当同相正交不匹配估测单元244完成其作业且其结果收敛之后，它的同相正交补偿单元250提供同相正交不匹配补偿值，以供用于自适应预失真算法，也就是图7所示的同相正交补偿单元250的输出信号(y_I,y_Q)。

为接收数据提供一独立的同相正交补偿单元250的原因在于，可以让同相正交不匹配估测器172与在接收信号路径上的同相正交不匹配补偿单元178互相独立运作。如果只使用单一个同相正交不匹配补偿单元，当最小均方算法更新其系数值时，在最小均方算法稳定时所具有的误差将会传递到接收数据上，并且使其位错误率的表现变差到无法接受的程度。因此，需要在同相正交不匹配估测单元244内部安排一个独立的同相正交补偿单元250，其可以提供更正后的同相与正交数据到自适应性预失真单元174。直流陷波滤波器240消除了来自模拟路径中存在的直流偏移。由于陷波滤波为一稳固的直流移除方法，且当接收信号具有合理的信噪比时，统计方块252内所进行的平均程序可以提供稳固的同相正交不匹配估测的更新，此种架构增加了自适应预失真的稳固性。

以下说明系统识别与反向系统塑型(reverse system modeling)。

请参考图11，其显示用于控制自适应性预失真单元174的输入的电路1250。在某些自适应预失真的实施例当中，模拟路径被塑模成一复数(complex)增益预失真器。在此实施例中，信号的动态范围被划分成32个区域，且每个区域内导因于功率放大器失真的复数增益权重将独立地进行估测。根据此种失真模型，在某一特定区域内的接收信号除以同区域内的参考信号以便获得补偿值。所得到的结果将进一步平均以排除噪讯。

本作法包含比较两个信号并且计算复数除法A/B，可以计算A/B或是将两个输入端的输入互换以便计算复数除法B/A。一缓存器reg_dspfb_sysiden用于控制一互换器256，使其执行上述的互换动作。信号分级(binning)系采用低复杂度的同相正交信号的参考信号。

当处理器直接提供μ值时，可以利用缓存器reg_iqme_mu_ctrl以及缓存器reg_iqme_mu来控制同相正交不匹配估测作业。

请参考图12，在某些实施例中，一同相正交不匹配估测单元1260使用基于联合同相正交失衡与直流偏移补偿的最小均方算法的一直接实施方式。这是一起解决同相正交不匹配估测与直流偏移补偿的另一种实施例。在此实施例中，可以使用图12所示的电路1260来取代图4所示的陷波滤波器240与同相正交不匹配估测单元244。包含直流偏移与同相正交失衡的输入信号可以表示如下：

x(n)＝I_in+jQ_in

参考输入信号为延迟后的已平衡的理想传送信号，其可以表示如下：

d_ref(n)＝I_ref+jQ_ref

此参考信号可以是调变解调变器122所输出的理想信号，且业已经过延迟以便与失真信号的来回延迟对齐，使得两者在时间上对齐且其所使用的样本可彼此相比较以便用于估测失真。接下来，系数w1表示系统的复数增益，系数w2表示镜像信号的系数。信号dc表示直流偏移。所以，此方法自动地计算回馈路径当中从数字输出(到数字模拟转换器)回到模拟数字转换器的数字输出的循环增益。它也包含了发生于传送与接收混频器上的相对于参考信号d_ref的相位旋转x(n)。

复数系数w1、w2、以及dc可被同时估测。这是一个联合估测过程，其利用搜寻适当的系数w1、w2、以及dc，以便让误差信号在均方计算下趋近于零。如果能够透过估测系数dc来找出适当的直流偏移，以及w1与w2系数，那么就不再需要在同相正交不匹配补偿单元178之前的高通滤波器。同相正交失衡为w2/w1，而标准化后的系数dc则是dc/w1。补偿后的信号可以表示为：

y(n)＝w₁(n)·x(n)+w₂(n)·x^*(n)+dc

其中

w₁(n+1)＝w₁(n)+μ·e(n)·x(n)

w₂(n+1)＝w₂(n)+μ·e(n)·x(n)

dc(n+1)＝dc(n)+μ·e(n)

函数e(n)表示经延迟且平衡后的理想传送信号与补偿后信号的一差值，其可以表示如下：

e(n)＝d_ref(n)-{w₁(n)·x(n)+w₂(n)·x^*(n)+dc(n)}

图12所示的同相正交不匹配估测单元1260在稳定时可能具有较大的变异，因为其缺乏如第二至四图、第七至八图所示的同相正交不匹配估测单元当中的统计平均机制。当具有较大的直流偏移时，其收敛速度就会变慢。可以在同相正交不匹配估测单元1260加上一高通滤波器来改善收敛速度。为了达成较快的稳定，高通滤波器的边角频率可以设得大些。由于高通滤波器限制了进入同相正交不匹配估测单元1260的直流偏移，所以可以达到较佳的收敛。因此，可以调整在同相正交不匹配估测单元1260之前的高通滤波器，以便达成较快速的稳定，同时可以利用图12所示的实施例加以消除其输出端的误差。在收敛之后，其输出端y_cmpstd不会有同相正交失衡或直流偏移的问题。

图12所示样态的优点之一，在于它可以用来计算从数字模拟转换器到模拟数字转换器的循环增益，也可以计算在两个混频器之间的相位旋转角。据此，除同相正交不匹配估测外，此方法可以提供更多功能。

图13为同相正交不匹配的补偿方法1270的一流程示意图。举例来说，此方法1270可以使用图1所示的系统100或图2所示的系统120加以实作。在此方法中，步骤1272接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的一输入信号，其中一输入信号包含多个数据样本。步骤1274决定同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的一差值。步骤1276决定同相数据与正交数据的互相关值。举例来说，同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的差值，以及同相数据与正交数据的互相关值，可以藉由图7与图8的统计单元252加以计算。步骤1278决定同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的差值的一平均值，以及同相数据与正交数据的互相关值的一平均值。这些平均值是根据某一特定个数的多个数据样本所计算得出。比方说同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的差值的平均值，以及同相数据与正交数据的互相关值的平均值，可以藉由图7与图8的统计单元252加以计算。根据同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的差值的平均值，以及同相数据与正交数据的互相关值的平均值，步骤1280决定具有较少同相正交不匹配的补偿后同相数据与补偿后正交数据。例如，由上述的同相正交不匹配补偿单元178可以决定具有较少同相正交不匹配的补偿后同相数据与补偿后正交数据。

在某些实施例中，在方法1270中决定补偿后同相数据与补偿后正交数据的步骤里，用于计算同相数据的自相关值与正交数据的自相关值的差值的平均值，以及同相数据与正交数据的互相关值的平均值所采用的数据样本的个数可被加以调整。该方法1270可以包含在同相正交不匹配的补偿方法刚开始的时候，将该数据样本的个数设得较小，稍后再将数据样本的个数设得较大。决定补偿后同相数据与正交数据的步骤可以包含应用一最小均方算法来决定补偿后同相数据与正交数据。方法1270可以包含改变最小均方算法的收敛速度。方法1270可以包含在同相正交不匹配的补偿方法刚开始的时候，将收敛速度设得较快，稍后再将收敛速度设得较慢。方法1270可以包含传送具有同相数据与正交数据的一信号，决定最小均方算法中的系数，该最小均方算法系用来减少代表传送信号的一耦合信号的同相正交不匹配最小均方，以及在一最小均方算法当中应用该系数值以减少一第二信号当中的同相正交不匹配。在方法1270当中决定补偿后同相数据与补偿后正交数据的步骤里，可以包含将第一信号的共轭信号乘以一权重值以决定该第一信号的一镜像信号，以及自该第一信号中减去该第一信号的该镜像信号。方法1270可以包含使用一最小均方算法来决定上述的权重值，以减少在补偿后同相数据与补偿后正交数据的同相正交不匹配。

请参考图14，在一实施例中，一系统300包含耦接到一无线区域传接器304的一自适应预失真器302。自适应预失真器302用于复数增益估测。一独立的功率放大器306系根据55纳米互补式金属氧化物半导体(CMOS)制程所设计。包含调变解调变器122的自适应预失真器302系利用现场可编程逻辑门阵列(FPGA)所实施。上述的调变解调变器122、自适应预失真器302、传接器304、以及功率放大器306系结合在使用55纳米数字互补式金属氧化物半导体(CMOS)制程所设计的一单芯片无线区域射频芯片上。自适应预失真器302包含了类似图2所示的系统120的元器件。

在图14所示的实施例中，传接器304的射频输出308被功率放大芯片306当中的一数字功率放大器310放大。数字功率放大器310的输出耦接至一传送接收开关146，其可以将传送输出信号寄生耦合到接收器的输入端，而接收器的输入将被降频并且利用现场可编程逻辑门阵列电路板312上的模拟数字转换器170转成数字形式。接收信号包含了来自传送器与接收器的失真。这些失真将由同相正交不匹配估测器所估测与校正。数字传送信号314也是无失真的理想信号，所以可在自适应性预失真单元174所执行的一学习算法中作为一参考信号。延迟单元186延迟参考输出信号314，以便在与接收信号进行比较前，参考输出信号314的延迟可以与模拟回路延迟相应。具有预失真电路128与查找表130的预失真区块316，以及具有同相正交不匹配补偿、局部震荡馈通、与直流滤波器功能的同相正交不匹配补偿单元132可以被程序化以提供对减值(impairment)进行补偿。而理想输出信号只能在调变解调变器122的输出端中寻得，也就是信号314。据此，如果任何其他的计算有需要，可以使用信号314作为理想参考信号。如果是使用图14所示的另一种实施例，也就是同相正交不匹配估测与直流偏移消除区块，信号314也可以做为理想参考信号。在进行过功率放大器预失真的一次迭代(iteration)后，信号314也可以用来学习剩余的功率放大器失真程度。

当预失真区块与其后的区块用于补偿功率放大器的失真与同相正交失衡现象时，调变解调变器122输出端的信号314可以用来计算同相正交不匹配。图2所示的信号184，其为同相正交不匹配补偿单元132的输出端，可以用作内建的自我检测，因为其提供了顺向路径中的同相正交不匹配补偿单元132的回馈信号。可以使用同相正交不匹配补偿单元132来产生失真、做成一数字回路、并且使用同相正交不匹配估测器172来估测其失真程度。信号184也可以用作预失真器的内建自我检测。当所有的失真校正已经生效，而且想要利用同相正交不匹配估测器172来估测剩余的同相正交失衡现象时，可以使用调变解调变器122的输出端信号314。

请参考图15，其提供了用于计算复数增益的一电路320。在时间上相应对齐的参考信号REF_I与REF_Q与来自于接收器的信号RX_I与RX_Q进行比较，后者的直流偏移与镜像信号已经被移除。计算出复数参考信号的大小。信号大小的整体动态范围被分为多个等宽的间隔，如32个。当参考信号的包络落在某一间隔当中时，一地址随机存取存储器322选出相应于该间隔的权重值。藉由计算参考信号与该权重值乘以补偿后接收信号的差值所定义的一误差信号e，一误差计算区块324使用此权重值来计算复数增益。一权重更新区块326使用一最小均方算法更新该权重值，使得误差信号的均方趋近于零。

当参考信号的信号包络范围在上述动态范围的不同区域移动时，会从随机存取存储器中选出正确的权重值并加以更新。在一实施例中，当测试信号产生器184被程序化设定用来产生一锯齿波形时，分隔上述功率产生器的动态范围的32个间隔当中的每一个区域都会被平均地处理，约略相同数量的点会被送至自适应预失真器以便训练其估测在每一个区域当中的复数增益。此举可以达成较快的收敛。举例而言，若使用调变波形作为训练信号，当负载数据被传送时就可以计算其负载增益。在此实施例中，整体动态范围的不同区域会有不同数量的点，所以需要花较久的时间来训练出32个权重值。

当信号经过功率放大为线性的最低几个区间时，需要花更久的时间才能收敛，因为权重值更新区块只更新非常小幅度的增量。上述的缺点可以藉由根据参考信号的包络范围来标准化输入信号而被改进。当参考信号下降时，所有的四个输入往左移动一相同的位移，以便在一12位的数据路径当中利用到整个动态范围。此举就类似于使用标准化的最小均方算法。此标准化程序可达成类似的收敛时间，不论估算哪一个间隔相应的复数增益。

本说明书已经提供多个实施方式。虽然如此，本发明还是可以具有许多变化。比方说，在某一个或某些实施例当中的组件可以被合并、删除、修改、或是被补充以便形成更多的实施方式。再者，图标中所描述的逻辑方法流程不一定需要如同图标一样的特定顺序执行以达成所预期的效果。除此之外，也可以在所描述的流程当中加入其他步骤，或是删除某步骤，以及可以在所描述的系统当中加入其他组件，或是删除某组件。因此，其他的实施方式也落在以下的权利要求范围当中。

Claims

1.一种补偿同向正交不匹配的装置，包含：

输入端点，用于接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的第一信号，该第一信号包含多个数据样本；

相关模块，用于决定该同相数据的自相关值、该正交数据的自相关值、该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的差值、以及该同相数据与该正交数据的互相关值；

平均模块，用于决定该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的平均值，其中上述的平均值是根据特定个数的该多个数据样本所统计得出；以及

补偿模块，用于根据该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值，决定补偿后同相数据与补偿后正交数据。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，更包含控制模块，用于控制该多个数据样本的该特定个数，该特定个数的该多个数据样本是供计算该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，在补偿同相正交不匹配的程序刚开始时，该控制模块将该多个数据样本的该特定个数设为第一数目，在稍后将该特定个数设为第二数目，该第一数目小于该第二数目。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该补偿模块基于最小均方算法来决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，更包含控制模块，用于控制该最小均方算法的收敛速率。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，该控制模块在该最小均方算法刚开始时将该收敛速率设为第一值，在稍后将该收敛速率设为第二值，该第一值大于该第二值。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，更包含：

输出端点，用于传送包含一笔同相数据与一笔正交数据的第二信号；以及

第二补偿模块，用于接收代表该第二信号的耦合信号、决定最小均方算法的多个系数值，该最小均方算法可用于减少该耦合信号的同相正交不匹配，以及，在最小均方算法中使用该多个系数值以减少该第二信号的同相正交不匹配。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该补偿模块从该第一信号中减去该第一信号的镜像信号以决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据，其中该第一信号的该镜像信号是利用该第一信号的共轭信号乘以权重值来决定。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，该补偿模块使用最小均方算法来计算该权重值以便最小化该补偿后同相数据与该补偿后正交数据当中的同相正交不匹配。

10.一种补偿同相正交不匹配的方法，包含：

在接收器接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的第一信号，该第一信号包含多个数据样本；

决定该同相数据的自相关值与该正交数据的自相关值的差值；

决定该同相数据与该正交数据的互相关值；

决定该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的平均值，其中上述的平均值是根据特定个数的该多个数据样本所统计得出；以及

根据该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值，决定补偿后同相数据与补偿后正交数据。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，在决定具有较少同相正交不匹配的该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤中，更包含修改用于计算该同相数据的该自相关值与该正交数据的该自相关值的该差值的该平均值，以及该同相数据与该正交数据的该互相关值的该平均值的该多个数据样本的该特定个数。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，在补偿同相正交不匹配的该决定步骤刚开始时，将该多个数据样本的该特定个数设为第一数目，在稍后将该特定个数设为第二数目，该第一数目小于该第二数目。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，该决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤基于最小均方算法来决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，更包含控制该最小均方算法的收敛速率。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，在该最小均方算法刚开始时将该收敛速率设为第一值，在稍后将该收敛速率设为第二值，该第一值大于该第二值。

16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，更包含：

传送包含一笔同相数据与一笔正交数据的第二信号；以及

接收代表该第二信号的耦合信号、决定可用于减少该耦合信号的同相正交不匹配的最小均方算法的多个系数值、以及在最小均方算法中使用该多个系数值以减少该第二信号的同相正交不匹配。

17.如权利要求10所述的方法，其特征在于，该决定该补偿后同相数据与该补偿后正交数据的步骤更包含：

利用该第一信号的共轭信号乘以权重值来决定该第一信号的镜像信号；以及

从该第一信号中减去该第一信号的该镜像信号。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，更包含使用最小均方算法来计算该权重值以便最小化该补偿后同相数据与该补偿后正交数据当中的同相正交不匹配。

19.一种补偿同相正交不匹配的方法，包含：

接收包含一笔同相数据与一笔正交数据的第一信号，该第一信号包含多个数据样本；

于代表补偿后信号的函数中运用最小均方算法，以决定用于补偿接收器中同相正交不匹配的多个补偿系数，其中该函数包含第一部分、第二部分、与第三部分，该第一部分表示被乘以第一系数的数据样本，该第二部分表示被乘以第二系数的该数据样本的共轭，该第三部分表示直流偏移，该最小均方算法用于一起决定该第一系数、该第二系数、与该直流偏移；以及

根据该第一系数、该第二系数、与该直流偏移，决定补偿后同相数据与补偿后正交数据。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该最小均方算法包含多个迭代，经由在该第一系数上加入由该数据样本与误差值的乘积所衍生的一部份，在后续的迭代当中更新该第一系数，其中该误差值表示延迟后的理想信号与该补偿后信号的差值。