CN110098849A - 用于复用信号的装置、无线通信设备和复用信号的方法 - Google Patents

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Abstract

用于复用信号的装置、无线通信设备和复用信号的方法。一种双工装置，该双工装置包括对阻抗设定值和对应校准量度的参考。控制器(128)被设置成将可变阻抗(130)设定成第一阻抗设定值并按第一发送频率发送第一发送信号，并且在混合电路(114)的输出节点(116)处测量所得第一信号。然后，控制器(128)选择第二阻抗设定值，按第二发送频率发送第二发送信号，并在输出节点(116)处测量所得第二信号。然后，控制器(128)使用分别使第一和第二测量信号以及来自与第一和第二阻抗设定值有关的参考的第一和第二校准量度相关联的方程组来确定平衡结果。通过参考平衡结果从参考中检索第三阻抗设定值，以提供混合电路(114)的输入节点(112)与输出节点(116)的隔离。

Description

用于复用信号的装置、无线通信设备和复用信号的方法
技术领域
本发明涉及一种类型的用于复用(duplexing)信号的装置，该种类型的装置例如使用方程组来确定针对混合接头(hybrid junction)的平衡阻抗设定值。本发明还涉及一种类型的无线设备，该类型的无线设备例如使用方程组来确定针对混合接头的平衡阻抗设定值。本发明进一步涉及复用信号的方法，该方法是这样的类型，其例如使用方程组来确定针对混合接头的平衡阻抗设定值。
背景技术
在一些无线通信系统中，这种系统包括网络基础设施和用户设备，其例如可以是便携式通信设备。这种通信设备通常通过同一天线或天线组接收和发送信号。这意味着需要某种形式的双工方案，以便允许该设备分离传入和传出信号，以使前者不被后者淹没。在这方面，时分双工(TDD)和频分双工(FDD)都是众所周知的双工方案。
已知用于操作通信系统的无线电频谱的可用性是一个限制因素。所谓的4G或长期演进(LTE)是现有2G和3G通信系统的继承者。实际上，LTE兼容网络已在许多国家投入使用。由于历史原因，如在LTE标准的3G合作伙伴计划(3GPP)Rel 15中所定义的，针对LTE标准有60个LTE工作频带，其中35个需要FDD操作。随着更多移动宽带频谱由各个地区的政府提供，LTE标准的后续版本中可能会定义更多频带。
在FDD无线电操作中，具有处于不同频率的两个分离载波，一个用于上行链路传输，一个用于下行链路传输。下行链路传输与上行链路传输之间的隔离通常通过称作双工滤波器(双工器或天线共用器)的发送/接收滤波器来实现。这些滤波器通常被实现为两个高选择性滤波器，一个以接收频带为中心，另一个以发送频带为中心，以将发送信号和接收信号分开，从而防止发送信号干扰接收信号。声学谐振滤波器(如表面声波(SAW)滤波器)通常被用于提供双工滤波器所需的低插入损耗和急剧滚降(sharp roll-off)。尽管这些单个很小且便宜，但要支持多个频带的通信设备需要支持每频带一个双工滤波器，并且需要进一步射频(RF)切换以在频带之间进行选择，使得双工滤波器可以共用天线。
而且，这些滤波器因被用于构建SAW滤波器的高Q谐振器而无法与CMOS电路集成，因此它们必须在芯片外实现。对于在单个频带上操作的简单无线电收发器而言，这通常不成问题。然而，现代无线电收发器通常是多频带的。如上提到，LTE标准当前指定35个FDD频带。为了支持所有指定频带，需要用户设备的制造商使用多个滤波器，因为每支持频带都需要一个双工滤波器。一组离散双工器是一种已知方法，该组离散双工器经由多路RF开关连接至天线、发送器以及接收器，该多路RF开关基于所需工作频带选择恰当双工器。这种方法增加了用户设备的复杂性，并且增加了多频带收发器的总体尺寸和成本。这种方法还可能导致性能损失；例如，由于支持多个频带，RF开关的引入会导致功率损耗。
许多设备制造商通过设计和制造支持不同组工作频带的不同配置的设备来简单地避开这个问题。因此，制造商提供了一系列设备，其中每个设备可在具有不同频带组合的不同地域组中操作。因此可以想到，消除针对上述过滤器的需要将去除针对制造“世界电话”的障碍，其好处将为移动电话行业提供规模经济，并减轻国际旅行者的不便。
因此，对于能够利用可以支持多个(优选为全部)频带的灵活设备来替换固定调谐双工器的解决方案来说，存在显著市场需求。
尽管可以调谐构成双工器的双工滤波器，但这样的方法目前在技术上是不切实际的，因为需要非常高的Q因子谐振器来实现希望选择性和低功率损耗。目前，为了实现所需的小滤波器尺寸，这种谐振器仅可用作声学谐振器，其具有众所周知的双谐振特性，将其电调谐限制于很小的频率范围。
另选双工解决方案是使用所谓的混合接头或混合电路。这是一个4端口网络，其可以分离传输线中的正向和反向波方向。混合接头可以通过多种方式制造，包括利用变压器、波导(“魔T”)、或微波传输带(“定向耦合器”)。混合接头也可以利用有源电路制成，就像现代电子模拟有线电话一样。
混合接头通常包括第一(发送)端口、第二(天线)端口、第三(接收)端口以及第四(平衡)端口。在理想混合接头的操作中，在发送端口处进入的所有功率在天线端口与平衡端口之间划分。同样，在接收端口上进入的所有功率在天线端口与平衡端口之间划分。因此，该设备是无损的且相互的，并且具有两个对称平面，每个对称平面具有相似的特性。
宽带混合电路可以利用变压器和单变压器电路制造，举例来说，如“A MultibandRF Antenna Duplexer on CMOS:Design and Performance”(M.Mikhemar、H.Darabi，以及A.A.Abidi,IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.48,pp.2067-2077,2013)中所描述的。
理论混合接头在用作双工器时具有耦接至其发送端口的发送器链的功率放大器和耦接至接收端口的低噪声放大器。如上所述，在发送端口处由功率放大器应用的发送功率在天线端口与平衡端口之间划分并且隔离低噪声放大器，即，只要天线端口和平衡端口处的反射系数处于平衡，就没有发送信号泄露到接收器中。
然而，在实践中，使用混合接头作为双工器存在许多缺点。首先，天线的阻抗且因此通过扩展在天线端口处的阻抗通常表现出时域和频域两方面的变化。天线的阻抗可以随时间变化，例如，由于物体在天线附近移动，因此必需针对天线端口处的阻抗而动态自适应平衡端口处的阻抗，以应对这些变化。天线阻抗通常也随频率而变化，因此，为了在关注的特定频率下获得平衡，必须相应地适应平衡端口处的阻抗，而在足够宽的系统带宽(例如，LTE信道所需的20MHz)上可能难以实现良好的平衡。而且，增加隔离带宽(即，可以实现充分隔离的带宽)需要增加可变平衡阻抗电路的复杂性，其将增加设备的尺寸和成本。
其次，其它耦接机制导致一些发送信号从混合接头的发送端口泄漏至接收端口。因此，接收端口与发送端口的隔离是有限的。
针对使用混合接头作为双工器的另一技术抑制因素是吸收为实现阻抗平衡所需的功率。在这方面，混合接头通常是对称的，如上提到，在混合接头的每个分支中都具有相等的3dB损耗。因此，在双工的背景下，由于接收功率的浪费影响接收信号的信噪比(SNR)，因而发送功率的一半被“浪费”并且将3dB有效地添加至噪声系数。
尽管存在与使用混合接头作为双工器相关联的上述缺点，但已经尝试避免或至少减轻这些缺点。例如，“Optimum Single Antenna Full Duplex Using Hybrid Junctions”(Laughlin、Beach、Morris以及Haine,IEEE Journal of Selected Areas InCommunications,Vol.32,No.9,September 2014,pages 1653to 1661)认为任意天线的阻抗可以随频率宽泛地改变，并且回波损耗可能最小大约10dB(只要没有失谐邻近效应)。这是收发器电路的实际现实，该收发器电路可以内置到广泛范围的终端产品中，并且可以通过未知长度的传输线连接。在上面引用的文献中提出了混合接头的所谓电平衡(EB)。
然而，在FDD系统(包括LTE)中，在上行链路频带和下行链路频带两者中同时需要隔离，这意味着EB双工器必须在这两个频带中同时平衡，其可能通过多于100MHz来分离。这需要非常宽的隔离带宽以便覆盖两个频带，或者EB混合接头必须具有“双陷波”平衡特性，如在“Tunable CMOS Integrated Duplexer with Antenna Impedance Tracking andHigh Isolation in the Transmit and Receive Bands”(Abdelhalem、Gudem以及Larson,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,Vol.62,no.9,pp.2092-2104,September 2014.)中举例说明的。这两种技术都会增加可调谐平衡阻抗电路的复杂性，其可能需要几个或更多个可调谐电路部件来提供足够的平衡。
对于任何可调谐平衡阻抗设计来说，需要一种调节可调谐电路以便在该所需频带或多个所需频带中平衡EB双工器的方法和/或装置。这通常被称为平衡算法。
欧洲专利公开no.EP-A1-2903170公开了一种用于复用信号的装置，其采用平衡算法。该平衡算法基于特征化并求解描述EB混合接头双工器的发送至接收传递函数的线性方程。公开了具有两个未知数的一对联立方程，其可以代数地求解以生成表达式(平衡方程)，该表达式将平衡反射系数与关于相应一对已知平衡反射系数进行的一对发送-接收增益测量相关联。该平衡算法基于该平衡方程。
然而，上述平衡方程依赖于平衡反射系数值的知识。具体来说，当测量对应发送-接收增益时，需要在硬件中准确地设定平衡系数值。通过进一步阐释，构成平衡阻抗的可变阻抗经由其控制输入而以数字方式(或以其它方式)设定。在这点上，已经发现，在应用于可变阻抗的控制输入的希望设定值(其例如是仅根据可变阻抗的设计已知的预期阻抗值)与所实现的实际阻抗值(其可能例如因制造工序中的不完整性而不同于预期设计值)之间存在变化。当采用上述平衡算法时，由于在利用数字控制设定可变阻抗时所实现的希望阻抗与实际阻抗之间的这种差异，因而在混合接头的发送端口与接收端口之间实现的隔离是次优的。因此，需要可以利用类似平衡算法来平衡双工器但对制造不完整性不敏感的系统。
发明内容
根据本发明第一方面，提供了一种用于复用要通过天线无线地发送和接收的信号的装置，该装置包括：混合电路，该混合电路包括用于耦接至所述天线的天线节点、用于接收要通过所述天线无线地发送的信号的输入节点、用于输出通过所述天线无线地接收的信号的输出节点、以及平衡节点；可变阻抗，该可变阻抗可操作地耦接至所述平衡节点，所述可变阻抗包括用于选择所述可变阻抗的阻抗设定值的控制输入；数据存储部，该数据存储部包括与应用至所述混合电路的所述天线节点的一致阻抗有关的阻抗设定值和对应校准量度的参考，所述阻抗设定值对应于阻抗；以及控制器，该控制器被设置成：将所述可变阻抗设定成第一阻抗设定值；按第一频带中的第一发送频率发送第一发送信号；作为按第一发送频率发送的第一信号的结果，在所述输出节点处按第二频带中的第一接收频率测量所述第一信号；选择第二阻抗设定值；按所述第一频带中的第二发送频率发送第二发送信号；作为按所述第二发送频率发送的第二信号的结果，在所述输出节点处按所述第二频带中的第二接收频率测量所述第二信号；采用一方程组，该方程组包括使所述第一测量信号、所述第二测量信号、来自与所述第一阻抗设定值有关的关联记录的第一校准量度、以及来自与所述第二阻抗设定值有关的关联记录的第二校准量度相关联的变量；利用所述方程组确定平衡结果；通过参考所述平衡结果从所述关联记录中检索第三阻抗设定值，所述第三阻抗设定值提供所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的隔离。
所述装置可以被设置成从与所述第一阻抗设定值有关的关联记录中检索所述第一校准量度，并且从与所述第二阻抗设定值有关的关联记录中检索所述第二校准量度。
对阻抗设定值和对应校准量度的所述参考可以是与应用至所述天线节点的所述一致阻抗有关的、多个阻抗设定值与多个相应校准量度之间的关联记录；所述多个阻抗设定值可以分别对应于多个阻抗。
所述可变阻抗的所述控制输入可以是连续可变的。
所述参考可以包括记录所述校准量度与所述阻抗设定值之间的所述关系的方程。
所述可变阻抗的所述控制输入可以是离散的。
所述控制器还可以被设置成：利用所述控制输入改变阻抗值以提供所述多个阻抗设定值，并且生成所述多个阻抗设定值与多个相应校准量度之间的关联记录。
所述可变阻抗的所述控制输入可以包括一组可选设定值；所述多个阻抗设定值可以分别对应于所述可变阻抗的一组可能设定值中的多个。
所述多个阻抗设定值可以分别对应于所述可变阻抗的所述一组可选设定值。
所述可变阻抗的所述一组可选设定值的多个可以是所述可变阻抗的所述一组可选设定值的子集。
所述可变阻抗的所述一组可选设定值的所述子集可以包括所述可变阻抗的所述可选设定值中的大约100个至大约1000个可变阻抗设定值。
所述第一频带和所述第二频带可以不交叠、部分交叠或者完全交叠。
所述第一发送频率和所述第一接收频率可以相同或不同。
所述控制器还可以被设置成：针对所述第一信号和所述第二信号的每次测量，计算表示第一测量增益和第二测量增益的相应量；访问所述数据存储部，并且分别通过参考所述第一阻抗设定值和所述第二阻抗设定值从所述关联记录中检索所述第一校准量度和所述第二校准量度；以及根据所述相应量以及所检索的所述第一发送接收增益和所述第二发送接收增益，来控制所述可变阻抗。
所述控制器可以被配置成周期性地执行操作以确定所述第三阻抗设定值。
所述控制器可以被设置成评估：以获取所述第三平衡结果，其中：G1可以是第一测量发送接收增益，G2可以是第二测量发送接收增益，C可以是所述校准量度，X1可以是所述第一阻抗设定值，X2可以是所述第二第一阻抗设定值，以及ω可以是频率。
采用的所述方程组可以包括使所述第一测量信号、所述第二测量信号、所述第一阻抗设定值、所述第二阻抗设定值、所述第一发送信号、所述第二发送信号、所述第一校准量度以及所述第二校准量度相关联的变量。
所述数据存储部可以将所述关联记录存储为查找表。
所述方程组可以根据可以与所述可变阻抗的所述阻抗设定值有关的校准量度变量，对发送接收增益变量建模。
所述第三阻抗设定值可以构成用于隔离所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的粗略阻抗设定值；并且所述控制器还可以被设置成：从所述第三阻抗设定值开始迭代地(iteratively)改变所述阻抗设定值，以搜索使所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点之间的隔离最大的最佳阻抗设定值。
所述阻抗设定值的所述迭代改变可以是所述阻抗设定值的迭代线性改变。
该装置还可以包括自适应有源信号消除子系统；该有源信号消除子系统可以被设置成与所述阻抗设定值的所述迭代改变大致同时提供消除。
所述有源信号消除子系统可以被设置成迭代地自适应。
所述第一校准量度可以是第一发送接收增益，而所述第二校准量度是第二发送接收增益。
根据本发明第二方面，提供了一种包括如上所述与本发明第一方面有关的用于复用信号的装置的无线通信设备。
根据本发明第三方面，提供了一种在包括混合电路的系统中复用要通过天线无线地发送的信号和无线地接收的信号的方法，所述混合电路包括用于耦接至所述天线的天线节点、用于接收要通过所述天线发送的信号的输入节点、用于输出通过所述天线无线地接收的信号的输出节点、平衡节点、耦接至所述平衡节点的可变阻抗(所述可变阻抗包括用于选择所述可变阻抗的阻抗设定值的控制输入)、以及数据存储部(该数据存储部包括对与应用至所述混合电路的所述天线节点的一致阻抗有关的阻抗设定值和对应校准量度的参考)，所述阻抗设定值分别对应于多个阻抗；所述方法包括以下步骤：将所述可变阻抗设定成第一阻抗设定值；按第一频带中的第一发送频率发送第一发送信号；作为按第一发送频率发送的第一信号的结果，在所述输出节点处按第二频带中的第一接收频率测量所述第一信号；选择第二阻抗设定值；按所述第一频带中的第二发送频率发送第二发送信号；作为按所述第二发送频率发送的第二信号的结果，在所述输出节点处按所述第二频带中的第二接收频率测量所述第二信号；采用一方程组，该方程组包括使所述第一测量信号、所述第二测量信号、来自与所述第一阻抗设定值有关的关联记录的第一校准量度、以及来自与所述第二阻抗设定值有关的关联记录的第二校准量度相关联的变量；利用所述方程组确定平衡结果；通过参考所述平衡结果从所述关联记录中检索第三阻抗设定值，所述第三阻抗设定值提供所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的隔离。
根据本发明的第四方面，提供了一种计算机程序代码元件，其被设置成执行如上所述与本发明的第三方面有关的方法。所述计算机程序代码元件可以被具体实施在计算机可读介质上。
因此，可以提供这样的用于复用信号的装置、无线通信设备以及复用信号的方法，其使得混合接头能够在其输入节点与输出节点之间提供改进的隔离。通过将可变平衡阻抗的控制设定值与校准量度关联，所述装置、设备以及方法能够克服可变阻抗的控制设定值与由该设定值产生的实际阻抗值之间的不准确或未知的关系。针对所述装置、设备以及方法的进一步优化提高了在制造期间的校准速度并降低了用于存储校准数据的存储器需求，并且提供了在所述设备的活动模式期间跟踪天线阻抗的小变化的能力，以便一旦实现了所述混合接头的平衡就保持所述混合接头的输入节点与输出节点之间的隔离。
附图说明
下面参照附图，仅通过示例的方式对本发明的至少一个实施方式进行描述，其中：
图1是包括构成本发明的实施方式的双工装置的设备的示意图；
图2是图1的双工装置的校准的流程图，其构成了本发明的另一实施方式；
图3是图1的双工装置中的一双工方法的流程图，其构成了本发明的另一实施方式；
图4是图1的双工装置中的另一双工方法的流程图，其构成了本发明的又一实施方式；
图5是图4的迭代算法的更详细流程图；
图6是图1的双工装置中的如下通过图7的装置修改的另一双工方法的流程图，其构成了本发明的另一实施方式；以及
图7是图1的双工装置的结合图6的另一方法使用的附加部分。
具体实施方式
贯穿下列描述，相同标号将被用于标识相同部分。在此对“端口”的引用也应理解成是指“节点”，反之亦然。
参照图1，采用双工装置的无线通信设备100包括传输路径102，该传输路径102包括经由第一数据总线105耦接至数模转换器(DAC)106的基带处理器104。DAC106具有同相(I)分量输出端和正交(Q)分量输出端，两者都耦接至第一混频器108的对应输入端。第一混频器108的输出端耦接至功率放大器110的输入端，功率放大器110的输出端耦接至混合电路114或混合接头的发送端口112。混合电路114的接收端口116耦接至低噪声放大器118的输入端。低噪声放大器118的输出端耦接至接收器链的其它下游组件。由于接收器链的其余部分的这些组件将是本领域技术人员容易理解的，并且与理解本文所述示例无关，因而这里将不再详细描述它们。
提供了一反馈路径，该反馈路径包括第二混频器120，该第二混频器120具有耦接至低噪声放大器118的输出端的输入端。第二混频器120的同相分量输出端和正交分量输出端分别耦接至第一低通滤波器122和第二低通滤波器124，它们是反馈路径的一部分，第一低通滤波器122和第二低通滤波器124耦接至模数转换器(ADC)126的相应输入端。ADC 126的输出端(其也是反馈路径的一部分)经由第二数据总线127耦接至处理器128(例如，微处理器)的第一输入端，处理器128的第一输出端可操作地耦接至基带处理器104的输入端。处理器128的第二输入端耦接至第一数据总线105。
处理器128的第二输出端耦接至可变阻抗130的控制输入端，可变阻抗130耦接至混合电路114的平衡端口132。处理器128的第三输出端耦接至本地振荡器134的输入端，本地振荡器134的第一输出端耦接至第一混频器108，而本地振荡器134的第二输出端耦接至第二混频器120。处理器128耦接至构成数据存储部的存储器136。在该示例中，存储器存储参考信息，例如，查找表138。
天线140耦接至混合电路114的天线端口142。
在操作中，处理器128通常控制设备100。实际上，处理器128构成处理资源，其在该示例中用作控制器。处理器128特别地以下面更详细描述的方式控制双工操作。
基带处理器104与处理器128通信。处理器128和/或基带处理器可以访问存储器136，该存储器还存储要由无线设备100发送的信息。
基带处理器104生成要由设备100发送的一个或更多个输出信号。在该示例中，如上所述，这些信号是数字的并且被表达为正交(Q)和同相(I)分量。本领域技术人员应当清楚，另选调制方案是可以的。
从基带处理器104输出的信号被输入至DAC 106，并被转换到模拟域。从基带处理器104输出的信号也可以输入至处理器128以提供任何必需反馈。模拟信号在混频器108中被上变频成射频，通过在处理器128的控制下与本地振荡器134产生的射频信号混合，并在经由混合电路114和天线140传输之前输入至功率放大器110以进行放大。
设备100的接收路径144(其中存在低噪声放大器118)处理经由混合电路114通过天线140接收的信号。提供反馈路径是出于校准混合电路114的双工操作以及平衡混合电路114的目的。在该示例中，接收信号被分接到反馈路径中并且还被输出至接收路径144的其余部分以供后续处理。在反馈路径中，来自低噪声放大器118的接收信号以及来自本地振荡器134的射频信号被应用至第二混频器120，并且被下变频至基带。在另一实施方式中，第二混频器120可以直接耦接至输出端口116(例如，在低噪声放大器118之前)，从而直接从混合电路114接收信号。然而，在本示例中，通过第二混频器120将接收信号解调制成I和Q分量，但另选解调制方案对于本领域技术人员来说是显见的。I和Q接收信号分别被输入至低通滤波器122、124，并进一步输入至ADC 126，以生成数字输出信号。然后将数字输出信号提供给处理器128，以供按下面要描述的方式来进行处理，以便控制由混合电路114提供的隔离。
在这点上，处理器128实现平衡算法，该算法基于以下原理力求使混合电路114的输入端口112与输出端口116的隔离最大。
混合电路114的输入端口112与输出端口116之间的传递函数可以利用以下表达式表达：
其中，G是发送-接收增益，ΓA是天线140的反射系数，而ΓB是平衡阻抗130的反射系数，ω是频率，以及X是用于调节平衡阻抗130的控制参数。在一些实施方式中，X是多维变量(例如，矢量)，表示由多个可调电路元件产生的多个调谐维度。
在之前的解决方案中，通过求解以下线性联立方程来实现隔离的最大化：
G1(ω，X1)＝P(ω)+Q(ω)ΓB(ω，X1) (2)
G2(ω，X2)＝P(ω)+Q(ω)ΓB(ω，X2) (3)
其中，G1(ω，X1)是由控制值X1产生的针对平衡反射系数ΓB(ω，X1)测量的第一发送-接收增益，而G2(ω，X2)是由控制值X2产生的针对平衡反射系数ΓB(ω，X2)测量的第二发送-接收增益。这些方程基于以下对上述方程(1)的重写，并具有恰当代换：
G(ω，X)＝P(ω)+Q(ω)ΓB(ω，X) (4)
并且其中，G(ω，X)是发送-接收增益，而ΓB(ω，X)是平衡反射系数。P(ω)是包括耦接路径的发送-接收增益的一部分，其中由于与天线140的不完美匹配，因而信号在混合电路114的天线节点142处被反射。在完美匹配天线的情况下，天线反射系数为零，因此P(ω)也为零。Q(ω)ΓB(ω，X)是包括耦接路径的发送-接收增益的一部分，其中信号在混合电路114的平衡节点132处被反射。Q(ω)取决于混合电路114的特性，并且如上所述，ΓB(ω，X)是平衡端口132处的反射系数，如由可变平衡阻抗130通过控制值X控制的。
众所周知，等式(2)和(3)可以用代数方式求解，以生成针对平衡反射系数的表达式，该平衡反射系数使混合电路114的输入端口112与输出端口116之间的隔离最大化：
其中，ΓBS是最大化隔离的反射系数值。因此，设定平衡阻抗以实现如上计算的反射系数将平衡双工器。
然而，实际上，由可变阻抗130提供的真实平衡阻抗与通过设定可变阻抗130的控制输入所设定的并且仅从设计参数获知的希望平衡阻抗之间存在差异。参照上面的示例，方程(5)提供了最大化隔离的值ΓBS。然而，由于前述制造缺陷，所需控制设定值(其可以被表示为XBS，并且是用于实现平衡反射系数ΓBS的可变阻抗设定值)不能准确地获知。因此，尽管希望值ΓBS已知，但装置可能无法应用正确的设定值来实现该值，从而妨碍了混合电路114的最佳平衡。而且，ΓB(ω，X1)和ΓB(ω，X2)是方程(5)的输入。然而，由于上面提到的相同制造缺陷，因而针对ΓB(ω，X1)和ΓB(ω，X2)的提供的值可以与它们的希望值不同。这可能会将误差引入针对ΓBS计算的值，从而也妨碍了最佳平衡。
这些缺点通过校准处理来解决，该校准处理将平衡阻抗的控制值与由平衡算法使用的测量校准值相关联。其操作如下。为了数学论证起见，函数C(ω，X)(其是ΓB(ω，X)的线性函数)被引入并定义为
C(ω，X)＝Δ(ω)ΓB(ω，X)+δ(ω) (6)
通过为ΓB(ω，X)重排方程(6)，并且并代入上面的方程(2)和(3)，获得以下方程：
可以采用以下进一步代换：
这些表达式可以代入方程(7)和(8)，以生成联立方程：
G1(ω，X1)＝P’(ω)+Q’(ω)C(ω，X1) (11)
G2(ω，X2)＝P’(ω)+Q’(ω)C(ω，X2) (12)
由于这仍然是线性方程组，因而联立方程(11)和(12)可以被求解，如在方程(2)和(3)的情况下，以平衡混合电路114。线性方程(6)被有效地并入要求解的线性方程组中，以便在不需要获知所述因子的情况下平衡混合电路114：δ(ω)和Δ(ω)；只知道值C(ω，X1)和C(ω，X2)就足够了，而不需要知道这些值分别与ΓB(ω，X1)和ΓB2(ω，X2)之间的关系。
然而，本领域技术人员将认识到，方程组(11)和(12)是C(ω，X2)的函数，因此按与上面关于(2)和(3)描述的方式类似的方式利用该方程组来生成针对C(ω)的表达式(与ΓB(ω)的表达式相反)。因此，方程(5)可以重写为：
方程(13)构成一方程组，该方程组可以明确地或隐含地包括一个或更多个方程。本领域技术人员应当清楚，该计算与如方程(5)中所示的计算相同，但在映射空间中执行，其中，该映射由方程(6)给出。为了使用该方程来确定针对可变阻抗130的设定值(X值)，需要存储关于可变阻抗130的设定值与平衡反射系数的线性函数之间的对应关系的信息。参照上面的示例，这种对应关系在X与C(ω，X)之间。
这有两个原因：首先，将控制值X1和X2与值C(ω，X1)和C(ω，X2)相关联，它们是方程(13)的输入，其次，将计算值CBS(ω)与对应控制值相关联，其被表示为XBS。该控制值是在应用于可变平衡阻抗130时使混合电路114的发送-接收隔离最大化的控制值。
在该示例中并且转至图2，在无线设备100的生产期间，将天线阻抗保持在一致值，如果阻抗贯穿校准处理始终如一地应用，则其可以是任意阻抗，然后可以针对可变阻抗130的控制输入的每个设定值来测量校准值或量度(例如，发送-接收增益值)。因此，查找表138被编译为设备100的制造工序的一部分。在这点上，将天线阻抗设定成预定阻抗，并贯穿校准处理保持该预定阻抗。
然后，处理器128将可变阻抗130设定(步骤200)成第一设定值(setting)，然后发送测试信号(例如，导频信号)，并且经由反馈路径被接收作为混合电路114的输入端口112与输出端口116之间的任何泄漏的结果。经由反馈路径测量的复发送信号和复接收信号从存储器136被读取并计算(步骤202)关联发送-接收增益，即，测量复自干扰信道。然后将阻抗控制设定值和关联发送-接收增益值存储(步骤204)在查找表138中。然后，处理器128建立(步骤206)是否需要设定可变阻抗130的进一步设定值，以便为可变阻抗130的每个设定值确定发送-接收增益值。在这方面，可变阻抗130包括构成多个阻抗设定值的一组可选设定值，其覆盖了可变阻抗可以设定以提供的所有可能阻抗。如果在该示例中，尚未设定可变阻抗的所有设定值和关联发送-接收增益被确定，那么处理器128继续对尚未设定的可变阻抗130的阻抗设定值进行迭代，并进行对应测量(步骤200至206)。一旦确定(步骤206)已经设定了所有阻抗设定值并且已经确定了它们的关联发送-接收增益，处理器128就终止校准处理，因为其已经完成了。
作为校准处理的结果，查找表138包括针对可变阻抗130的数字设定值和关联发送-接收增益值。查找表138按下面的方式与上面的方程(13)结合使用，以便确定使得混合电路114的输入端口112与输出端口116之间的隔离最大化的可变阻抗。该方程构成了使第一测量信号、第二测量信号、来自查找表138的关于第一阻抗设定值的第一发送-接收增益、以及来自查找表138的关于第二阻抗设定值的第二发送-接收增益相关联的方程组。该方程组还有效地关联所发送的信号，以便测量第一和第二发送-接收增益。
在该实施方式中，由校准处理测量和存储的校准值是复发送-接收增益值。然而，在其它实施方式中，该校准值可以是处理后的发送-接收增益，或关于一致发送信号值接收的接收信号值、或者以其它方式处理的接收信号值。本领域技术人员应当清楚，由于校准值只需要是平衡反射系数值的一致线性函数(如上所示)，因而存在满足该标准的大量参数，例如，乘以或除以一致值的发送-接收增益值。
参照图3，作为支持设备100的操作的一部分，处理器128控制混合电路114，以便将输入端口112与输出端口116隔离。
处理器128控制(步骤300)可变阻抗130以采取特定第一阻抗设定值X1。对应阻抗(表示为Z1)例如可以是大约50欧姆，尽管应当清楚，阻抗可以被任意设定，并且实际上该值不重要，因为该方法根据阻抗设定值操作。处理器128还控制本地振荡器134以一频率振荡，以使信号以处于第一关注频带内的第一发送频率ω1经由天线140发送。例如，该关注频带可以是发送频带。
然后，以频率ω，经由功率放大器110、混合电路114以及天线140发送信号。随着这种情况的发生，利用上述反馈路径测量(步骤302)以第一接收频率在接收节点116处出现的信号(由于混合电路114的不完美隔离)。将第一测量信号例如存储在存储器136中。接收信号的测量在第二关注频带(其例如可以是接收频带)上进行。第一发送频率和第一接收频率可以相同或不同。第一关注频带和第二关注频带可以完全不同，即，它们根本不交叠，或者可以部分交叠。在一个实施方式中，第一关注频带和第二关注频带可以完全交叠，即，一个频带完全落入另一频带内，或者是相同的。在后一情况下，设备100可以被描述为以“带内全双工”模式操作。
在存储了第一测量信号之后，处理器128将可变阻抗130改变(步骤304)成与第二阻抗Z2相对应的第二不同已知阻抗设定值X2，并指示基带处理器104生成另一信号。处理器128控制本地振荡器134在第一关注频带中以第二发送频率振荡。利用上述反馈路径在第二关注频带中以第二接收频率测量(步骤306)在接收节点116处出现的第二信号。将第二测量信号例如存储在存储器136中。
一旦关于第一阻抗设定值X1和第二阻抗设定值X2进行了测量和存储(步骤300至306)，处理器128就访问存储器136并查寻关于所使用的第一阻抗设定值X1和第二阻抗设定值X2的发送-接收增益值。此后，利用所存储的所测量的第一和第二接收信号、以及所检索的所查找的发送-接收增益值，处理器128利用第一和第二发送信号数据以及所测量的第一和第二接收信号来计算第一和第二发送-接收增益，并评估(步骤308)方程(13)以获取与混合电路114的输入端口112和输出端口116的最大隔离相对应的构成第三增益的平衡结果，例如，计算的增益值。然后，处理器128利用所计算的增益值(步骤310)反向查找所计算增益值，以便标识(步骤312)查找表138中的具有最接近所计算增益值的对应发送-接收增益的第三阻抗设定值。然后检索所标识阻抗设定值，并且处理器128将可变阻抗130的控制输入设定值(步骤314)成所检索设定值，从而最大化混合电路114的输入节点112与输出节点116之间的隔离。这样，可变阻抗130根据所检索的第一和第二增益以及第一和第二测量增益被控制。可以周期性地执行第三阻抗的该设定，同时例如设备100处于活动状态/模式。
在该实施方式中，在平衡方程(13)中使用的测量值(其被表示为上述G1(ω，X1)和G2(ω，X2)是发送-接收增益值。然而，本领域技术人员应当清楚，存在可以使用的另选测量值。例如，如果所测量增益值例如乘以或除以一致量，则方程(13)的值不变。因此，存在在平衡方程中使用其它测量值的其它实施方式，例如，使用处理后的增益值，或者关于一致发送信号值接收的接收信号值、或者以其它方式处理的接收信号值。本领域技术人员应当认识到，如方程中使用的测量值仅需要与发送-接收增益线性成比例，并且存在可以满足该标准的多个参数。
在该示例中，阻抗控制是离散的并且具有有限数量的阻抗控制状态。在另一实施方式中，阻抗控制可以是连续的。本领域技术人员应当想到，在连续阻抗控制的情况下，针对校准处理存在其它可能性，例如，在连续控制域内的一组离散阻抗控制点处进行校准量度。
在该示例中，关联记录是阻抗设定值与校准值或测量之间的离散关联集。在其它实施方式中，关联记录可以另选地包括方程或分段函数，或者另外，其用于关联阻抗设定值和校准值。
在另一实施方式(图4)中，可变阻抗130具有一组可能设定值，并且选择一组可能阻抗设定值中的多个(例如，可能设定值的子集)以供执行上述校准处理(步骤200至206)。可能设定值的所述子集可以构成所述多个设定值。在该示例中，可能阻抗设定值的子集介于大约100个阻抗设定值与大约1000个阻抗设定值之间。在这点上，不是贯穿可以针对可变阻抗130设定的所有可能阻抗设定值进行迭代，而是处理器128关于阻抗设定值的子集来实现图2的方法。这导致存储在存储器136中的查找表138包括利用恒定天线阻抗将阻抗设定值与相应测量的发送-接收增益相关联的减少数量的条目，校准处理从而构成粗略校准。
因此，与利用可变阻抗130的大致所有阻抗设定值生成的查找表相比，给出了更粗略质量的查找表138，处理器128需要补偿查找表138的粗略质量，以便实现混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的最佳隔离。
处理器128确定(步骤400)设备100是否处于空闲模式。当设备未处于空闲模式时，处理器128实现平衡方法(图3：步骤300至314)，以便在给定查找表128的粗略性质的情况下，获得对平衡阻抗设定值的粗略估计，从而构成第三阻抗设定值。此后，处理器128启动(步骤402)迭代算法，以便例如与作为评估方程(13)并利用查找表138执行反向查寻的结果所确定的粗略第三阻抗设定值相比，搜索改进的平衡阻抗设定值。在该示例中，迭代算法包括执行关于第三阻抗设定值的线搜索，即，迭代线性变化。根据该搜索算法改变第三阻抗设定值，以便改进第三阻抗设定值，从而改进混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的隔离。
在这方面并且参照图5，如上所述确定(步骤500)第三粗略阻抗设定值，并将搜索方向设定(步骤502)为正。然后，处理器128继续实施迭代算法，以细化通过将粗略第三阻抗设定值修改(步骤504)成所述方向集合中的邻近设定值而确定的粗略第三阻抗设定值。然后，处理器128测量(步骤506)发送-接收增益，然后确定(步骤508)关于所使用的阻抗设定值是否导致针对混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的隔离的改进。如果导致了改进的隔离，那么该算法迭代以便继续调节方向选择中的阻抗设定值(步骤504到508)。如果阻抗设定值的改变没有导致混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的改进隔离，那么处理器128改变(步骤510)搜索的方向，然后通过新方向上的两个连续邻近设定值来调节(步骤512)可变阻抗130的阻抗设定值。此后，处理器128测量(步骤506)由可变阻抗130的改变阻抗设定值所产生的发送-接收增益，以便确定隔离是否已经改进(步骤508)。返回参照图4，上述迭代循环继续(步骤404)，直到不再需要调节阻抗设定值(步骤406)，例如，在设备100停止处于活动模式时。
参照上述示例，技术人员应当想到，尽管为了描述的简洁和清楚起见已经描述了在单个维度上的搜索，但可以针对更多维度执行搜索，例如，两个或更多个维度，如电阻和电容设定值。例如，在另一实施方式中，可调谐阻抗130包括多个可调谐电路元件。在这样的实施方式中，迭代优化可以是多维的。这种多维优化例如可以包括顺序地应用至每个电路元件的图5的步骤，或者例如包括同时应用至每个电路元件的图5的步骤。
本领域技术人员应当清楚，存在许多公知的迭代优化方法，其可以被用作上面关于图5描述的步骤的替代方案。另外，本领域技术人员还应想到，可以采用与阻抗设定值和校准量度之间的粗略关联记录有关的任何合适的插值技术，作为迭代优化的替代方案，或者作为针对迭代优化的初步步骤。
在另一实施方式(图6)中，当使用上述粗略查找表时，可以结合使用迭代设定值调节算法来实现有源消除技术。当然，应当清楚，可以采用更高分辨率校准来代替粗略校准和不使用迭代设定值调节算法。在任何情况下，在该示例中，按上面已经描述的方式执行(步骤200至206)基于生产线的粗略自校准。类似地，如上已经描述的，处理器128确定(步骤400)设备100是否处于空闲模式并且如果设备100不处于空闲模式，则处理器128实现平衡方法(步骤300至314)，以便在给定查找表128的粗略性质的情况下，获得对平衡阻抗的粗略估计，从而构成第三阻抗。此后，处理器128启动(步骤402)上述迭代算法，以便例如与作为评估方程(13)并利用粗略查找表138执行反向查找的结果所确定的粗略第三阻抗设定值相比，搜索改进的平衡阻抗。在该示例中，迭代算法包括执行关于第三阻抗设定值的线搜索。根据该搜索算法改变第三阻抗设定值，以便改进第三阻抗设定值，从而实现(步骤600)混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的所需改进隔离。此后，实现(步骤602)迫零消除算法，以便获得初始均衡器估计，下面对其细节加以描述。
在该示例中并且参照图7，除了传输路径102之外，设备100还包括有源消除子系统，其包括辅助传输路径700。针对为LTE通信系统指定的单载波频分多址波形，图1的基带处理器104支持可操作地耦接至波形发生器704的数据映射器702(图7)。波形发生器704可操作地耦接至数字傅立叶(Fourier)变换单元706，数字傅立叶变换单元706是M点数字变换单元。子载波映射单元708可操作地耦接至数字傅立叶变换单元706和N点逆快速傅立叶变换单元710，其中，N大于M。逆傅立叶变换单元710可操作地耦接至上变频器712，其具有可操作地耦接至功率放大器110的输入端的输出端。上变频器712包括图1的DAC 106和混频器108。
在该示例中，传输路径102中的信号在使用时通过复制方式分接。在这方面，分接点714位于数字傅立叶变换单元706的输出端，并且耦接至设备100的辅助传输路径700，辅助传输路径700包括发送器链处理级单元，例如，频域均衡器(FDE)716(针对其，上面提到初始均衡器估计)具有耦接至分接点714的输入端和可操作地耦接至辅助子载波映射单元718的输入端的输出端。在这里阐述的示例中，频域均衡器716的输入端是表示符号信号被发送的一组M个傅立叶分量。混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的“泄漏信道”、以及平衡节点132与输出节点116之间的“消除信道”由自适应信号处理器720进行估计。这些信道估计被用于确定针对FDE 716的系数。FDE 716可以被实现为表示频域传递函数的复系数矢量，例如，一组M个复系数，其按分接信号的傅立叶分量的M个频率中的每个频率来编码频域传递函数的幅度和相位。频域均衡器716用于在使用时执行将分接信号的每个傅立叶分量与上述对应复合FDE系数逐点相乘，以便生成可以输入至辅助子载波映射单元718的M个修改后的傅立叶分量。
辅助子载波映射单元718的输出端可操作地耦接至辅助N点快速逆傅立叶变换单元722的输入端，其输出端可操作地耦接至辅助上变频器724的输入端。辅助上变频器724的输出端可操作地耦接至辅助功率放大器726的输入端。辅助功率放大器726的输出端经由可变阻抗匹配网络130耦接至混合接头114的平衡节点132。在该示例中，构成系数处理器的自适应信号处理器720可操作地耦接至频域均衡器716，并且它们一起用作自适应滤波器单元。自适应信号处理器720还可操作地耦接至信号监测单元728的监测输出端。本地振荡器134可操作地耦接至上变频器712、辅助上变频器724以及信号监测单元728。该架构是如在国际专利公开no.PCT/EP2015/052800中描述的有源消除架构，其内容通过全部引用而并入于此。还可以实现其它架构以提供有源消除，其中一些也在PCT/EP2015/052800中进行了描述。
在另一实施方式中，信道估计和均衡信号处理可以另选地使用任何合适技术在时域中执行。
在操作中，辅助传输路径700用于生成隔离信号，以消除由混合接头114的输入节点112与其输出节点116之间泄漏的传输信号。由于生成隔离信号的细节对于理解该实施方式不是重要的，因而，为了描述的简洁和清楚，可以在PCT/EP2015/052800中找到的细节在此不再重复。
返回参照图6，在如上所述获得初始均衡器估计(步骤602)之后，自适应信号处理器720与辅助传输路径700协作地初始化(步骤604)自适应信号处理器720实现的有源消除算法，并且执行有源消除算法(步骤606)，以便生成应用至平衡节点132的隔离信号。虽然连续自适应，但仍生成隔离信号，同时确定(步骤608)设备100处于活动模式。
大致同时(例如，并行)，处理器128实现(步骤610)上述迭代平衡算法(步骤402、404、600)，同时确定(步骤612)设备100处于活动模式。迭代搜索算法和有源消除算法的双重执行用于维持混合接头114的输入节点112与输出节点116之间的最大隔离。
以上阐述的本发明的示例性实施方式被视为例示性的而非限制性的。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以针对所述实施方式进行各种改变。
本领域技术人员应当清楚，上述实现仅仅是在所附权利要求的范围内可想到的各种实现的示例。实际上，贯穿上面的描述，已经针对查找表138和可变阻抗130的离散数字设定进行了说明。在这点上，本领域技术人员应当明白，可变阻抗可以是连续可变的(例如，模拟)可变阻抗。代替查找表138，存储器136可以包含一另选种类的参考，例如，表示可变阻抗130的阻抗设定值与和相应阻抗设定值相关联的发送-接收增益之间的关系的方程。另选地，存储器136可以存储将发送-接收增益与可变阻抗130的相应连续控制输入相关联的逐段近似。作为另一另选例，存储器136可以实现查找表或发送-接收增益与可变阻抗130的相应连续控制设定值之间的离散多个关联的其它记录。
关于这里描述的混合接头114，本领域技术人员应当想到，可以采用任何合适的构造。例如，在上述实施方式中，已经描述了变压器混合接头。在另一实施方式中，采用了正交混合接头，尽管可以使用其它变型，例如180°变压器混合接头。也可以采用其它合适种类的混合接头，例如，波导混合接头。
除了所述结构组件和用户交互以外，上述实施方式的系统和方法可以采用计算机系统(具体按计算机硬件或计算机软件)或者采用专门制造或修改的集成电路来实现。上述实施方式的方法可以作为计算机程序或作为承载计算机程序的计算机程序产品或计算机可读介质提供，该计算机程序被设置成当在计算机或其它处理器上运行时执行上述方法。
术语“计算机可读介质”包括而不限于可以由计算机或计算机系统直接读取和访问的任何媒介或介质。该介质可以包括但不限于诸如软盘、硬盘存储介质以及磁带的磁存储介质；诸如光盘或CD-ROM的光学存储介质；诸如存储器的电子存储介质(包括RAM、ROM以及闪速存储器)；以及上述的混合物和组合，如磁/光学存储介质。

Claims (21)

1.一种用于复用要通过天线无线地发送和接收的信号的装置，所述装置包括：
混合电路，所述混合电路包括用于耦接至所述天线的天线节点、用于接收要通过所述天线无线地发送的信号的输入节点、用于输出通过所述天线无线地接收的信号的输出节点、以及平衡节点；
可变阻抗，所述可变阻抗在工作上耦接至所述平衡节点，所述可变阻抗包括用于选择所述可变阻抗的阻抗设定值的控制输入；
数据存储部，所述数据存储部包括与应用至所述混合电路的所述天线节点的一致阻抗有关的阻抗设定值和对应校准量度的参考，所述阻抗设定值对应于阻抗；以及
控制器，所述控制器被设置成：
将所述可变阻抗设定成第一阻抗设定值；
按第一频带中的第一发送频率发送第一发送信号；
作为按第一发送频率发送第一信号的结果，在所述输出节点处按第二频带中的第一接收频率测量第一信号；
选择第二阻抗设定值；
按所述第一频带中的第二发送频率发送第二发送信号；
作为按所述第二发送频率发送第二信号的结果，在所述输出节点处按所述第二频带中的第二接收频率测量第二信号；
采用方程组，所述方程组包括使第一测量信号、第二测量信号、来自与所述第一阻抗设定值有关的关联记录的第一校准量度、以及来自与所述第二阻抗设定值有关的关联记录的第二校准量度相关联的变量；
利用所述方程组确定平衡结果；
参考所述平衡结果而从所述关联记录中检索第三阻抗设定值，所述第三阻抗设定值提供所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的隔离。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，阻抗设定值和对应校准量度的所述参考是与应用至所述天线节点的所述一致阻抗有关的多个阻抗设定值与多个相应校准量度之间的关联记录，所述多个阻抗设定值分别对应于多个阻抗。
3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述可变阻抗的所述控制输入是连续可变的。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述参考包括记录所述校准量度与所述阻抗设定值之间的关系的方程。
5.根据权利要求1、2或4所述的装置，其中，所述可变阻抗的所述控制输入是离散的。
6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器还被设置成：
利用所述控制输入改变阻抗值以提供所述多个阻抗设定值，并且生成所述多个阻抗设定值与多个相应校准量度之间的关联记录。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的装置，其中，所述可变阻抗的所述控制输入包括一组可选设定值，所述多个阻抗设定值分别对应于所述可变阻抗的一组可能设定值中的多个。
8.根据权利要求7所述的装置，其中，所述多个阻抗设定值分别对应于所述可变阻抗的所述一组可选设定值。
9.根据权利要求7所述的装置，其中，所述可变阻抗的所述一组可选设定值中的多个是所述可变阻抗的所述一组可选设定值的子集。
10.根据权利要求9所述的装置，其中，所述可变阻抗的所述一组可选设定值的所述子集包括所述可变阻抗的所述可选设定值中的大约100至大约1000个可变阻抗设定值。
11.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述控制器还被设置成：
针对所述第一信号和所述第二信号的每次测量，计算表示第一测量增益和第二测量增益的相应量；
访问所述数据存储部，并且分别参考所述第一阻抗设定值和所述第二阻抗设定值而从所述关联记录中检索所述第一校准量度和所述第二校准量度；以及
根据所述相应量以及所检索的第一发送接收增益和第二发送接收增益控制所述可变阻抗。
12.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述控制器被配置成周期性地执行操作以确定所述第三阻抗设定值。
13.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述控制器被设置成评估：
以获取所述第三平衡结果，其中：G1是第一测量发送接收增益，G2是第二测量发送接收增益，C是所述校准量度，X1是所述第一阻抗设定值，X2是所述第二阻抗设定值、ω是频率。
14.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所采用的方程组包括使第一测量信号、第二测量信号、所述第一阻抗设定值、所述第二阻抗设定值、第一发送信号、第二发送信号、第一校准量度以及第二校准量度相关联的变量。
15.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述方程组根据能够与所述可变阻抗的所述阻抗设定值有关的校准量度变量，对发送接收增益变量进行建模。
16.根据权利要求7所述的装置，其中，所述第三阻抗设定值构成用于隔离所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的粗略阻抗设定值；并且
所述控制器还被设置成：
从所述第三阻抗设定值开始迭代地改变所述阻抗设定值，以搜索使所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点之间的隔离最大的最佳阻抗设定值。
17.根据权利要求16所述的装置，其中，所述阻抗设定值的所述迭代改变是所述阻抗设定值的迭代线性改变。
18.根据权利要求16或17所述的装置，所述装置还包括自适应有源信号消除子系统，所述有源信号消除子系统被设置成与所述阻抗设定值的所述迭代改变大致同时地提供消除。
19.根据前述权利要求中的任一项所述的装置，其中，所述第一校准量度是第一发送接收增益，且所述第二校准量度是第二发送接收增益。
20.一种无线通信设备，所述无线通信设备包括根据前述权利要求中的任一项所述的用于复用信号的装置。
21.一种在包括混合电路的系统中复用要通过天线无线地发送的信号和无线地接收的信号的方法，所述混合电路包括用于耦接至所述天线的天线节点、用于接收要通过所述天线发送的信号的输入节点、用于输出通过所述天线无线地接收的信号的输出节点、平衡节点、耦接至所述平衡节点的可变阻抗、以及数据存储部，所述可变阻抗包括用于选择所述可变阻抗的阻抗设定值的控制输入，所述数据存储部包括与应用至所述混合电路的所述天线节点的一致阻抗有关的阻抗设定值和对应校准量度的参考，所述阻抗设定值分别对应于多个阻抗；所述方法包括以下步骤：
将所述可变阻抗设定成第一阻抗设定值；
按第一频带中的第一发送频率发送第一发送信号；
作为按第一发送频率发送第一信号的结果，在所述输出节点处按第二频带中的第一接收频率测量第一信号；
选择第二阻抗设定值；
按所述第一频带中的第二发送频率发送第二发送信号；
作为按所述第二发送频率发送第二信号的结果，在所述输出节点处按所述第二频带中的第二接收频率测量所述第二信号；
采用一方程组，所述方程组包括使第一测量信号、第二测量信号、来自与所述第一阻抗设定值有关的关联记录的第一校准量度、以及来自与所述第二阻抗设定值有关的关联记录的第二校准量度相关联的变量；
利用所述方程组确定平衡结果；
通过参考所述平衡结果从所述关联记录中检索第三阻抗设定值，所述第三阻抗设定值提供所述混合电路的所述输入节点与所述输出节点的隔离。
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