JP2019169938A - 信号を二重化するための装置、ワイヤレス通信デバイス、および信号を二重化する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】信号を二重化するための装置を提供する。【解決手段】二重化装置を用いるワイヤレス通信デバイス１００は、インピーダンス設定値と対応するキャリブレーション測定値の参照情報を含む。プロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０を第１のインピーダンス設定値に設定し、ハイブリッド回路１１４の出力ノード１１６で、第１の信号を測定する。次に、プロセッサ１２８は、第２のインピーダンス設定値を選択し、出力ノード１１６で、第２の信号を測定する。次に、プロセッサ１２８は、第１、第２の測定信号ならびに第１、第２のインピーダンス設定値のそれぞれに関する参照情報からの第１、第２のキャリブレーション測定値を関連付ける方程式系を使用して、平衡結果を決定する。ハイブリッド回路１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６とを分離するために、平衡結果を参照して第３のインピーダンス設定値を参照情報から検索する。【選択図】図１

Description

本発明は、例えばハイブリッドジャンクション（ｈｙｂｒｉｄ ｊｕｎｃｔｉｏｎ）の平衡インピーダンス設定値を決定するために方程式系を使用するタイプの、信号を二重化するための装置に関する。本発明はまた、例えばハイブリッドジャンクションの平衡インピーダンス設定値を決定するために方程式系を使用するタイプのワイヤレスデバイスに関する。本発明はさらに、例えばハイブリッドジャンクションの平衡インピーダンス設定値を決定するために方程式系を使用するタイプの、信号を二重化する方法に関する。

一部のワイヤレス通信システムにおいて、このようなシステムは、ネットワークインフラストラクチャと、例えば携帯型通信デバイスであり得るユーザ機器とを備える。このような通信デバイスは、一般的に、同じアンテナまたはアンテナセットを介して信号を送受信する。これは、入力信号が出力信号によって圧倒されないようにこのデバイスが入力信号と出力信号とを分離することを可能にするために何らかの形態の複信方式が必要とされることを意味する。この点に関して、時分割複信（ＴＤＤ）および周波数分割複信（ＦＤＤ）は両方とも周知の複信方式である。

通信システムを動作させるための無線スペクトルの利用可能性が制限要因であることが知られている。いわゆる４Ｇ、またはロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、既存の２Ｇおよび３Ｇ通信システムの後継である。実際、ＬＴＥ準拠ネットワークはすでに多くの国で運用されている。歴史的な理由から、ＬＴＥ規格の３Ｇパートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ：３Ｇ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）のリリース１５（Ｒｅｌ１５）に規定されているように、ＬＴＥ規格には６０のＬＴＥ動作周波数帯域があり、そのうちの３５はＦＤＤ動作を必要とする。さらなるモバイルブロードバンドスペクトルが様々な地域の政府によって利用可能にされるとき、さらなる帯域がＬＴＥ規格の後のリリースで規定される可能性がある。

ＦＤＤ無線動作では、異なる周波数の２つの別々のキャリアがあり、１つはアップリンク送信用であり、もう１つはダウンリンク送信用である。ダウンリンク送信とアップリンク送信との分離は、通常、ダイプレックスフィルタ（デュプレクサまたはダイプレクサ）と呼ばれる送信／受信フィルタによって達成される。これらのフィルタは、一般的に、２つの高度に選択的なフィルタとして実施され、送信信号と受信信号とを分離するために、一方は受信周波数帯域を中心とし、他方は送信周波数帯域を中心とし、これにより、送信信号と受信信号とが干渉することが防止される。弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタなどの音響共振器フィルタは、一般的に、二重化フィルタに要求される低い挿入損失およびシャープロールオフを実現するために使用される。これらは個々に小さく安価ではあるが、複数の周波数帯域をサポートしなければならない通信デバイスは、サポートされる周波数帯域ごとに１つのダイプレックスフィルタと、さらには、二重化フィルタがアンテナを共有することができるように周波数帯域を選択するための無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）スイッチとを必要とする。

さらに、これらのフィルタは、ＳＡＷフィルタを構築するために使用される高Ｑ共振器のためにＣＭＯＳ回路に集積することができず、したがって、これらはオフチップで実装しなければならない。これは、通常、単一の周波数帯域で動作する単純な無線トランシーバでは問題にならない。しかしながら、現代の無線トランシーバは通常はマルチバンドである。上で言及したように、ＬＴＥ規格は、現在３５のＦＤＤ周波数帯域を指定している。サポートされる周波数帯域ごとに１つのダイプレックスフィルタが必要であることから、指定された周波数帯域のすべてをサポートするために、ユーザ機器の製造業者には、複数のフィルタを使用することが要求される。ディスクリートデュプレクサのバンクは、１つの既知の手法であり、このバンクは、必要な動作周波数帯域に基づいて適切なデュプレクサを選択するマルチウェイＲＦスイッチを介してアンテナ、送信機、および受信機に接続される。このような手法は、マルチバンドトランシーバの全体的なサイズおよびコストを増大させるだけでなく、ユーザ機器の複雑さも増大させる。この手法はまた、性能を犠牲することにつながり得る。例えば、ＲＦスイッチの導入は、複数の周波数帯域がサポートされるため電力損失をもたらし得る。

多くのデバイス製造業者は、異なる動作周波数帯域セットをサポートする異なる構成のデバイスを設計し製造することによってこの問題を単純に回避している。これにより、製造業者は、各々が異なる周波数帯域の組み合わせを有する異なる地域のグループで動作可能である一連のデバイスを提供する。したがって、上で説明したフィルタの必要性を除去することによって「世界電話」の製造にとっての障壁が取り除かれ、この利点は、携帯電話産業に規模の経済性を与え、海外旅行者の不便さを軽減することであることが理解されよう。

したがって、固定調整ダイプレクサを、複数の、好ましくはすべての周波数帯域をサポートすることができる柔軟なデバイスに置き換えることができる解決策には市場の大きな需要がある。

ダイプレクサを構成するダイプレックスフィルタを調整することは可能であるが、所望の選択性および低い電力損失を達成するために非常に高いＱ値の共振器が必要とされることから、このような手法は現在技術的に現実的ではない。現在、必要とされる小さいフィルタサイズを達成するために、このような共振器は音響共振器としてのみ実現可能であるが、これは、その電気的調整を小さい周波数範囲のみに制限する周知の双共振特性を有する。

代替の二重化の解決策は、いわゆるハイブリッドジャンクションまたはハイブリッド回路の使用である。これは、伝送線路において順方向および逆方向の波の方向を分離することができる４ポートネットワークである。ハイブリッドジャンクションは、変圧器、導波路（「マジックティー（ｍａｇｉｃ ｔｅｅ）」）、またはマイクロストリップ（「方向性結合器」）の使用を含む多くの方法で作成され得る。ハイブリッドジャンクションはまた、現代の電子アナログ有線電話の場合のように能動回路を使用して作製され得る。

ハイブリッドジャンクションは、一般的に、第１の（送信）ポート、第２の（アンテナ）ポート、第３の（受信）ポート、および第４の（平衡）ポートを備える。理想的なハイブリッドジャンクションの動作では、送信ポートに入射する電力のすべては、アンテナポートと平衡ポートとに分配される。同様に、受信ポートに入射する電力のすべては、アンテナポートと平衡ポートとに分配される。したがって、このデバイスは、無損失で相反的であり、それぞれの周りに同様の特性を有する２つの対称面を有する。

ブロードバンドハイブリッドは、変圧器および単一変圧器回路（例えば、「Ａ Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ ＲＦ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｕｐｌｅｘｅｒ ｏｎ ＣＭＯＳ：Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ」（Ｍ．Ｍｉｋｈｅｍａｒ，Ｈ．Ｄａｒａｂｉ，ａｎｄ Ａ．Ａ．Ａｂｉｄｉ，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｖｏｌ．４８，ｐｐ．２０６７−２０７７，２０１３）に記載されているような）を使用して作製され得る。

理論上のハイブリッドジャンクションでは、デュプレクサとして使用される場合、その送信ポートには送信機チェーンの電力増幅器が結合され、受信ポートには低雑音増幅器が結合される。電力増幅器によって送信ポートに印加される送信電力は、上で説明したように、アンテナポートと平衡ポートとに分配され、アンテナポートおよび平衡ポートの反射係数が平衡する限り、低雑音増幅器は分離される、すなわち、受信機への送信信号の漏洩は生じない。

しかしながら、実際には、ハイブリッドジャンクションをデュプレクサとして使用することには多くの欠点がある。第１に、アンテナのインピーダンス、ひいてはアンテナポートにおけるインピーダンスは、一般的に、時間領域および周波数領域の両方において変動を示す。アンテナのインピーダンスは、例えばアンテナの近くを移動する物体のために時間と共に変動する可能性があり、このため、これらの変化に対処するために平衡ポートにおけるインピーダンスをアンテナポートにおけるインピーダンスに動的に適合させる必要がある。アンテナインピーダンスはまた一般的に周波数と共に変動するため、目的の特定の周波数で平衡を得るためには、平衡ポートにおけるインピーダンスをそれに応じて適合させなければならず、十分に広いシステム帯域幅（例えば、ＬＴＥチャネルに必要な２０ ＭＨｚ）にわたって良好な平衡を達成することは困難であり得る。さらに、分離帯域幅、すなわち、適切な分離が達成され得る帯域幅を増大させることは、可変平衡インピーダンス回路の複雑さを増大させることを必要とし、これにより、デバイスのサイズおよびコストが増大することになる。

第２に、他の結合機構が、ハイブリッドジャンクションの送信ポートから受信ポートへの送信信号の一部の漏洩を引き起こす。したがって、送信ポートと受信ポートとの分離は限定されている。

ハイブリッドジャンクションをデュプレクサとして使用することに対するさらなる技術的阻害要因は、インピーダンス平衡を達成するために必要とされる電力の吸収である。この点に関して、ハイブリッドジャンクションは、上で言及したように一般的に対称であり、ハイブリッドジャンクションの各分岐において等しく３ｄＢの損失を伴う。したがって、二重化との関連では、送信電力の半分が「浪費され」、受信電力の浪費が受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ：ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）に影響を及ぼすことから、事実上３ｄＢが雑音指数に加わる。

ハイブリッドジャンクションをデュプレクサとして使用することに関連する上で言及した欠点にもかかわらず、これらの欠点を回避するまたは少なくとも軽減する試みがなされてきた。例えば、「Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｓｉｎｇｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ Ｕｓｉｎｇ Ｈｙｂｒｉｄ Ｊｕｎｃｔｉｏｎｓ」（Ｌａｕｇｈｌｉｎ，Ｂｅａｃｈ，Ｍｏｒｒｉｓ ａｎｄ Ｈａｉｎｅ，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ Ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．３２，Ｎｏ．９，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１４，ｐａｇｅｓ １６５３ ｔｏ １６６１）は、周波数と共におよび（離調近接効果（ｄｅ−ｔｕｎｉｎｇ ｐｒｏｘｉｍｉｔｙ ｅｆｆｅｃｔ）がない限り）最小で１０ｄＢ程度であり得る反射減衰量と共に大きく変動し得るインピーダンスを有する任意のアンテナについて考えている。これが、広範囲の最終製品に組み込まれ得るトランシーバ回路であって、未知の長さの伝送線路を介して接続される可能性があるトランシーバ回路にとって実際的な現状である。ハイブリッドジャンクションのいわゆる電気的平衡（ＥＢ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｂａｌａｎｃｅ）が、上で参照した文献で提案されている。

しかしながら、ＬＴＥを含むＦＤＤシステムでは、アップリンク帯域およびダウンリンク帯域の両方で同時に分離が必要である。つまり、ＥＢデュプレクサは、１００ＭＨｚを上回って分離され得るようにこれらの帯域の両方で同時に平衡化されなければならない。これには、両方の帯域をカバーするために非常に広い分離帯域幅が必要であるか、あるいは、ＥＢハイブリッドジャンクションは、「Ｔｕｎａｂｌｅ ＣＭＯＳ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｄｕｐｌｅｘｅｒ ｗｉｔｈ Ａｎｔｅｎｎａ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ａｎｄ Ｈｉｇｈ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｔｈｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｂａｎｄｓ」（Ａｂｄｅｌｈａｌｅｍ，Ｇｕｄｅｍ ａｎｄ Ｌａｒｓｏｎ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｖｏｌ．６２，ｎｏ．９，ｐｐ．２０９２−２１０４，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１４）に示されているような「デュアルノッチ（ｄｕａｌ ｎｏｔｃｈ）」平衡特性を有していなければならない。これらの技術は両方とも、調整可能な平衡インピーダンス回路の複雑さを増大させ得るものであり、これは、適切な平衡を実現するためにいくつかのまたはより多くの調整可能な回路要素を必要とし得る。

調整可能な平衡インピーダンス設計の場合、必要な周波数帯域または複数の周波数帯域においてＥＢデュプレクサを平衡化するために調整可能回路を調節する方法および／または装置が必要である。これは、一般に平衡アルゴリズムと呼ばれている。

欧州特許出願公開第ＥＰ−Ａ１−２９０３１７０号明細書は、平衡アルゴリズムを用いる、信号を二重化するための装置を開示している。平衡アルゴリズムは、ＥＢハイブリッドジャンクションデュプレクサの送信から受信への伝達関数を記述した一次式の特徴付けおよびその解に基づく。２つの未知数を有する一対の連立方程式が開示されており、これらは、平衡反射係数と、それぞれの一対の既知の平衡反射に関して行われる一対の送受信利得測定値とを関係付ける式（平衡式）を得るために代数的に解かれ得る。平衡アルゴリズムは、平衡式に基づく。

しかしながら、上で説明した平衡式は、平衡反射係数値の知識に依存する。特に、平衡係数値は、対応する送受信利得を測定するときにハードウェアにおいて正確に設定される必要がある。さらなる説明としては、平衡インピーダンスを構成する可変インピーダンスは、その制御入力によってデジタル的に（または他の方法で）設定される。これに関して、可変インピーダンスの制御入力に適用される所望の設定値（例えば、可変インピーダンスの設計のみから知られる目的のインピーダンス値）と、得られる実際の値（例えば製造プロセスの不完全性のために目的の設計値とは異なり得る）との間には差異が存在することが発見されている。上で説明した平衡アルゴリズムを用いるとき、ハイブリッドジャンクションの送信ポートと受信ポートとの間で達成される分離は、所望のインピーダンスと、デジタル制御を使用して可変インピーダンスを設定するときに得られる実際のインピーダンスとのこの差異のために準最適にとどまる。したがって、同様の平衡アルゴリズムを使用してデュプレクサを平衡化することができるが、製造上の不完全性の影響を受けないシステムが必要とされる。

欧州特許出願公開第ＥＰ−Ａ１−２９０３１７０号明細書

Ｍ．Ｍｉｋｈｅｍａｒ，Ｈ．Ｄａｒａｂｉ，ａｎｄ ａ．ａ．Ａｂｉｄｉ，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｖｏｌ．４８，ｐｐ．２０６７−２０７７，２０１３ Ｌａｕｇｈｌｉｎ，Ｂｅａｃｈ，Ｍｏｒｒｉｓ ａｎｄ Ｈａｉｎｅ，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ Ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．３２，Ｎｏ．９，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１４，ｐａｇｅｓ １６５３ ｔｏ １６６１ Ａｂｄｅｌｈａｌｅｍ，Ｇｕｄｅｍ ａｎｄ Ｌａｒｓｏｎ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｖｏｌ．６２，ｎｏ．９，ｐｐ．２０９２−２１０４，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１４

本発明の第１の態様によれば、アンテナによってワイヤレスで送受信される信号を二重化するための装置であって、アンテナに結合するためのアンテナノードと、アンテナによってワイヤレスで送信される信号を受信するための入力ノードと、アンテナによってワイヤレスで受信された信号を出力するための出力ノードと、平衡ノードとを備えるハイブリッド回路と、平衡ノードに動作可能に結合された可変インピーダンスであって、可変インピーダンスのインピーダンス設定値を選択するための制御入力を備える可変インピーダンスと、ハイブリッド回路のアンテナノードに適用される一定のインピーダンスに関してインピーダンス設定値および対応するキャリブレーション測定値の参照情報を含むデータ記憶装置であって、インピーダンス設定値がインピーダンスに対応するデータ記憶装置と、コントローラであって、可変インピーダンスを第１のインピーダンス設定値に設定し、第１の周波数帯域内の第１の送信周波数で第１の送信信号を送信し、第１の送信周波数で送信された第１の信号の結果として、第２の周波数帯域内の第１の受信周波数で出力ノードにおいて第１の信号を測定し、第２のインピーダンス設定値を選択し、第１の周波数帯域内の第２の送信周波数で第２の送信信号を送信し、第２の送信周波数で送信された第２の信号の結果として、第２の周波数帯域内の第２の受信周波数で出力ノードにおいて第２の信号を測定し、第１の測定信号、第２の測定信号、第１のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第１のキャリブレーション測定値、および第２のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含む方程式系を用い、方程式系を使用して平衡結果を決定し、平衡結果を参照して関連付けの記録から、ハイブリッド回路の入力ノードと出力ノードとの分離をもたらす第３のインピーダンス設定値を検索するように構成されたコントローラとを備える装置が提供される。

本装置は、第１のインピーダンス設定値に関する関連付けの記録から第１のキャリブレーション測定値を検索し、第２のインピーダンス設定値に関する関連付けの記録から第２のキャリブレーション測定値を検索するように構成されてもよい。

インピーダンス設定値および対応するキャリブレーション測定値の参照情報は、アンテナノードに適用される一定のインピーダンスに関する、複数のインピーダンス設定値と複数のそれぞれのキャリブレーション測定値との関連付けの記録であってもよく、複数のインピーダンス設定値は、それぞれ複数のインピーダンスに対応していてもよい。

可変インピーダンスの制御入力は連続的に可変であってもよい。

参照情報は、キャリブレーション測定値とインピーダンス設定値との関係を記録した式を含んでもよい。

可変インピーダンスの制御入力は離散的であってもよい。

コントローラは、複数のインピーダンス設定値を与え、複数のインピーダンス設定値と複数のそれぞれのキャリブレーション測定値との関連付けの記録を作成するために、制御入力を使用してインピーダンス値を変更するようにさらに構成されてもよい。

可変インピーダンスの制御入力は、選択可能な設定値のセットを含んでもよく、複数のインピーダンス設定値は、それぞれ可変インピーダンスの可能な設定値のセットの一部に対応していてもよい。

複数のインピーダンス設定値は、それぞれ可変インピーダンスの選択可能な設定値のセットに対応していてもよい。

可変インピーダンスの選択可能な設定値のセットの一部は、可変インピーダンスの選択可能な設定値のセットのサブセットであってもよい。

可変インピーダンスの選択可能な設定値のセットのサブセットは、可変インピーダンスの選択可能な設定値のうちの約１００から約１０００の間の可変インピーダンス設定値を含んでもよい。

第１の周波数帯域と第２の周波数帯域は重ならなくてもよいし、部分的に重なってもよいし、完全に重なってもよい。

第１の送信周波数と第１の受信周波数は同じであっても異なってもよい。

コントローラは、第１の信号および第２の信号の各測定に関して、第１の測定利得および第２の測定利得を表すそれぞれの量を計算し、データ記憶装置にアクセスし、第１のインピーダンス設定値および第２のインピーダンス設定値をそれぞれ参照して関連付けの記録から第１のキャリブレーション測定値および第２のキャリブレーション測定値を検索し、それぞれの量ならびに検索された第１の送受信利得および第２の送受信利得に応じて可変インピーダンスを制御するようにさらに構成されてもよい。

コントローラは、第３のインピーダンス設定値を決定する動作を定期的に実行するように構成されてもよい。

コントローラは、第３の平衡結果を得るために、

の値を求めるように構成されてもよく、ただし、Ｇ_１は第１の測定された送受信利得であってもよく、Ｇ_２は第２の測定された送受信利得であってもよく、Ｃはキャリブレーション測定値であってもよく、Ｘ_１は第１のインピーダンス設定値であってもよく、Ｘ_２は第２のインピーダンス設定値であってもよく、ωは周波数であってもよい。

用いられる方程式系は、第１の測定信号、第２の測定信号、第１のインピーダンス設定値、第２のインピーダンス設定値、第１の送信信号、第２の送信信号、第１のキャリブレーション測定値、および第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含んでもよい。

データ記憶装置は、関連付けの記録をルックアップテーブルとして記憶してもよい。

方程式系は、可変インピーダンスのインピーダンス設定値に関係し得るキャリブレーション測定変数の関数として送受信利得変数をモデル化してもよい。

第３のインピーダンス設定値は、ハイブリッド回路の入力ノードと出力ノードとを分離するための粗いインピーダンス設定値を構成してもよく、コントローラは、ハイブリッド回路の入力ノードと出力ノードとの分離を最大にする最適なインピーダンス設定値を探索するために、第３のインピーダンス設定値から始めてインピーダンス設定値を反復的に変更するようにさらに構成されてもよい。

インピーダンス設定値の反復変更は、インピーダンス設定値の反復線形変更であってもよい。

本装置は、適応型能動的信号除去サブシステムをさらに備えてもよく、能動的信号除去サブシステムは、インピーダンス設定値の反復変更と実質的に同時に除去を行うように構成されてもよい。

能動的信号除去サブシステムは、反復的に適応するように構成されてもよい。

第１のキャリブレーション測定値は、第１の送受信利得であってもよく、第２のキャリブレーション測定値は、第２の送受信利得である。

本発明の第２の態様によれば、本発明の第１の態様に関して上述した、信号を二重化するための装置を備えるワイヤレス通信デバイスが提供される。

本発明の第３の態様によれば、アンテナによってワイヤレスで送信される信号およびワイヤレスで受信される信号をシステムにおいて二重化する方法であって、システムが、アンテナに結合するためのアンテナノード、アンテナによって送信される信号を受信するための入力ノード、アンテナによってワイヤレスで受信された信号を出力するための出力ノード、および平衡ノードを備えるハイブリッド回路と、平衡ノードに結合された可変インピーダンスであって、可変インピーダンスのインピーダンス設定値を選択するための制御入力を備える可変インピーダンスと、ハイブリッド回路のアンテナノードに適用される一定のインピーダンスに関してインピーダンス設定値および対応するキャリブレーション測定値の参照情報を含むデータ記憶装置であって、インピーダンス設定値が、それぞれインピーダンスに対応するデータ記憶装置とを備え、方法が、可変インピーダンスを第１のインピーダンス設定値に設定するステップと、第１の周波数帯域内の第１の送信周波数で第１の送信信号を送信するステップと、第１の送信周波数で送信された第１の送信信号の結果として、第２の周波数帯域内の第１の受信周波数で出力ノードにおいて第１の信号を測定ステップと、第２のインピーダンス設定値を選択ステップと、第１の周波数帯域内の第２の送信周波数で第２の送信信号を送信ステップと、第２の送信周波数で送信された第２の送信信号の結果として、第２の周波数帯域内の第２の受信周波数で出力ノードにおいて第２の信号を測定ステップと、第１の測定信号、第２の測定信号、第１のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第１のキャリブレーション測定値、および第２のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含む方程式系を用いるステップと、方程式系を使用して平衡結果を決定するステップと、平衡結果を参照して関連付けの記録から、ハイブリッド回路の入力ノードと出力ノードとの分離をもたらす第３のインピーダンス設定値を検索するステップとを含む方法が提供される。

本発明の第４の態様によれば、本発明の第３の態様に関して上述した方法を実行するように構成されたコンピュータプログラムコード要素が提供される。コンピュータプログラムコード要素は、コンピュータ可読媒体上に具体化されてもよい。

したがって、ハイブリッドジャンクションがその入力ノードと出力ノードとの分離を改善することを可能にする、信号を二重化するための装置、ワイヤレス通信デバイス、および信号を二重化する方法を提供することが可能である。可変平衡インピーダンスの制御設定値とキャリブレーション測定値とを関係付けることによって、本装置、本デバイス、および本方法は、可変インピーダンスの制御設定値と、この設定値から帰結する実際のインピーダンス値との不正確なまたは未知の関係を克服することができる。本装置、本デバイス、および本方法のさらなる最適化は、製造中のキャリブレーション速度を改善し、キャリブレーションデータを記憶するためのメモリ要求を低減するだけでなく、ハイブリッドジャンクションの平衡が達成された後でハイブリッドジャンクションの入力ノードと出力ノードとの分離を維持するためにデバイスのアクティブモード中にアンテナインピーダンスの小さな変化を追跡する能力を提供する。

次に、添付の図面を参照して、ほんの一例として、本発明の少なくとも１つの実施形態について説明する。

本発明の一実施形態を構成する二重化装置を備えるデバイスの概略図である。 本発明の別の実施形態を構成する、図１の二重化装置のキャリブレーションのフロー図である。 本発明のさらなる実施形態を構成する、図１の二重化装置における二重化方法のフロー図である。 本発明のさらに別の実施形態を構成する、図１の二重化装置における別の二重化方法のフロー図である。 図４の反復アルゴリズムのより詳細なフロー図である。 本発明の別の実施形態を構成する、以下の図７の装置によって修正された、図１の二重化装置におけるさらなる二重化方法のフロー図である。 図６のさらなる方法に関して使用される図１の二重化装置の追加部分である。

以下の説明を通して、同じ部分を識別するために同じ参照番号が使用される。本明細書における「ポート」への言及はまた「ノード」に言及していると理解されるべきであり、その逆もまた同様である。

図１を参照すると、二重化装置を用いるワイヤレス通信デバイス１００は、伝送路１０２を備え、伝送路１０２は、第１のデータバス１０５を介してデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇｕｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０６に結合されたベースバンドプロセッサ１０４を備える。ＤＡＣ１０６は、同相（Ｉ：ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分出力および直交（Ｑ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分出力を有し、これらは両方とも第１のミキサ１０８の対応する入力に結合されている。第１のミキサ１０８の出力は、電力増幅器１１０の入力に結合されており、電力増幅器１１０の出力は、ハイブリッド回路１１４またはハイブリッドジャンクションの送信ポート１１２に結合されている。ハイブリッド回路１１４の受信ポート１１６は、低雑音増幅器１１８の入力に結合されている。低雑音増幅器１１８の出力は、受信機チェーンの他の下流の構成要素に結合される。残りの受信機チェーンのこれらの構成要素は、当業者によって容易に理解され、本明細書で述べられる例の理解には関係がないため、これらについて本明細書ではさらに詳細に説明しない。

低雑音増幅器１１８の出力に結合された入力を有する第２のミキサ１２０を備えるフィードバック経路が設けられている。第２のミキサ１２０の同相成分出力および直交成分出力は、それぞれ、フィードバック経路の一部である第１のローパスフィルタ１２２および第２のローパスフィルタ１２４に結合されており、第１のローパスフィルタ１２２および第２のローパスフィルタ１２４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇｕｅ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２６の、それぞれの入力に結合されている。同様にフィードバック経路の一部である、ＡＤＣ１２６の出力は、第２のデータバス１２７を介して、プロセッサ１２８（例えば、マイクロプロセッサ）の第１の入力に結合されており、プロセッサ１２８の第１の出力は、ベースバンドプロセッサ１０４の入力に動作可能に結合されている。プロセッサ１２８の第２の入力は、第１のデータバス１０５に結合されている。

プロセッサ１２８の第２の出力は、可変インピーダンス１３０の制御入力に結合されており、可変インピーダンス１３０は、ハイブリッド回路１１４の平衡ポート１３２に結合されている。プロセッサ１２８の第３の出力は、局部発振器１３４の入力に結合されており、局部発振器１３４の第１の出力は、第１のミキサ１０８に結合されており、局部発振器１３４の第２の出力は、第２のミキサ１２０に結合されている。プロセッサ１２８は、データ記憶装置を構成するメモリ１３６にも結合されている。この例では、メモリは、参照情報、例えばルックアップテーブル１３８を記憶する。

アンテナ１４０は、ハイブリッド回路１１４のアンテナポート１４２に結合されている。

動作中、プロセッサ１２８は、デバイス１００を全体的に制御する。実際、プロセッサ１２８は、この例ではコントローラとして機能する処理リソースを構成する。プロセッサ１２８は、以下でより詳細に説明される方法で二重化動作を特に制御する。

ベースバンドプロセッサ１０４は、プロセッサ１２８と通信する。プロセッサ１２８および／またはベースバンドプロセッサは、メモリ１３６にアクセスすることができ、メモリ１３６は、ワイヤレスデバイス１００によって送信されるべき情報も記憶する。

ベースバンドプロセッサ１０４は、デバイス１００によって送信されるべき１つ以上の出力信号を生成する。この例では、上で示唆したように、これらの信号は、デジタルであり、直交（Ｑ）成分および同相（Ｉ）成分として表される。当業者は、代替の変調方式が可能であることを理解するであろう。

ベースバンドプロセッサ１０４から出力された信号は、ＤＡＣ１０６に入力され、アナログ領域に変換される。ベースバンドプロセッサ１０４から出力された信号はまた、必要なフィードバックを提供するためにプロセッサ１２８に入力され得る。アナログ信号は、プロセッサ１２８の制御下で局部発振器１３４によって生成された無線周波数信号と混合することによってミキサ１０８で無線周波数にアップコンバートされ、ハイブリッド回路１１４およびアンテナ１４０を介した送信の前に増幅するために電力増幅器１１０に入力される。

低雑音増幅器１１８が存在する、デバイス１００の受信経路１４４は、アンテナ１４０によって受信されハイブリッド回路１１４を経由した信号を処理する。フィードバック経路は、ハイブリッド回路１１４の二重化動作のキャリブレーションおよびハイブリッド回路１１４の平衡化を目的として設けられている。この例では、受信信号は、フィードバック経路へタップされ、また後続の処理のために残りの受信経路１４４へ出力される。フィードバック経路において、受信信号は、低雑音増幅器１１８から第２のミキサ１２０に印加され、局部発振器１３４からの無線周波数信号に印加され、ベースバンドに対してダウンコンバートされる。別の実施形態では、第２のミキサ１２０は、例えば、低雑音増幅器１１８の前で出力ポート１１６に直接結合され、これによりハイブリッド回路１１４から信号を直接受信してもよい。一方、この例では、受信信号は、第２のミキサ１２０によってＩ成分とＱ成分に復調されるが、当業者には代替の復調方式は明らかであろう。ＩおよびＱの受信信号が、それぞれローパスフィルタ１２２、１２４に入力され、さらにＡＤＣ１２６に入力されることで、デジタル出力信号が得られる。次に、デジタル出力信号は、ハイブリッド回路１１４によって実現される分離を制御するために、以下で説明される方法で処理するためにプロセッサ１２８に提供される。

これに関して、プロセッサ１２８は、以下の原理に基づいて、ハイブリッド回路１１４の出力ポート１１６と入力ポート１１２との分離を最大にしようとする平衡アルゴリズムを実施する。

ハイブリッド回路１１４の入力ポート１１２と出力ポート１１６との間の伝達関数は、以下の式を使用して表すことができる。

ただし、Ｇは送受信利得、Γ_Ａはアンテナ１４０の反射係数、Γ_Ｂは平衡インピーダンス１３０の反射係数、ωは周波数、Ｘは平衡インピーダンス１３０を調節するための制御パラメータである。一部の実施形態では、Ｘは、複数の調整可能回路要素に由来する複数の調整次元を表す多次元変数、例えばベクトルである。

以前の解決策では、分離の最大化は、以下の線形連立方程式を解くことによって達成されていた。
Ｇ_１（ω，Ｘ_１）＝Ｐ（ω）＋Ｑ（ω）Γ_Ｂ（ω，Ｘ_１）（２）
Ｇ_２（ω，Ｘ_２）＝Ｐ（ω）＋Ｑ（ω）Γ_Ｂ（ω，Ｘ_２）（３）

ただし、Ｇ_１（ω，Ｘ_１）は、制御値Ｘ_１から得られる、平衡反射係数Γ_Ｂ（ω，Ｘ_１）に関して測定される第１の送受信利得であり、Ｇ_２（ω，Ｘ_２）は、制御値Ｘ_２から得られる、平衡反射係数Γ_Ｂ（ω，Ｘ_２）に関して測定される第２の送受信利得である。これらの式は、適切な代入を伴う上記の式（１）の以下の書き換えに基づく。
Ｇ（ω，Ｘ）＝Ｐ（ω）＋Ｑ（ω）Γ_Ｂ（ω，Ｘ）（４）

ただし、Ｇ（ω，Ｘ）は送受信利得、Γ_Ｂ（ω，Ｘ）は平衡反射係数である。Ｐ（ω）は、アンテナ１４０との不完全な整合のために信号がハイブリッド回路１１４のアンテナノード１４２で反射される結合経路を含む部分の送受信利得である。完全に整合したアンテナの場合、アンテナ反射係数はゼロであり、したがってＰ（ω）もゼロである。Ｑ（ω）Γ_Ｂ（ω，Ｘ）は、信号がハイブリッド回路１１４の平衡ノード１３２で反射される結合経路を含む部分の送受信利得である。Ｑ（ω）はハイブリッド回路１１４の特性に依存し、上で定義したように、Γ_Ｂ（ω，Ｘ）は、制御値Ｘを通して可変平衡インピーダンス１３０によって制御される平衡ポート１３２における反射係数である。

式（２）および（３）を代数的に解いて、ハイブリッド回路１１４の入力ポート１１２と出力ポート１１６との分離を最大にする平衡反射係数の式を得ることができることが知られている。

ただし、Γ_ＢＳは、分離を最大にする反射係数値である。したがって、上記で計算されるような反射係数を得るために平衡インピーダンスを設定することにより、デュプレクサは平衡化される。

しかしながら、実際には、可変インピーダンス１３０によって提供される実際の平衡インピーダンスと、可変インピーダンス１３０の制御入力を設定することによって設定される、設計パラメータからしか分からない所望の平衡インピーダンスとの間には差がある。上記の例を参照すると、式（５）は、分離を最大にする値Γ_ＢＳを与える。しかしながら、前述の製造上の不完全性のために、平衡反射係数Γ_ＢＳを得るための可変インピーダンスの設定値である、Ｘ_ＢＳと表され得る必要な制御設定値は正確には分からない。したがって、所望の値Γ_ＢＳは分かっているものの、装置は、この値を達成するために正しい設定値を適用することができず、この結果、ハイブリッド回路１１４の最適な平衡化が妨げられている。さらに、Γ_Ｂ（ω，Ｘ_１）およびΓ_Ｂ（ω，Ｘ_２）は、式（５）への入力である。しかしながら、上で言及したのと同じ製造上の不完全性のために、Γ_Ｂ（ω，Ｘ_１）およびΓ_Ｂ（ω，Ｘ_２）に与えられる値は、その所望の値とは異なり得る。これは、Γ_ＢＳの計算値に誤差をもたらし、したがって同様に、最適な平衡化を妨げ得る。

これらの欠点は、平衡インピーダンスの制御値と、平衡アルゴリズムによって使用されるキャリブレーション測定値とを関連付けるキャリブレーションプロセスによって解決される。これの動作は以下の通りである。数学的な議論のために、Γ_Ｂ（ω，Ｘ）の一次関数である関数Ｃ（ω，Ｘ）が導入され、以下のように定義される。
Ｃ（ω，Ｘ）＝Δ（ω）Γ_Ｂ（ω，Ｘ）＋δ（ω）（６）

式（６）をΓ_Ｂ（ω，Ｘ）について整理し、上記の式（２）および（３）に代入することによって、以下の式が得られる。

以下のさらなる置換式を用いることができる。

これらの式を式（７）と（８）に代入して連立方程式を得ることができる。
Ｇ_１（ω，Ｘ_１）＝Ｐ’（ω）＋Ｑ’（ω）Ｃ（ω，Ｘ_１）（１１）
Ｇ_２（ω，Ｘ_２）＝Ｐ’（ω）＋Ｑ’（ω）Ｃ（ω，Ｘ_２）（１２）

これは依然として線形方程式系であるため、式（２）および（３）の場合と同様に、ハイブリッド回路１１４を平衡化するために連立方程式（１１）および（１２）を解くことができる。一次式（６）は、要素δ（ω）およびΔ（ω）を知る必要なしにハイブリッド回路１１４を平衡化するために解かれる線形方程式系に有効に組み込まれ、単に値Ｃ（ω，Ｘ_１）およびＣ（ω，Ｘ_２）が分かれば十分であり、これらの値とΓ_Ｂ２（ω，Ｘ_１）およびΓ_Ｂ（ω，Ｘ_２）のそれぞれとの関係を知る必要はない。

しかしながら、当業者ならば、式（１１）および（１２）の系がＣ（ω，Ｘ_２）の関数であり、したがって、（２）および（３）に関して上で説明したのと同様にこの方程式系を利用することにより、（Γ_Ｂ（ω）に関する式とは対照的に）Ｃ（ω）に関する式が得られることを認めるである。したがって、式（５）は、以下のように書き換えることができる。

式（１３）は、明示的または暗黙的に１つ以上の式を含むことができる方程式系を構成する。当業者であれば、この計算が式（５）に示したものと同じ計算であるが、写像が式（６）によって与えられる写像空間において行われることを理解するであろう。この式を使用して可変インピーダンス１３０の設定値（Ｘ値）を決定するためには、可変インピーダンス１３０の設定値と平衡反射係数の一次関数との対応関係に関する情報を記憶する必要がある。上記の例を参照すると、この対応関係はＸとＣ（ω，Ｘ）との間のものである。

これは、２つの理由で必要とされる。第１に、制御値Ｘ_１およびＸ_２と、式（１３）への入力である値Ｃ（ω，Ｘ_１）およびＣ（ω，Ｘ_２）とを関連付けるためであり、第２に、計算値Ｃ_ＢＳ（ω）と、Ｘ_ＢＳと表され得る対応する制御値とを関連付けるためである。この制御値は、可変平衡インピーダンス１３０に適用されたときにハイブリッド回路１１４の送受信分離を最大にするものである。

この例では、図２を参照すると、ワイヤレスデバイス１００の生産中に、アンテナインピーダンスは一定の値に維持され、なお、これは、インピーダンスがキャリブレーションプロセスを通して一貫して適用されるならば任意のインピーダンスであってもよく、次に、キャリブレーション値または測定値、例えば送受信利得値が、可変インピーダンス１３０の制御入力の各設定値に関して測定され得る。したがって、ルックアップテーブル１３８は、デバイス１００の製造プロセスの一部として編集される。これに関して、アンテナインピーダンスは所定のインピーダンスに設定され、所定のインピーダンスはキャリブレーションプロセスを通して維持される。

次にプロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０を第１の設定値に設定し（ステップ２００）、次に試験信号、例えばパイロット信号が、送信され、ハイブリッド回路１１４の入力ポート１１２と出力ポート１１６との間の漏洩の結果としてフィードバック経路を介して受信される。フィードバック経路を介して測定された複素送信信号および複素受信信号は、メモリ１３６から読み出され、関連する送受信利得が計算される（ステップ２０２）、すなわち複素自己干渉チャネルが測定される。次に、インピーダンス制御設定値および関連する送受信利得値が、ルックアップテーブル１３８に記憶される（ステップ２０４）。次に、プロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０の各設定値に関して送受信利得値を決定するために可変インピーダンス１３０のさらなる設定値を設定する必要があるかどうかを確定する（ステップ２０６）。この点に関して、可変インピーダンス１３０は、可変インピーダンスが設定され得るすべての可能なインピーダンスを網羅する複数のインピーダンス設定値を構成する、選択可能な設定値のセットを含む。この例では、可変インピーダンスのすべての設定値が設定されておらず、関連する送受信利得が決定されていない場合、プロセッサ１２８は、まだ設定されていない、可変インピーダンス１３０のインピーダンス設定値にわたって繰り返し、対応する測定を行い続ける（ステップ２００〜２０６）。すべてのインピーダンス設定値が設定され、それらに関連する送受信利得が決定されたと判定されると（ステップ２０６）、プロセッサ１２８は、キャリブレーションプロセスが完了したため、キャリブレーションプロセスを終了する。

キャリブレーションプロセスの結果として、ルックアップテーブル１３８は、可変インピーダンス１３０のデジタル設定値と、関連する送受信利得値とを含む。ルックアップテーブル１３８は、ハイブリッド回路１１４の入力ポート１１２と出力ポート１１６との分離を最大にすることになる可変インピーダンスを決定するために、以下のように、上記の式（１３）と共に使用される。この式は、第１の測定信号、第２の測定信号、第１のインピーダンス設定値に関するルックアップテーブル１３８からの第１の送受信利得、および第２のインピーダンス設定値に関するルックアップテーブル１３８からの第２の送受信利得を関連付ける方程式系を構成する。この方程式系はまた、第１の送受信利得および第２の送受信利得を測定するために送信された信号を有効に関連付ける。

この実施形態では、キャリブレーションプロセスによって測定され記憶されるキャリブレーション値は、複素送受信利得値である。しかしながら、他の実施形態では、キャリブレーション値は、処理された送受信利得、または一定の送信信号値に関して受信された受信信号値、または他の方法で処理された受信信号値であってもよい。当業者は、キャリブレーション値は上で示したように平衡反射係数値の一定の一次関数であることだけを必要とするので、この基準を満たす多数のパラメータ、例えば、一定の値で乗算または除算される送受信利得値が存在することを理解するはずである。

図３を参照すると、デバイス１００のサポート動作の一部として、プロセッサ１２８は、入力ポート１１２と出力ポート１１６とを分離するためにハイブリッド回路１１４を制御する。

プロセッサ１２８は、特定の第１のインピーダンス設定値Ｘ_１をとるように可変インピーダンス１３０を制御する（ステップ３００）。Ｚ_１で表される対応するインピーダンスは、例えば、約５０オームとすることができるが、この方法がインピーダンス設定値に関して機能するため、インピーダンスは任意に設定することができ、実際、この値は重要ではないことを理解されたい。プロセッサ１２８はまた、信号がアンテナ１４０を介して第１の目的周波数帯域内の第１の送信周波数ω_１で送信されるような周波数で発振するように局部発振器１３４を制御する。目的周波数帯域は、例えば送信帯域とすることができる。

次に、信号が、電力増幅器１１０、ハイブリッド回路１１４、およびアンテナ１４０を介して周波数ωで送信される。これが行われると、第１の受信周波数で（ハイブリッド回路１１４による不完全な分離のために）受信ノード１１６で発生する信号が、上で説明したフィードバック経路を使用して測定される（ステップ３０２）。第１の測定信号は、例えばメモリ１３６に記憶される。受信信号の測定は、例えば受信帯域とすることができる第２の目的周波数帯域にわたって行われる。第１の送信周波数と第１の受信周波数は同じであっても異なってもよい。第１の目的周波数帯域および第２の目的周波数帯域は、完全に異なってもよい（つまり、これらはまったく重ならなくてもよい）し、部分的に重なってもよい。一実施形態では、第１の目的周波数帯域および第２の目的周波数帯域は、完全に重なってもよい（つまり、一方の帯域が他方の帯域に完全に含まれてもよい）し、同一であってもよい。後者の場合、デバイス１００は、「帯域内全二重」モードで動作すると説明され得る。

第１の測定信号が記憶された後、プロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０を、第２のインピーダンスＺ_２に対応する第２の異なる既知のインピーダンス設定値Ｘ_２に変更し（ステップ３０４）、ベースバンドプロセッサ１０４に別の信号を生成するように命令する。プロセッサ１２８は、第１の目的周波数帯域内の第２の送信周波数で発振するように局部発振器１３４を制御する。受信ノード１１６で発生する第２の信号は、上で説明したフィードバック経路を使用して、第２の目的周波数帯域内の第２の受信周波数で測定される（ステップ３０６）。第２の測定信号は、例えばメモリ１３６に記憶される。

第１のインピーダンス設定値Ｘ_１および第２のインピーダンス設定値Ｘ_２に関して測定が行われて記憶されると（ステップ３００〜３０６）、プロセッサ１２８は、メモリ１３６にアクセスし、使用された第１のインピーダンス設定値Ｘ_１および第２のインピーダンス設定値Ｘ_２に関して送受信利得値をルックアップする。その後、測定され記憶された第１の受信信号および第２の受信信号ならびに検索されルックアップされた送受信利得値を使用して、プロセッサ１２８は、第１の送信信号データおよび第２の送信信号データならびに測定された第１の受信信号および第２の受信信号を使用して第１の送受信利得および第２の送受信利得を計算し、ハイブリッド回路１１４の入力ポート１１２および出力ポート１１６の最大の分離に対応する第３の利得を構成する平衡結果、例えば計算利得値を得るために式（１３）の値を求める（ステップ３０８）。次に、プロセッサ１２８は、計算利得値を使用して計算利得値を逆ルックアップして（ステップ３１０）、計算利得値に最も近い対応する送受信利得を有する、ルックアップテーブル１３８内の第３のインピーダンス設定値を特定する（ステップ３１２）。次に、特定されたインピーダンス設定値が検索され、プロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０の制御入力を検索された設定値に設定し（ステップ３１４）、これにより、ハイブリッド回路１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との分離は最大になる。したがって、可変インピーダンス１３０は、検索された第１の利得および第２の利得ならびに第１の測定された利得および第２の測定された利得に応じて制御される。この第３のインピーダンスの設定は、例えばデバイス１００がアクティブ状態／モードにある間に定期的に実行され得る。

この実施形態では、上記のＧ_１（ω，Ｘ_１）およびＧ_２（ω，Ｘ_２）で表される、平衡式（１３）で使用される測定値は、送受信利得値である。しかしながら、当業者であれば、使用され得る代替の測定値が存在することを理解するであろう。例えば、測定された利得値が、例えば、一定の量で乗算または除算される場合、式（１３）の値は変わらない。したがって、例えば、処理された利得値、または一定の送信信号値に関して受信された受信信号値、または他の方法で処理された受信信号値を使用して、平衡式に他の測定値を使用する他の実施形態が存在する。当業者ならば、式で使用される測定値が送受信利得に線形に比例するだけでよく、この基準を満たし得る多くのパラメータが存在することを認めるであろう。

この例では、インピーダンス制御は、離散的であり、有限数のインピーダンス制御状態を有する。別の実施形態では、インピーダンス制御は連続的であってもよい。当業者ならば、連続インピーダンス制御の場合、例えば連続制御領域内の離散インピーダンス制御点のセットでキャリブレーション測定を行うなど、キャリブレーションプロセスに他の可能性が存在することを理解するであろう。

この例では、関連付けの記録は、インピーダンス設定値とキャリブレーション値または測定値との関連付けの離散セットである。他の実施形態では、関連付けの記録は、代替的に、インピーダンス設定値とキャリブレーション値とを関係付けるように機能する式、または区分関数（ｐｉｅｃｅｗｉｓｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）、または他の方法を含んでもよい。

別の実施形態（図４）では、可変インピーダンス１３０は、可能な設定値のセットを有し、可能なインピーダンス設定値のセットの一部、例えば可能な設定値のサブセットが、上で説明したキャリブレーションプロセス（ステップ２００〜２０６）の実行のために選択される。可能な設定値のサブセットは、複数の設定値を構成することができる。この例では、可能なインピーダンス設定値のサブセットは、約１００のインピーダンス設定値と約１０００のインピーダンス設定値との間にある。これに関して、可変インピーダンス１３０に対して設定され得るすべての可能なインピーダンス設定値にわたって繰り返す代わりに、プロセッサ１２８は、インピーダンス設定値のサブセットに関して図２の方法を実施する。この結果、メモリ１３６に記憶されるルックアップテーブル１３８が含む、一定のアンテナインピーダンスを使用してインピーダンス設定値とそれぞれの測定された送受信利得とを関連付けるエントリの数が減少し、このため、キャリブレーションプロセスは粗いキャリブレーションを構成することになる。

したがって、可変インピーダンス１３０の実質的にすべてのインピーダンス設定値を使用して生成されたルックアップテーブルと比較して粗い品質のルックアップテーブル１３８の場合、プロセッサ１２８は、ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との間の最適な分離を達成するために粗い品質のルックアップテーブル１３８を補償する必要がある。

プロセッサ１２８は、デバイス１００がアイドルモードにあるかどうかを判定する（ステップ４００）。デバイスがアイドルモードにない場合、プロセッサ１２８は、粗い性質のルックアップテーブル１３８を前提として、第３のインピーダンス設定値を構成する平衡インピーダンス設定値の粗い推定値を得るために、平衡方法（図３：ステップ３００〜３１４）を実施する。その後、プロセッサ１２８は、例えば、式（１３）の値を求め、ルックアップテーブル１３８を使用して逆ルックアップを実行した結果として決定された粗い第３のインピーダンス設定値と比較して改善された平衡インピーダンス設定値を探索するために反復アルゴリズムを開始する（ステップ４０２）。この例では、反復アルゴリズムは、第３のインピーダンス設定値に関して直線探索、すなわち反復線形変更を実行することを含む。第３のインピーダンス設定値は、第３のインピーダンス設定値を改善するために探索アルゴリズムに従って変更され、これにより、ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との分離が改善される。

この点に関して、図５を参照すると、第３の粗いインピーダンス設定値が上で言及したように決定され（ステップ５００）、探索の方向が正に設定される（ステップ５０２）。次に、プロセッサ１２８は、粗い第３のインピーダンス設定値を、設定された方向における隣の設定値（ｎｅｉｇｈｂｏｕｒｉｎｇ ｓｅｔｔｉｎｇ）に修正する（ステップ５０４）ことによって、決定された粗い第３のインピーダンス設定値を改良するために反復アルゴリズムを実行し続ける。次に、プロセッサ１２８は送受信利得を測定し（ステップ５０６）、続いて、使用されたインピーダンス設定値がハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との分離を改善したかどうかが判定される（ステップ５０８）。結果として分離が改善された場合、アルゴリズムは、選択方向においてインピーダンス設定値を調節し続けるために繰り返される（ステップ５０４から５０８）。インピーダンス設定値の変更が結果としてハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との分離を改善しなかった場合、プロセッサ１２８は、探索の方向を変更し（ステップ５１０）、次に、新しい方向の２つの連続した隣の設定値によって可変インピーダンス１３０のインピーダンス設定値を調節する（ステップ５１２）。その後、プロセッサ１２８は、可変インピーダンス１３０の変更されたインピーダンス設定値から帰結する送受信利得を測定して（ステップ５０６）、分離が改善されたかどうかを判定する（ステップ５０８）。図４を再び参照すると、上記の反復ループは、インピーダンス設定値の調節がもはや必要なくなる（ステップ４０６）（例えば、デバイス１００がアクティブモードにあることを中止するとき）まで継続される（ステップ４０４）。

上で説明した例を参照すれば、当業者は、説明を簡潔かつ明瞭にするために一次元の探索が説明されているが、探索はより多くの次元（例えば、抵抗および静電容量の設定値などの２つ以上の次元）に関して実行され得ることを理解するはずである。例えば、別の実施形態では、調整可能インピーダンス１３０は、複数の調整可能回路要素を備える。このような実施形態では、反復最適化は多次元的であってもよい。この多次元最適化は、例えば、各回路要素に順次適用される図５のステップを含むことができるし、例えば、各回路要素に同時に適用される図５のステップを含むことができる。

当業者ならば、図５に関して上で説明したステップの代替として用いられ得る多くの周知の反復最適化方法が存在することを理解するであろう。さらに、当業者ならば、反復最適化の代替としてまたはその準備ステップとして、インピーダンス設定値とキャリブレーション測定値との関連付けの粗い記録に関して任意の適切な補間技術を用いることができることも理解するであろう。

さらなる実施形態（図６）では、上で説明した粗いルックアップテーブルを使用するときに、反復設定調節アルゴリズムの使用と共に能動的除去技術（ａｃｔｉｖｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）を実施することができる。言うまでもなく、粗いキャリブレーションの代わりに、反復設定調節アルゴリズムを用いずに、より高い分解能のキャリブレーションを用いることができることを理解されたい。いずれにしても、この例では、生産ラインに基づく粗い自己キャリブレーションが、すでに上で説明した方法で実行される（ステップ２００〜２０６）。同様に、すでに上で説明したように、プロセッサ１２８は、デバイス１００がアイドルモードにあるかどうかを判定し（ステップ４００）、デバイス１００がアイドルモードにない場合、プロセッサ１２８は、粗い性質のルックアップテーブル１３８を前提として、第３のインピーダンスを構成する平衡インピーダンスの粗い推定値を得るために、平衡方法（ステップ３００〜３１４）を実施する。その後、プロセッサ１２８は、例えば、式（１３）の値を求め、粗いルックアップテーブル１３８を使用して逆ルックアップを実行した結果として決定された粗い第３のインピーダンス設定値と比較して改善された平衡インピーダンスを探索するために、上で説明した反復アルゴリズムを開始する（ステップ４０２）。この例では、反復アルゴリズムは、第３のインピーダンス設定値に関して直線探索を実行することを含む。第３のインピーダンス設定値は、第３のインピーダンス設定値を改善するために探索アルゴリズムに従って変更され、これにより、ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との必要な改善された分離が達成される（ステップ６００）。その後、初期等化器推定値を得るために、ゼロフォーシング除去アルゴリズム（ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が実施される（ステップ６０２）。次に、この詳細について説明する。

この例では、図７を参照すると、伝送路１０２に加えて、デバイス１００は、補助伝送路７００を備える能動的除去サブシステムを備える。ＬＴＥ通信システムに対して指定されたシングルキャリア周波数分割多元接続波形に関して、図１のベースバンドプロセッサ１０４は、波形発生器７０４に動作可能に結合されたデータマッパ７０２（図７）をサポートする。波形発生器７０４は、デジタルフーリエ変換ユニット７０６に動作可能に結合されており、デジタルフーリエ変換ユニット７０６は、Ｍ点デジタル変換ユニットである。サブキャリアマッピングユニット７０８は、デジタルフーリエ変換ユニット７０６およびＮ点逆高速フーリエ変換ユニット７１０に動作可能に結合されており、なお、ＮはＭよりも大きい。逆フーリエ変換ユニット７１０は、アップコンバータ７１２に動作可能に結合されており、アップコンバータ７１２は、電力増幅器１１０の入力に動作可能に結合された出力を有する。アップコンバータ７１２は、図１のＤＡＣ１０６およびミキサ１０８を備える。

この例では、伝送路１０２の信号は、使用時にコピーによってタップされる。この点に関して、タップ点７１４は、デジタルフーリエ変換ユニット７０６の出力に配置されており、デバイス１００の補助伝送路７００に結合されており、補助伝送路７００は、送信機チェーン処理段ユニット、例えば、タップ点７１４に結合された入力と補助サブキャリアマッピングユニット７１８の入力に動作可能に結合された出力とを有する周波数領域等化器（ＦＤＥ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｓｅｒ）７１６（これに関して初期等化器推定値が上で言及されている）を備える。本明細書に述べられている例では、周波数領域等化器７１６の入力は、送信されるシンボル信号を表すＭ個のフーリエ成分のセットである。ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との間の「漏洩チャネル」および平衡ノード１３２と出力ノード１１６との間の「除去チャネル」は、適応信号プロセッサ７２０によって推定される。これらのチャネル推定値は、ＦＤＥ７１６に対する係数を決定するために使用される。ＦＤＥ７１６は、周波数領域伝達関数を表す複素係数ベクトルとして、例えば、タップされた信号のフーリエ成分のＭ個の周波数の各々における周波数領域伝達関数の振幅および位相を符号化するＭ個の複素係数のセットとして実施され得る。周波数領域等化器７１６は、補助サブキャリアマッピングユニット７１８に入力され得るＭ個の修正フーリエ成分を生成するために、使用時に、タップされた信号の各フーリエ成分と上で言及した対応する複素ＦＤＥ係数との逐次乗算（ｐｏｉｎｔ−ｂｙ−ｐｏｉｎｔ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）を実行するように機能する。

補助サブキャリアマッピングユニット７１８の出力は、補助Ｎ点逆高速フーリエ変換ユニット７２２の入力に動作可能に結合されており、その出力は、補助アップコンバータ７２４の入力に動作可能に結合されている。補助アップコンバータ７２４の出力は、補助電力増幅器７２６の入力に動作可能に結合されている。補助電力増幅器７２６の出力は、可変インピーダンス整合ネットワーク１３０を介してハイブリッドジャンクション１１４の平衡ノード１３２に結合されている。この例では、係数プロセッサを構成する適応信号プロセッサ７２０は、周波数領域等化器７１６に動作可能に結合されており、これらは一緒に適応フィルタユニットとして機能する。適応信号プロセッサ７２０はまた、信号監視ユニット７２８の監視出力に動作可能に結合されている。局部発振器１３４は、アップコンバータ７１２、補助アップコンバータ７２４、および信号監視ユニット７２８に動作可能に結合されている。このアーキテクチャは、その内容の全体が参照により本明細書に組み込まれる国際出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１５／０５２８００号明細書に記載されているような能動的除去アーキテクチャである。能動的除去を実現するために他のアーキテクチャを実施することもでき、そのうちのいくつかも、国際出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１５／０５２８００号明細書に記載されている。

別の実施形態では、チャネル推定および等化信号処理は、代替的に、任意の適切な技術を使用して時間領域で実行されてもよい。

動作中、補助伝送路７００は、ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との間でハイブリッドジャンクション１１４が漏洩した送信信号を除去するために分離信号を生成するように機能する。分離信号の生成の詳細は、この実施形態の理解にとって重要ではないので、説明を簡潔かつ明瞭にするために、国際出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１５／０５２８００号明細書に見出すことができる詳細について本明細書では再現しない。

図６を再び参照すると、上で言及したように初期等化器推定値（ステップ６０２）を得た後、適応信号プロセッサ７２０は、補助伝送路７００と協働して、適応信号プロセッサ７２０が実施する能動的除去アルゴリズムを初期化し（ステップ６０４）、能動的除去アルゴリズムが、平衡ノード１３２に印加される分離信号を生成するために実行される（ステップ６０６）。デバイス１００がアクティブモードにあると判定されている（ステップ６０８）間は、断続的に適応させるものではあるが、分離信号が生成される。

実質的に同時に、例えば並行して、プロセッサ１２８は、デバイス１００がアクティブモードにあると判定されている（ステップ６１２）間は、上で説明した反復平衡アルゴリズム（ステップ４０２、４０４、６００）を実施する（ステップ６１０）。反復探索アルゴリズムと能動的除去アルゴリズムの二重実行は、ハイブリッドジャンクション１１４の入力ノード１１２と出力ノード１１６との最大の分離を維持するように機能する。

上で述べた本発明の例示的な実施形態は例示であり、限定的ではないと考えられる。説明されている実施形態への様々な変更は、本発明の精神および範囲から逸脱することなくなされ得る。

当業者は、上で説明した実施態様が、添付の特許請求の範囲内で考えられ得る様々な実施形態の単なる例であることを理解すべきである。実際、上記の説明を通して、ルックアップテーブル１３８および可変インピーダンス１３０の離散デジタル設定値を参照した。これに関して、当業者は、可変インピーダンスを、連続的に可変とすることができる、例えばアナログ可変インピーダンスとすることができることを理解すべきである。ルックアップテーブル１３８の代わりに、メモリ１３６は、代わりの種類の参照情報、例えば、可変インピーダンス１３０のインピーダンス設定値と、それぞれのインピーダンス設定値に関連する送受信利得との関係を表す式を含むことができる。代替的に、メモリ１３６は、送受信利得と可変インピーダンス１３０のそれぞれの連続制御入力とを関連付ける区分近似を記憶することができる。さらなる代替として、メモリ１３６は、送受信利得と可変インピーダンス１３０のそれぞれの連続制御設定値との離散的な複数の関連付けのルックアップテーブルまたは他の記録を実装することができる。

本明細書で説明されているハイブリッドジャンクション１１４に関して、当業者は、任意の適切な構成を用いることできることを理解されたい。例えば、上記の実施形態では、変圧器ハイブリッドジャンクションについて説明した。別の実施形態では、直交ハイブリッドジャンクションが用いられているが、他の変形形態、例えば１８０°変圧器ハイブリッドジャンクションを使用することもできる。他の適切な種類のハイブリッドジャンクション、例えば導波路ハイブリッドジャンクションを用いることもできる。

上記の実施形態のシステムおよび方法は、説明されている構造的構成要素およびユーザとのインタラクションに加えて、コンピュータシステム（特に、コンピュータハードウェアもしくはコンピュータソフトウェア）または専用に製造もしくは適合された集積回路で実施され得る。上記の実施形態の方法は、コンピュータプログラムとして、または、コンピュータもしくは他のプロセッサ上で実行されたときに上で説明した方法を実行するように構成されたコンピュータプログラムを保持するコンピュータプログラム製品もしくはコンピュータ可読媒体として提供され得る。

「コンピュータ可読媒体」という用語は、コンピュータまたはコンピュータシステムによって直接読み取られ、アクセスされ得る媒体または複数の媒体を含むが、これに限定されない。媒体としては、フロッピーディスク、ハードディスク記憶媒体、および磁気テープなどの磁気記憶媒体と、光ディスクまたはＣＤ−ＲＯＭなどの光記憶媒体と、ＲＡＭ、ＲＯＭ、およびフラッシュメモリを含むメモリなどの電気記憶媒体と、磁気／光記憶媒体などの上記のものの混合および組み合わせとを挙げることができるが、これらに限定されない。

Claims (21)

1. アンテナによってワイヤレスで送受信される信号を二重化するための装置であって、
   前記アンテナに結合するためのアンテナノードと、前記アンテナによってワイヤレスで送信される信号を受信するための入力ノードと、前記アンテナによってワイヤレスで受信された信号を出力するための出力ノードと、平衡ノードとを備えるハイブリッド回路と、
   前記平衡ノードに動作可能に結合された可変インピーダンスであって、前記可変インピーダンスのインピーダンス設定値を選択するための制御入力を備える可変インピーダンスと、
   前記ハイブリッド回路の前記アンテナノードに適用される一定のインピーダンスに関してインピーダンス設定値および対応するキャリブレーション測定値の参照情報を含むデータ記憶装置であって、前記インピーダンス設定値がインピーダンスに対応するデータ記憶装置と、
   コントローラであって、
   前記可変インピーダンスを第１のインピーダンス設定値に設定し、
   第１の周波数帯域内の第１の送信周波数で第１の送信信号を送信し、
   前記第１の送信周波数で送信された前記第１の送信信号の結果として、第２の周波数帯域内の第１の受信周波数で前記出力ノードにおいて第１の信号を測定し、
   第２のインピーダンス設定値を選択し、
   前記第１の周波数帯域内の第２の送信周波数で第２の送信信号を送信し、
   前記第２の送信周波数で送信された前記第２の送信信号の結果として、前記第２の周波数帯域内の第２の受信周波数で前記出力ノードにおいて第２の信号を測定し、
   前記第１の測定信号、前記第２の測定信号、前記第１のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第１のキャリブレーション測定値、および前記第２のインピーダンス設定値に関する、前記関連付けの記録からの第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含む方程式系を用い、
   前記方程式系を使用して平衡結果を決定し、
   前記平衡結果を参照して前記関連付けの記録から、前記ハイブリッド回路の前記入力ノードと前記出力ノードとの分離をもたらす第３のインピーダンス設定値を検索する
   ように構成されたコントローラと
   を備える装置。
2. 前記インピーダンス設定値および前記対応するキャリブレーション測定値の前記参照情報が、前記アンテナノードに適用される前記一定のインピーダンスに関する、複数のインピーダンス設定値と複数のそれぞれのキャリブレーション測定値との関連付けの記録であり、前記複数のインピーダンス設定値が、それぞれ複数のインピーダンスに対応する、請求項１に記載の装置。
3. 前記可変インピーダンスの前記制御入力が、連続的に可変である、請求項１に記載の装置。
4. 前記参照情報が、前記キャリブレーション測定値と前記インピーダンス設定値との関係を記録した式を含む、請求項１から３のいずれか一項に記載の装置。
5. 前記可変インピーダンスの前記制御入力が、離散的である、請求項１、または２、または４に記載の装置。
6. 前記コントローラが、
   複数の前記インピーダンス設定値を与え、前記複数のインピーダンス設定値と複数のそれぞれのキャリブレーション測定値との関連付けの記録を作成するために、前記制御入力を使用してインピーダンス値を変更する
   ようにさらに構成されている、請求項１に記載の装置。
7. 前記可変インピーダンスの前記制御入力が、選択可能な設定値のセットを含み、複数の前記インピーダンス設定値が、それぞれ前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のセットの一部に対応する、請求項１から６のいずれか一項に記載の装置。
8. 前記複数のインピーダンス設定値が、それぞれ前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のセットに対応する、請求項７に記載の装置。
9. 前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のセットの前記一部が、前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のセットのサブセットである、請求項７に記載の装置。
10. 前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のセットの前記サブセットが、前記可変インピーダンスの前記選択可能な設定値のうちの約１００から約１０００の間の可変インピーダンス設定値を含む、請求項９に記載の装置。
11. 前記コントローラが、
    前記第１の信号および前記第２の信号の各測定に関して、第１の測定利得および第２の測定利得を表すそれぞれの量を計算し、
    前記データ記憶装置にアクセスし、前記第１のインピーダンス設定値および第２のインピーダンス設定値をそれぞれ参照して前記関連付けの記録から前記第１のキャリブレーション測定値および前記第２のキャリブレーション測定値を検索し、
    前記それぞれの量ならびに前記検索された第１のキャリブレーション測定値および前記第２のキャリブレーション測定値に応じて前記可変インピーダンスを制御する
    ようにさらに構成されている、請求項１から１０のいずれか一項に記載の装置。
12. 前記コントローラが、前記第３のインピーダンス設定値を決定する動作を定期的に実行するように構成されている、請求項１から１１のいずれか一項に記載の装置。
13. 前記コントローラが、前記平衡結果を得るために、
    

    

    の値を求めるように構成されており、Ｇ_１が第１の測定された送受信利得、Ｇ_２が第２の測定された送受信利得、Ｃが前記キャリブレーション測定値、Ｘ_１が前記第１のインピーダンス設定値、Ｘ_２が前記第２のインピーダンス設定値、ωが周波数である、請求項１から１２のいずれか一項に記載の装置。
14. 用いられる前記方程式系が、前記第１の測定信号、前記第２の測定信号、前記第１のインピーダンス設定値、前記第２のインピーダンス設定値、前記第１の送信信号、前記第２の送信信号、第１のキャリブレーション測定値、および第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含む、請求項１から１３のいずれか一項に記載の装置。
15. 前記方程式系が、前記可変インピーダンスの前記インピーダンス設定値に関係し得るキャリブレーション測定変数の関数として送受信利得変数をモデル化する、請求項１から１４のいずれか一項に記載の装置。
16. 前記第３のインピーダンス設定値が、前記ハイブリッド回路の前記入力ノードと前記出力ノードとを分離するための粗いインピーダンス設定値を構成し、
    前記コントローラが、
    前記ハイブリッド回路の前記入力ノードと前記出力ノードとの分離を最大にする最適なインピーダンス設定値を探索するために、前記第３のインピーダンス設定値から始めて前記インピーダンス設定値を反復的に変更する
    ようにさらに構成されている、請求項７に記載の装置。
17. 前記インピーダンス設定値の前記反復変更が、前記インピーダンス設定値の反復線形変更である、請求項１６に記載の装置。
18. 適応型能動的信号除去サブシステムをさらに備え、前記能動的信号除去サブシステムが、前記インピーダンス設定値の前記反復変更と実質的に同時に除去を行うように構成されている、請求項１６または１７に記載の装置。
19. 前記第１のキャリブレーション測定値が、第１の送受信利得であり、前記第２のキャリブレーション測定値が、第２の送受信利得である、請求項１から１８のいずれか一項に記載の装置。
20. 請求項１から１９のいずれか一項に記載の、信号を二重化するための装置を備えるワイヤレス通信デバイス。
21. アンテナによってワイヤレスで送信される信号およびワイヤレスで受信される信号をシステムにおいて二重化する方法であって、前記システムが、前記アンテナに結合するためのアンテナノード、前記アンテナによって送信される信号を受信するための入力ノード、前記アンテナによってワイヤレスで受信された信号を出力するための出力ノード、および平衡ノードを備えるハイブリッド回路と、前記平衡ノードに結合された可変インピーダンスであって、前記可変インピーダンスのインピーダンス設定値を選択するための制御入力を備える可変インピーダンスと、前記ハイブリッド回路の前記アンテナノードに適用される一定のインピーダンスに関してインピーダンス設定値および対応するキャリブレーション測定値の参照情報を含むデータ記憶装置であって、前記インピーダンス設定値が、それぞれインピーダンスに対応するデータ記憶装置とを備え、前記方法が、
    前記可変インピーダンスを第１のインピーダンス設定値に設定するステップと、
    第１の周波数帯域内の第１の送信周波数で第１の送信信号を送信するステップと、
    前記第１の送信周波数で送信された前記第１の送信信号の結果として、第２の周波数帯域内の第１の受信周波数で前記出力ノードにおいて第１の信号を測定ステップと、
    第２のインピーダンス設定値を選択ステップと、
    前記第１の周波数帯域内の第２の送信周波数で第２の送信信号を送信ステップと、
    前記第２の送信周波数で送信された前記第２の送信信号の結果として、前記第２の周波数帯域内の第２の受信周波数で前記出力ノードにおいて第２の信号を測定ステップと、
    前記第１の測定信号、前記第２の測定信号、前記第１のインピーダンス設定値に関する、関連付けの記録からの第１のキャリブレーション測定値、および前記第２のインピーダンス設定値に関する、前記関連付けの記録からの第２のキャリブレーション測定値を関連付ける変数を含む方程式系を用いるステップと、
    前記方程式系を使用して平衡結果を決定するステップと、
    前記平衡結果を参照して前記関連付けの記録から、前記ハイブリッド回路の前記入力ノードと前記出力ノードとの分離をもたらす第３のインピーダンス設定値を検索するステップと
    を含む方法。

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