CN1224285A - 接收设备 - Google Patents

Abstract

电平超越次数计数器部件115通过对接收信号超越平均接收信号电平的次数进行计数来获得衰落所引起的多普勒频率。相应于此多普勒频率,基准信号相关积分控制部件116控制基准信号相关积分部件311中止和重新开始对基准信号相关部件306中获得的接收信号与基准信号的相关数据进行积分的处理。

Description

接收设备

本发明涉及能减少耗用电力的接收设备，尤其涉及使用码分多址系统的接收设备，在此码分多址系统中，把通信信息与扩展码相乘来进行发射，且通过把接收到的信号与发射一侧相同的扩展码相乘以在接收一侧获得通信信息。

在美国以IS95的蜂窝式移动电话对码分多址(CDMA)系统进行标准化。作为公共地面移动电话系统的一种方便的访问系统，已对CDMA技术进行了广泛的基础研究和实用研究。

CDMA系统是一种抵抗噪声的通信系统，其中使用多个正交(低互相关)扩展码在同一频带内进行通信，频带的复用增加了系统容量。

图1示出常规移动无线电终端设备(以下叫做移动电台)的方框图，在以下给出说明。图1是在CDMA移动无线电系统内的IS95系统中的移动电台的示意结构图。

把天线301接收到的信号(接收信号)输入到频率转换部件302。频率转换部件302把接收信号与频率合成器部件304输出的频率(正弦波)进行频率相乘，以从相对于接收信号的无线电频带转换成中间频带。把经频率转换的接收信号输出到正交解调部件303。

用以下的公式(1)来表示未受到发射路径中衰落的影响且没有多路径延迟变形的从基站(未示出)发射的信号或接收信号，(接收信号)={Wd(t)·D(t)+Wp(t)}×{PNi(t)·cos(ωct)+PNq(t)·sin(ωct)}…(1)

这里基准信号是PNi(t)和PNq(t)，基准信号的幅度为Wp(t)，基站的载波频率为ωc，信息符号为D(t)，信道识别码为Wd(t)，在此情况下，为了简化说明使用一个信道。

正交解调部件303为进行低通滤波处理，把接收信号与频率合成器部件304输出的cos(ωt+φ)信号以及与sin(ωct+φ)信号相乘，并产生由以下公式(2)和(3)所表示的I信道基带信号I(t)和Q信道基带信号Q(t)， $I\left(t\right)=\frac{1}{2}\{\mathrm{Wd}\left(t\right)\·D\left(t\right)+\mathrm{Wp}\left(t\right)\}\×\{\mathrm{PNi}\left(t\right)\·\cos \mathrm{\φ}-\mathrm{PNq}\left(t\right)\·\sin \mathrm{\φ}\}\·\·\·\left(2\right)$ $Q\left(t\right)=\frac{1}{2}\{\mathrm{Wd}\left(t\right)\·D\left(t\right)+\mathrm{Wp}\left(t\right)\}\×\{\mathrm{PNi}\left(t\right)\·\sin \mathrm{\φ}+\mathrm{PNq}\left(t\right)\·\cos \mathrm{\φ}\}\·\·\·\left(3\right)$

这里φ表示移动电台的载波与基站的载波之间的相位差。

在A/D(模拟/数字)转换部件305a中，把在正交解调部件303中所产生的模拟I信道基带信号I(t)转换成数字信号。在A/D转换部件305b中把正交解调部件303所产生的模拟Q信道基带信号Q(t)转换成数字信号。把这两个数字信号输出到基准信号相关部件306、频率差检测部件313和接收AGC控制部件314。

频率差检测部件313检测移动电台和基站之间载波的相位差φ，并使用一控制值把频率合成器部件304中的频率调节到一预定的值以消除此相位差φ。

接收AGC(自动增益控制)控制部件314计算数字基带信号I(t)和Q(t)中每一个的时间平均以获得接收信号电平，且为保持接收信号电平的恒定而使用一控制值来控制频率转换部件302中的接收增益。于是，在频率转换部件302中，保持了输出电平的恒定而不管输入电平的变化，这样保持了接收电平的恒定。

基准信号相关部件306用于检测接收信号与基准信号的相关性。为了检测相关性要把接收信号与基准信号相乘。通过把发射数据与基准信号相乘来检测相关性以消去基准信号，这是因为把来自基站的发射数据与已作发射的基准信号相乘的缘故。

为了进行如上所述的相乘，要在正交解调部件303中所示的EXOR电路(异或电路)303a与303b中获得接收信号与cos(ωct+φ)信号或与sin(ωct+φ)信号的异或，或者要在把0和1分别转换成+1和-1后把数据中的0与1相乘。这种方式与以下说明中的相同。

此外，通过把接收信号与基准信号相乘来检测相关性，可检测到包含在接收信号中的基准信号的时序。相对于信号，对时序的检测使得移动电台可获得与基站的同步。

即，基准信号相关部件306通过把接收信号与基准信号产生部件307中所产生的基准信号PNi(t)和PNq(t)相乘而检测由以下公式(4)所表示的相关性， $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ipn}\left(t\right)\\ \mathrm{Qpn}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{PNi}\left(t\right)+\mathrm{PNq}\left(t\right)-& \mathrm{PNi}\left(t\right)+\mathrm{PNq}\left(t\right)\\ \mathrm{PNi}\left(t\right)-\mathrm{PNq}\left(t\right)& \mathrm{PNi}\left(t\right)+\mathrm{PNq}\left(t\right)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

在此相关处理中，把分别表示每个数字基带信号I(t)和Q(t)与基准信号PNi(t)和PNq(t)相关性的Ipn(t)和Qpn(t)信号(相关信号)输出到信道识别码相关部件308和基准信号相关积分部件311。由以下公式(5)和(6)来表示相关信号Ipn(t)和Qpn(t)。

Ipn(t)={Wd(t)·D(t)+Wp(t)}(cosφ-sinφ)…(5)

Qpn(t)={Wd(t)·D(t)+Wp(t)}(cosφ+sinφ)…(6)

信道识别码相关部件308把信道识别码产生部件309中所产生的信道识别码Wd(t)与相关信号Ipn(t)和Qpn(t)相乘(这里获得EXOR电路208a和308b中的异或)，以检测信道识别码Wd(t)与接收信号的相关性。由以下公式(7)和(8)来表示获得的相关信号IW(t)和QW(t)。

IW(t)={D(t)+Wd(t)Wp(t)}(cosφ-sinφ)…(7)

QW(t)={D(t)+Wd(t)Wp(t)}(cosφ-sinφ)…(8)

信道识别码相关积分部件310在相应于信道识别码Wd(t)的M周期内对相关信号IW(t)和QW(t)进行积分，并在一比特持续时间内对基准信号Wp(t)的幅度进行积分把表示积分结果的积分信号I∑W(t)和Q∑W(t)分别输出到乘积求和部件312。

现说明检测相关性的理由。

由于相关后的输出是信息数据的n倍，所以必须对输出进行积分来获得信息数据。具体来说，假设发射数据为“1,0”，信道识别码是发射数据n倍的“01010101…”。在此情况下，以下示出依据发射次序的信号变化。

发射信号10100101…

信道识别码01010101…

相关后的输出11110000…

(相关信号)

信息数据(接收数据)1 0    …

如上所示，相关后的输出为11110000…，它是信息数据的n倍。作为获得信息数据的方法，有四选一和计算平均值(积分)的两种方法。然而，在四选一的情况下，可能忽略了好数据，这样会降低接收质量。因此，一般用积分来获得信息数据。

由以下的公式(9)和(10)来表示从信道识别码相关部件310输出的积分信号I∑W(t)和Q∑W(t)，

I∑W(t)=MD(T)·(cosφ-sinφ)…(9)

Q∑W(t)=MD(T)·(cosφ+sinφ)…(10)

这里T是比特持续时间。

基准信号相关积分部件311把相关信号Ipn(t)和Qpn(t)对M进行积分，并把表示积分结果的积分信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)输出到乘积求和部件312。进行积分来获得某一比特率的信号。因此，来自基准信号相关积分部件311的输出信号和来自信道识别码相关积分部件310的输出信号具有相同的比特率来解调信息数据。

由以下的公式(11)和(12)来表示从基准信号相关积分部件311输出的积分信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)。

I∑pn(t)=M·Wpn(t)·(cosφ-sinφ)…(11)

Q∑pn(t)=M·Wpn(t)·(cosφ+sinφ)…(12)

最后，乘积求和部件312计算积分信号I∑W(t)、Q∑W(t)、I∑pn(t)和Q∑pn(t)的乘积之和，以产生由以下公式(13)表示的解调数据(信息数据)。

(解调数据)=2M²Wpn(t)D(t)…(1 3)

如上所述，基站以基准信号扩展发射数据来进行发射，常规的移动电台以基准信号对接收信号进行解扩展并在持续周期内对获得的信号进行积分。移动电台把解扩展接收信号与信道识别信号相乘，并在持续周期内对获得的信号进行积分。然后，计算获得的积分信号的乘积之和来解调信息数据。

一般，基站和移动电台之间载波的相位差φ是变化的。对相位差的变化而言，假设首要因素是频率合成器部件304中频率随温度的变化，假设次要因素是宽度，其在接收信号的功率谱中的多普勒频率fD如图4所示。

频谱的宽度依据2fD=2V/λ来表示，且它与移动电台的移动速度v以及发射波波长λ有关。移动速度变得越快或波长变得越短(多普勒频率fD变得越高)，则宽度变得越大。

忽略在短时间内首要因素对相位变化的影响，因为这是由温度变化引起的。对于次要因素，高的多普勒频率fD将影响短时间内的相位变化，而低的多普勒频率fD对其影响不大。

依据以上事实，在主要因素和次要因素所引起的相位变化较小且从基准信号相关积分部件311中输出的积分信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)变化不太大(换句话说，基准信号相关积分输出的变化不太大)的情况下，不必在基准信号相关积分部件311中进行积分处理。

然而，在图1所示的常规结构中，在基准信号相关积分输出的变化不太大时仍旧进行基准信号相关积分处理，这导致功耗的增加。

本发明的一个目的是提供一种能使用CDMA系统而减少功耗的移动无线电终端设备。

本发明的移动设备包括用于检测接收信号与基准信号的相关性来获得相关数据的基准信号相关部件、用于对相关数据进行积分的基准信号相关积分部件、用于对接收信号超越平均接收信号电平的次数进行计数以获得衰落引起的多普勒频率的电平超越次数计数器部件、以及相应于多普勒频率来控制基准信号相关积分部件的操作的基准信号相关积分控制部件。

依据如上所述的结构和方法，由于基准信号相关积分控制部件相应于多普勒频率来控制基准信号相关积分部件中的操作，所以与始终进行该操作的常规的情况相比，可减少由基准信号相关积分部件所耗费的功率。

图1是使用CDMA系统的常规移动无线电终端设备的方框图；

图2是本发明第一实施例使用CDMA系统的移动无线电终端设备结构的方框图；

图3是本发明第二实施例使用CDMA系统的移动无线电终端设备的方框图；以及

图4是由衰落引起的功率谱的分布图。

以下参考附图来描述本发明实施例的使用CDMA系统的移动无线电终端设备。

(第一实施例)

图2是本发明第一实施例使用CDMA系统的移动无线电终端设备结构的方框图。在图2中，与图1中相同的部件具有与图1中相同的标号，省略其说明。

在本发明第一实施例的设备中，在常规的结构内还备有电平超越次数计数器部件115和基准信号相关积分控制部件116。

经由天线301把接收信号输入到频率转换部件302。频率转换部件302为接收信号的频率从射频转换到中间频带把接收信号与频率合成器部件304输出的频率相乘，并把获得的信号输出到正交解调部件303。

正交解调部件303在EXOR电路303a和303b中把经频率转换的接收信号分别与cos(ωct+φ)信号和sin(ωct+φ)信号相乘以进行低通滤波处理，并把获得的模拟I信道基带信号I(t)和Q信道基带信号Q(t)分别输出到A/D转换部件305a和305b。

A/D转换部件305a和305b把模拟基带信号I(t)和Q(t)转换成数字信号，并把获得的数字信号输出到基准信号相关部件306、频率差检测部件313和接收AGC控制部件314。

基准信号相关部件306分别检测每个数字基带信号I(t)和Q(t)与基准信号产生部件307中所产生的基准信号PNi(t)和PNq(t)的相关性。即，检测接收信号与每个基准信号PNi(t)和PNq(t)的相关性，并把获得的相关信号Ipn(t)和Qpn(t)输出到信道识别码相关部件308和基准信号相关积分部件311。

信道识别码相关部件308在EXOR电路308a和308b中把相关信号Ipn(t)和Qpn(t)与信道识别码产生部件309中所产生的信道识别码Wd(t)相乘以检测相关性。即，检测接收信号与信道识别码Wd(t)的相关，并把获得的相关信号IW(t)和QW(t)输出到信道识别码相关积分部件310。

信道识别码相关积分部件310在周期M中分别对相关信号Ipn(t)和Qpn(t)进行积分，周期M相应于信道识别码Wd(t)和信息数据的比特持续时间中基准信号Wp(t)的幅度，并把表示获得的相关结果的每个积分信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)输出到乘积求和部件312。

基准信号相关积分部件311在M中对相关信号Ipn(t)和Qpn(t)进行积分，把表示获得的相关结果的每个相关信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)输出到乘积求和部件312。

乘积求和部件312计算I∑W(t)、Q∑W(t)、I∑pn(t)和Q∑pn(t)的乘积之和来产生解调数据。

频率差检测部件313使用每个数字基带信号I(t)和Q(t)来检测基站和移动电台之间载波的相位差，并使用控制值把频率合成器部件304中的频率调节到预定值用于消除相位差。

接收AGC控制部件314计算每个数字基带信号I(t)和Q(t)的时间平均值，以获得接收信号电平(平均接收信号电平)，并把用以保持平均接收信号电平恒定的接收AGC控制电平输出到频率转换部件302，而把平均接收信号电平输出到电平超越次数计数器部件115。

电平超越次数计数器部件115还计算平均接收电平长时间的平均值，并在一预定的时间周期中对超越长时间平均接收信号的短时间平均接收信号电平的次数(电平超越次数)进行计数。获得的计数值表示多普勒频率，把此频率输出到基准信号相关积分控制部件116。

基准信号相关积分控制部件116根据表示多普勒频率的计数值来控制基准信号相关积分部件311中的处理。

如常规结构中所述，当多普勒频率低时，由于它不影响载波的相位差，所以基准信号相关积分输出的变化不太大，不必在基准信号相关积分部件311中进行积分处理。

即，当表示多普勒频率的计数值在多普勒频率不影响基站和移动电台之间载波的相位差的范围内时，基准信号相关积分控制部件116控制基准信号相关部件311中止处理。

在进行中止控制时，基准信号相关积分部件311把积分信号I∑pn(t)和Q∑pn(t)先前的基准信号相关积分值输出到乘积求和部件312，乘积求和部件使用先前的值来产生解调数据。

例如，假设电平超越次数计数器部件115确定多普勒频率为4Hz(它在载波频率为900MHz时相应于大约5Km/h)，信息符号的比特率为19.2Kbps，基站载波和移动电台载波之间的相位差为0.0013rad。0.0013rad的相位差相应于包含在积分信号I∑W(t)、Q∑W(t)、I∑pn(t)和Q∑pn(t)中的0.01dB相位差的量(cosφ-sinφ)。当相位差的量(cosφ-sinφ)在0.5dB内时，基准信号相关积分控制部件116在多普勒频率为4Hz时，控制基准信号相关积分部件311以大约四十个符号来进行一次基准信号相关积分处理。

依据如上所述的第一实施例，电平超越计数器部件115对短时间平均接收信号电平超越长时间平均接收信号电平的次数进行计数，换句话说，对接收信号超越平均接收信号电平的次数进行计数，以获得多普勒频率。基准信号相关积分控制部件116根据多普勒频率控制基准信号相关积分部件311中的处理。于是，可减少基准信号相关积分部件311对此额外的处理所消耗的功率。

(第二实施例)

图3是本发明第二实施例使用CDMA系统的移动无线电终端设备结构的方框图。在图3中，与第一实施例相同的部件具有与图2中相同的符号，省略其说明。在图3中，还省略对图2所示符号的描述。

在本发明第二实施例的移动无线电终端设备中，在本发明第一实施例中说明的基准信号相关积分部件116和频率差检测部件313中还备有频率宽度测量部件215。

频率差检测部件313检测基站载波和移动电台载波之间的相位差。载波的相位差表示移动电台停止移动时的实际相位差。然而，我们知道当移动电台移动时，频率分布表示基于多普勒频率的宽度。

频率宽度测量部件215以几个电平测量频率差检测部件313中检测到的载波相位差的绝对值以获得载波频率宽度，然后把获得的载波频率宽度的绝对值作为多普勒频率输出到基准信号相关积分控制部件116。此外，频率宽度测量部件215最好具有检测载波的相位差的功能。

这里，要说明载波频率宽度的绝对值为何变为多普勒频率的原因。多普勒频率是由多普勒效应所引起的。声音中的多普勒效应是众所周知的。当停止移动的人听到移动目标产生的声音时，目标正在靠近时他/她听到的声音的音调高于实际声音，目标离开时该声音的音调低于实际声音。

声音的音调高表示频率偏移较高，而声音的音调低表示频率偏移较低。多普勒频率是一种在移动电台移动时根据移动速度和发射信号的信号波长的关系计得的频率偏移。在从基站到移动电台(包括多路径传播)的所有信号中都会产生这种现象，接收信号频率表示由多普勒频率来确定最大宽度的宽的频谱。

基准信号相关积分控制部件116以与第一实施例相同的方式根据多普勒频率的绝对值来控制基准信号相关积分部件311中的处理。

于是，依据第二实施例，频率宽度测量部件215通过使用频率差检测部件313中检测到的载波的相位差来测量载波频率宽度的绝对值以获得多普勒频率。基准信号相关积分控制部件116根据获得的多普勒频率来控制基准信号相关积分部件311中的处理。于是，可减少基准信号相关积分部件311为额外的处理而消耗的功率。

如上所述，依据本发明，由于基准信号相关积分控制部件根据在电平超越次数计数器部件中获得的多普勒频率来控制基准信号相关积分部件中的处理，与一直在进行操作的常规部件相比，可减少基准信号相关积分部件中的功耗。相应地，可减少移动无线电终端设备中的功耗。

Claims (10)

1．一种接收设备，其特征在于包括：

移动速度检测装置，用于检测移动电台设备的移动速度；

相关装置，用于检测接收信号与基准信号的相关性来获得相关数据；

积分器，用于对所述相关数据进行积分；以及

积分控制装置，用于控制所述积分器中的操作。

2．如权利要求1所述的接收设备，其特征在于所述移动速度检测装置包括用于计算衰落所引起的多普勒频率的计算装置以及使用多普勒频率和载波频率来检测移动速度的装置。

3．如权利要求2所述的接收设备，其特征在于所述计算装置使用接收信号的信号电平超越平均接收电平的次数来计算衰落所引起的多普勒频率。

4．如权利要求1所述的接收设备，其特征在于所述移动速度检测装置包括使用基站使用的载波频率即基站设备发射的载波频率与移动电台设备从接收信号中获得的载波频率即移动电台设备接收的载波频率之间的差来计算频率宽度的装置以及使用该频率宽度和载波频率来检测移动速度的装置。

5．如权利要求1所述的接收设备，其特征在于所述积分控制装置在移动速度低于预定值的情况下控制所述积分器装置中止操作。

6．如权利要求1所述的接收设备，其特征在于当所述积分控制装置控制所述积分器中止操作时，所述积分器保存在所述积分器中止操作前获得的积分数据的输出。

7．一种移动电台设备，与基站设备进行以扩展码扩展的信号频谱的无线电通信，其特征在于所述移动电台设备包括如权利要求1所述的接收设备，其中根据移动速度信息来控制对接收信号与基准信号的相关数据进行积分的操作。

8．一种信息模式终端设备，与基站设备进行以扩展码扩展的信号频谱的无线电通信，其特征在于所述信息模式终端设备包括如权利要求1所述的接收设备，其中根据移动速度信息来控制对接收信号与基准信号的相关数据进行积分的操作。

9．一种接收方法，其特征在于包括以下步骤：

使用接收信号超越平均接收电平的次数来计算衰落所引起的多普勒频率，

使用多普勒频率和载波频率来测量移动电台设备的移动速度，以及

根据测得的移动速度来控制对接收信号与基准信号的相关数据进行积分的操作。

10．一种接收方法，其特征在于包括以下步骤：

使用基站使用的载波频率即基站设备发射的载波频率与移动电台设备从接收信号获得的载波频率即移动电台设备接收的载波频率之间的差来计算频率宽度；

使用该频率宽度和载波频率来测量移动速度；以及

根据测得的移动速度来控制对接收信号与基准信号的相关数据进行积分的操作。

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