CN104218804B - 开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置 - Google Patents
开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN104218804B CN104218804B CN201410220018.2A CN201410220018A CN104218804B CN 104218804 B CN104218804 B CN 104218804B CN 201410220018 A CN201410220018 A CN 201410220018A CN 104218804 B CN104218804 B CN 104218804B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- switching
- frequency
- duty ratio
- duty cycle
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 22
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000004048 modification Effects 0.000 claims description 13
- 238000012986 modification Methods 0.000 claims description 13
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 claims description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 claims description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 27
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 27
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 16
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 16
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 16
- 101150073536 FET3 gene Proteins 0.000 description 15
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 13
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 12
- 230000008859 change Effects 0.000 description 11
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 9
- 101150015217 FET4 gene Proteins 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 4
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000003466 anti-cipated effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 238000010009 beating Methods 0.000 description 1
- 235000013399 edible fruits Nutrition 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000004886 process control Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4815—Resonant converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
一种开关电源设备，包括：被提供有直流输入的开关元件，控制所述开关元件的开关频率的频率控制电路，检测所述开关元件的开关频率的频率检测电路，和基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比的占空比控制电路。所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求享有2013年5月29日提出的日本优先权专利申请JP2013-112574的权益，该专利申请的全部内容在此并入本文以供参考。
技术领域
本发明涉及开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置，尤其涉及输出稳定直流(DC)电压的电流谐振型开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置。
背景技术
作为一种开关电源设备，电流谐振型开关电源设备是已知的。电流谐振型开关电源设备具有以下优点：
1.在无负载到最大负载之间的全负载范围内能实现零电压开关(ZVS)；
2.能降低初级侧开关元件的关闭时的电流；
3.能实现次级侧整流元件的零电流开关(ZCS)；
4.由于可以实现升压操作而不降低正常工作时的效率，因此电流谐振型开关电源设备适用于需要确保保持时间(retention time)的电源。
电流谐振型开关电源设备包括具有两个串联连接的开关元件的开关电路。所述两个开关元件交替地开和关。变压器与开关元件相连接，在变压器的次级侧感生的交流(AC)电压经整流后变成输出电压。
如果要改善电流谐振型开关电源设备的功率转换效率，需要考虑变压器的功率损耗。变压器中发生的功率损耗，等于由初级侧的谐振电流和励磁电流、及次级侧的转移电流所引起的线路铜耗、以及由变压器的励磁所引起的变压器铁芯的铁耗之和。通常要对变压器进行最优化设计，以使最大负载时的铜耗和铁耗之和为最小值。例如，参看文献(R.W.Erickson,D.Maksimovic:Fundamentals of power electronics,ed.KluwerAcademic Publishers,(第二版)ISBN 0792372700)。此外，在以下描述中，功率损耗被简写为“损耗”，且功率转换效率被简写为“效率”。
由谐振电流和转移电流所引起的铜耗根据负载而在幅度上变化。相反，铁耗与由励磁电流所引起的铜耗之和是与负载无关的恒定值。因此，当负载为轻负载时，铁耗与由励磁电流所引起的铜耗之和的比率增加，而当工作点设置为与最大负载时相同时，与半谐振电路等的效率相比，处于轻负载状态的电流谐振型开关电源设备的效率恶化。
正如日本未审专利申请公开号6-46561、日本未审专利申请公开号2006-204044和日本未审专利申请公开号2001-333576所公开的那样，已有的提议是，检测负载是轻负载或是重负载，根据负载是轻负载或是重负载来控制用于开关的开关元件的ON时段，移动工作点，由此防止效率降低。
发明内容
如上所述，在通过控制开关元件的ON时段来改善效率的情形中，使用脉宽调制(PWM)控制、脉冲比率控制(PRC)等，所述脉宽调制控制通过固定开关频率来调整第一开关元件和第二开关元件的占空比，所述脉冲比率控制通过固定第二开关元件的ON时段来调整第一开关元件的ON时段。
但是，在上述控制的情形中，铁耗以及由励磁电流引起的铜耗的降低程度是依据频率的固定值或第二开关元件的ON时段的固定值而变化。因此，为了使变压器的损耗最小，需要精确地调整频率的固定值或第二开关元件的ON时段的固定值，而这是难以设计的。此外，由于当负载改变时使变压器的损耗最小的条件也随之变化，所以无法在全负载范围内使变压器的损耗最小。
因此，需要提供一种开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置，能够控制开关元件的ON时段，以使变压器的损耗最小，并且能控制开关元件的ON时段以在全负载范围内使变压器的损耗最小。
根据本发明的实施方式，一种开关电源设备包括：开关元件，对所述开关元件提供直流输入；频率控制电路，所述频率控制电路控制所述开关元件的开关频率；频率检测电路，所述频率检测电路检测所述开关元件的开关频率；和占空比控制电路，所述占空比控制电路基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比。所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
此外，本发明提供了其中使用如下的开关占空比进行操作的开关电源设备，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
根据本发明，可以在全负载范围内使变压器的损耗最小。由于即使当负载波动时，仍能够自动调整到使损耗最小的频率和占空比，因此可以预见全负载范围内的效率改善效果。
附图说明
图1为可以应用本发明的电流谐振型开关电源设备的连接图；
图2为现有技术的开关电源设备中的控制电路的框图；
图3为示出了现有技术的开关电源设备的开关控制信号波形的波形图；
图4A至4C为用于解释现有技术的开关电源设备的波形图；
图5A和5B为用于解释开关电源设备的损耗的示意性曲线图；
图6为用于解释现有技术的效率改善方法的示意性曲线图；
图7为用于解释根据本发明的实施方式的效率改善方法的示意性曲线图；
图8A和8B为用于解释根据本发明的实施方式的效率改善方法的示意性曲线图；
图9为根据本发明的实施方式的开关电源设备中的控制电路的框图；
图10为示出了根据本发明的实施方式的开关电源设备的开关控制信号波形的波形图；
图11为用于解释根据本发明的第一实施方式的开关电源设备的控制处理的流程图；
图12为用于解释根据本发明的第二实施方式的开关电源设备的控制处理的流程图。
具体实施方式
下面将描述具体实施方式。此外，将按以下顺序进行说明。
1.电流谐振型开关电源设备
2.现有技术中的开关电源设备的问题
3.本发明的第一实施方式
4.本发明的第二实施方式
5.应用举例
6.变型举例
此外，下文所述的实施方式适用于特定的实施方式，且给出了多种技术上优选的限定。但是，在下面的说明中，本发明的范围不限于这些实施方式，除非存在对本发明特别限定的描述。
1.电流谐振型开关电源设备
举例来说，通过对交流电源电压(商用电源电压)整流后获得的电压+B，被提供给图1所示的电流谐振型开关电源设备的输入端1a和1b。例如，对商用电源电压进行整流的PFC控制型开关电源设备，被连接至输入端1a和1b。在电流谐振型开关电源设备的开关操作中，两个开关元件交替地开和关，两者形成作为关闭时段的死区。所述死区用于避免同时打开两个开关元件。
图1示出了电流谐振型转换器的配置，所述电流谐振型转换器包括两个场效应晶体管(FET)3和4作为开关元件。为了执行FET3和FET4的开关操作，提供控制电路2，利用来自控制电路2的开关控制信号Sg3和Sg4分别开关FET3和FET4。此外，图1所示的电源设备采取利用他励式励磁来操作各开关元件的配置。
由电容5、与变压器6的初级线圈L1构成的串联谐振电路14被连接至FET3和4的连接点。由控制电路2、FET3和4、电容5以及变压器6构成电流谐振电路13。
变压器6的次级线圈L2和L3的连接点成为次级侧的地电位。由二极管8和9以及用于平滑的电容10构成整流电路7，整流电路7的输出电压被输出至输出端12a和12b。例如，输出12V的直流电压。整流电路7是全波整流电路，对次级线圈中励磁产生的交流电压进行整流，并产生输出直流电压，该输出直流电压是电容10两端的电压。
输出电压被误差信号产生电路11中所包括的电阻R1和R2分压，分压电压被施加到电压放大器15，并与预定电压源16的电压进行比较。根据比较输出，电流ID流经光电耦合器PH的发光二极管侧。与电流ID成正比的反馈电流FB流经光电耦合器PH的光电晶体管侧。反馈电流FB被提供给控制电路2。
如图2所示，现有技术的开关电源设备中的控制电路2是由电流控制振荡器21和驱动输出分配电路22构成。反馈电流FB经由光电耦合器PH而提供给电流控制振荡器21的控制输入端。根据反馈电流FB，电流控制振荡器21产生频率信号。此外，可使用电压控制振荡器代替电流控制振荡器21，所述电压控制振荡器是利用反馈电压来控制振荡频率。通过驱动输出分配电路22来产生分别对应于FET3和4的开关控制信号Sg3和Sg4。
如图3所示，开关控制信号Sg3和Sg4是脉冲信号，在开关占空比约为50％的状态下，开关控制信号Sg3和Sg4分别具有彼此相差约180°的相位。当开关控制信号Sg3为高电平时，FET3打开，而当开关控制信号Sg3为低电平时，FET3关闭。FET4的开和关具有相反的相位。此外，在下面的描述中，开关频率被简称为“频率”，开关占空比被简称为“占空比”。
控制电路2根据来自误差信号产生电路11的反馈电压FB的幅度对振荡频率进行控制，由此将整流电路7的输出电压控制为恒定。例如，如果连接到输出端12a和12b的负载为重，或者如果经由输入端1a和1b施加的输入电压为低，则整流电路7的输出电压为低。在该情形下，为了将整流电路7的输出电压维持恒定，对作为误差信号产生电路11的输出信号的反馈电流FB进行调整，以降低频率。结果，次级侧的能量转移量增加，由此输出电压升高。相反，当输出电压电平变高时，则进行控制以使频率变高。由此，次级侧的能量转移量减少，从而降低输出电压。
图4A示出了开关控制信号Sg3的波形。由变压器6的泄露电感与电容5的谐振而产生的谐振电流(在图4B中用阴影区域41表示)、和当施加使变压器6发生励磁感应的电压时产生的励磁电流42流经变压器6的初级侧，而与谐振电流成正比的转移电流流经次级侧。在图4C中，43a是流经变压器6的次级线圈L2的转移电流，43b是流经变压器6的次级线圈L3的转移电流。整流电路7对这些转移电流43a和43b整流，由此产生输出电压。因此，电流谐振型开关电源设备以绝缘型DC-DC转换器的方式，将功率从初级侧转移到次级侧。
2.现有技术的开关电源设备的问题
在这样的电流谐振型开关电源设备中，如果要改善功率转换效率，需要考虑变压器6的功率损耗。变压器6中发生的功率损耗，等于由初级侧的谐振电流和励磁电流以及次级侧的转移电流引起的线路铜耗、以及由变压器励磁引起的变压器铁芯的铁耗之和。
图5A是示出了最大负载时功率损耗相对于所施加的磁通量密度而变化的范例图表。曲线51a表示由初级侧的谐振电流和次级侧的转移电流引起的铜耗。曲线52a表示由励磁电流引起的铜耗和变压器铁芯的铁耗之和。此外，曲线53a是表示两条曲线51a和52a合并后的总损耗的曲线。
因此，如曲线53a中的工作点P1所示，通常以平衡的方式实现最优设计，以使最大负载时的铜耗和铁耗之和最小。由谐振电流和转移电流引起的铜耗(曲线51a)根据负载而在幅度上变化。图5B为示出轻负载时功率损耗相对于所施加的磁通量密度而变化的范例图表。轻负载时，由谐振电流和转移电流引起的铜耗表示为曲线51b。相反，铁耗与由励磁电流引起的铜耗之和(曲线52a)是与负载无关的大致恒定值。
因此，在轻负载的情况下，如图5B所示，铁耗与由励磁电流引起的铜耗之和的比率增加，而表示两条曲线51b和52a合并后的总损耗的曲线表示为曲线53b。因此，如果工作点P1设置为与最大负载时相同，则与采用反激式(fly-back)方法的电源设备等的效率相比，轻负载状态下的电流谐振型开关电源设备的效率恶化。
为了避免这样的问题，本文开头所列举的日本未审专利申请公开号6-46561，日本未审专利申请公开号2006-204044和日本未审专利申请公开号2001-333576提出，检测负载为轻负载或是重负载，根据负载为轻负载或是重负载来控制FET开关的ON时段，从而防止效率降低。
也就是说，在图6中，在负载不是轻负载的时期，设置工作点P1，控制第一FET的ON时段和第二FET的ON时段，以使它们彼此相等。在轻负载时，第一FET的ON时段变短，而第二FET的ON时段变长。以此方式，在轻负载时，改变FET的ON时段，由此通过减小施加到变压器的磁通量密度来设置工作点P2，如图6所示。因此，铁耗及由励磁电流引起的铜耗降低。
但是，在上述控制的情形中，依据频率的固定值或第二FET的ON时段的固定值，改变铁耗及由励磁电流引起的铜耗所能够降低的程度。因而，为了使变压器的损耗最小，需要精确地调整频率的固定值或第二FET的ON时段的固定值，因此设计十分困难。此外，当负载改变时，使变压器的损耗最小的条件也随之改变，因此难以在全负载范围内使变压器的损耗最小。
3.本发明的第一实施方式
在第一实施方式中，电路配置和电路连接与图1所示的现有技术的电流谐振型开关电源设备的相同。但是，在现有技术的控制电路2中，占空比固定为50％，并产生具有已调制频率的开关控制信号。而在本发明中，控制电路200(如下文详述)将占空比设置为等于或小于50％的可变值，并调制频率。将占空比设置为等于或小于50％也就是将高侧的FET3的ON时段设置为比低侧的FET4的ON时段短。
确定占空比的方法
图7为示出当开关电源设备工作时开关控制信号的占空比和频率Fsw之间的关系的图表。由于当占空比减小时转移到次级侧的能量减少，因此频率降低，而由于当占空比增大时转移到次级侧的能量增加，因此频率升高，从而使输出电压稳定。
在本发明的第一实施方式中，在图7的图表中，控制电路200以通常(总是)使频率成为最大值的方式跟踪占空比。也就是说，在示出频率和占空比之间的关系的图表中，利用寻找使频率为最大值的占空比的算法，来调整占空比。改变占空比的时间充分地长于根据输出电压的反馈频带确定的响应时间。也就是说，相对于输出电压的快速反馈，而延迟了占空比的改变。这是因为，由于用于维持输出电压恒定的频率也是相对于不同的占空比而不同，因此当占空比的改变过于快速时，不能稳定地维持输出电压。
频率和效率之间的关系
下面将说明通过以前文所述的使频率变为最大值的方式设置占空比来改善效率的原因。
图8A为示出在轻负载的情况下频率和占空比之间的关系的图表，图8B为示出效率和占空比之间的关系的图表。在此，在当轻微改变占空比时频率增加的情况中，变压器的损耗降低。下面将说明原因。
也就是说，占变压器损耗的较大部分的铁耗与所施加的磁通量密度有很强的正相关性，而变压器上施加的磁通量密度与频率成反比。一般而言，在铁氧体铁芯的情况下，与磁通量密度的2.6-2.8次幂成比例。由于这个原因，作为轻微改变占空比的结果，当频率增加时，可以降低变压器损耗，并改善开关电源设备的效率。在此，当频率增加时，FET3和4的开关损耗增加。当频率约为100KHz时，满足以下条件：开关损耗的增加量与变压器的上述损耗的减少量相比得到降低，因此能够改善效率。此外，在负载不是轻负载的情况下，当占空比约为50％时效率最佳。
关于频率最大点和效率最大点之间的偏移
存在这样的情况：频率变为最大值时的占空比(图8A)和效率变为最大值时的占空比(图8B)之间出现偏移。也就是说，效率变为最大值时的占空比，位于占空比低于频率变为最大值时的占空比的区域中。这归因于下文所述的开关损耗的影响。
一般而言，开关损耗随着频率的增加而增加。在图8A中，当占空比变为低于频率变为最大值时的占空比时，频率降低，因此变压器的损耗增加，同时开关损耗降低。此时，在开关损耗的降低量大于变压器损耗的增加量时，开关电源设备的总损耗降低。因此，频率变为最大值时的占空比和效率变为最大值时的占空比之间出现偏移。
也就是说，由于在频率高至某一程度的区域中，不满足以下条件：频率变化所导致的开关损耗的变化量小于变压器损耗的变化量，因此频率变为最大值时的占空比与效率变为最大值时的占空比不一致。但是，由于该偏移对损耗造成的影响非常小，因此实用的方式是以频率变为最大值的方式来寻找占空比。另一种方法是，考虑到频率最大点和效率最大点之间的偏移，可寻找比频率变为最大值时的占空比低的占空比。
控制电路示例
图9示出了本发明的第一实施方式中的控制电路200的框图。为了区别于现有技术的控制电路2，该控制电路被称为控制电路200。控制电路200由电流控制振荡器21、脉宽调制电路23、驱动输出分配电路22、频率检测电路24以及最大频率跟踪逻辑电路25构成。反馈电流FB经由光电耦合器PH而提供至电流控制振荡器21的控制输入端。电流控制振荡器21产生具有根据反馈电流FB的频率的频率信号26。通过驱动输出分配电路22产生分别对应于FET3和FET4的开关控制信号Sg3和Sg4。
来自电流控制振荡器21的频率信号26被提供到脉宽调制电路23和频率检测电路24。频率检测电路24测量频率，并将与所测量的频率相关的信息提供给最大频率跟踪逻辑电路25。最大频率跟踪逻辑电路25将根据信号处理而得到的占空比信号27提供给脉宽调制电路23。
脉宽调制电路23将基于来自电流控制振荡器21的频率信号26、与占空比信号27而调制得到的方波提供给驱动输出分配电路22。驱动输出分配电路22产生具有两个方波的交流信号，也就是开关控制信号Sg3和Sg4，并将这些信号提供给FET3和4各自的栅极，所述方波具有特定的占空比且彼此相位相反。
如图10所示，开关控制信号Sg3是开关占空比低于50％的脉冲信号。另一开关控制信号Sg4是通过反转开关控制信号Sg3而获得的脉冲信号。当开关控制信号Sg3在高电平时，FET3打开，而当开关控制信号Sg3在低电平时，FET3关闭。FET4的开和关与FET3相反。
控制电路200接收用于作为控制信号控制频率的反馈信号FB，以维持输出电压恒定。电流控制振荡器21根据接收的反馈信号FB调整频率，并将频率信号26作为输出信号提供给脉宽调制电路23和频率检测电路24。频率检测电路24测量频率，并将与所测量的频率相关的信息提供给最大频率跟踪逻辑电路25。最大频率跟踪逻辑电路25将根据信号处理而得到的占空比信号27提供给脉宽调制电路23。
脉宽调制电路23将基于频率信号26和占空比信号27调制后的方波提供给驱动输出分配电路22。驱动输出分配电路22产生具有两个方波的交流信号，即开关控制信号Sg3和Sg4(比如图10中所示的开关控制信号)，并将这些信号提供给FET3和4各自的栅极，所述方波具有特定的占空比且彼此相位相反。
最大频率跟踪逻辑电路的处理
最大频率跟踪逻辑电路25在全负载范围内搜索频率通常(总是)变为最大值的占空比，并且脉冲信号的占空比变为搜索到的占空比。因此，不需要检测负载的轻重程度。下面将参考图11中所示的流程图来说明最大频率跟踪逻辑电路25的操作。此外，可以用诸如微控制器或FPGA之类的数字信号处理器来实现流程图中所示的控制处理。
步骤S1：按照与现有技术相同的方式，将开关操作开始瞬间的占空比设置为50％。
步骤S2：在该状态下，测量恰好在改变占空比前的频率。
步骤S3：将所测量的频率值代入变量Fsw1。
步骤S4：接下来，将占空比减小预设的改变量。所述改变量称为DLSB。
步骤S5：此后，在改变占空比后测量频率。
步骤S6：将所测量的频率值代入变量Fsw2。
步骤S7：确定Fsw2是否等于或大于Fsw1。
步骤S8：如果步骤S7的确定结果为是，则表示频率因占空比的减小而变高或不变，此时将Fsw2代入Fsw1。然后，控制处理进行到上述步骤S4。
通过(步骤S4→步骤S5→步骤S6→步骤S7→步骤S8→步骤S4的)循环，执行控制，以使得只要频率不降低，便减小占空比。
步骤S9：如果步骤S7的确定结果为否，则表示频率因占空比减小而降低。此时将Fsw2代入Fsw1，且控制处理进行到步骤S10。
步骤S10：将占空比增加预设的改变量DLSB。
步骤S11：在此，确定占空比的设定值是否为50％。如果步骤S11的确定结果为是，则控制处理进行到步骤S4，从而不将占空比设为等于或大于50％。
步骤S12：如果步骤S11的确定结果为否，则在改变占空比后测量频率。
步骤S13：将所测量的频率代入Fsw2。
步骤S14：确定Fsw2是否大于Fsw1。
如果步骤S14的确定结果为是，则表示频率因占空比的增大而变高。在该情况下，控制处理返回步骤S9，将Fsw2代入Fsw1，然后控制处理进行到步骤S10。
通过(步骤S10→步骤S11→步骤S12→步骤S13→步骤S14→步骤S9→步骤S10的)循环，执行操作，以使得只要频率变高，便增大占空比。
如果步骤S14的确定结果为否，则表示频率因占空比的增大而降低或不变。在该情况下，控制处理返回到将Fsw2代入Fsw1的步骤(步骤S8)，然后控制处理进行到步骤S4。
通过上述控制处理，最大频率跟踪逻辑电路25能够寻找到频率通常(总是)变为最大值的占空比。
根据第一实施方式，可以实现以下作用和效果。
1.控制开关元件的ON时段以使变压器的总损耗最小。也就是说，不需要固定的频率、第二晶体管的ON时段等。根据本发明，频率以及ON时段比率(占空比)是自动调整的。
2.可以在全负载范围内使变压器的损耗最小。由于即使当负载波动时，仍自动调整为使损耗最小的频率和占空比，因此可以预见全负载范围内的效率改善效果。
3.无需改变现有技术的配置，仅通过改变控制，就可以解决问题。
4.由于效率优化条件是自动搜索的，因此不需要将正常负载模式切换到轻负载模式。现有技术需要通过监控负载来切换模式，但是本发明不需要这么做。因此，本发明不需要包括现有技术中必需的负载监控电路、切换电路等。
5.不需要专为轻负载模式设置固定值。在现有技术的轻负载模式中，需要包括用于设置频率的固定值、或第二晶体管的ON时段的固定值的电路。但是，本发明不需要包括这种电路。
6.本发明是一种适用于由微控制器、FPGA等执行的数字控制的配置。最大频率跟踪逻辑是一种易于用数字控制实现的配置，且可以在不增加成本的情况下实现能够实现本发明的配置。
4.本发明的第二实施方式
上述第一实施方式通过只要频率变高便增加占空比来设置使频率最大化的占空比。从在监控频率的同时改变占空比这一点来讲，第二实施方式与第一实施方式相同。第二实施方式被控制为通过在频率斜率为正的区域中的占空比来进行操作。控制电路的配置与第一实施方式中的控制电路200相同，但最大频率跟踪逻辑电路25所执行的控制处理不同。
下面将参考图12中的流程来说明第二实施方式中最大频率跟踪逻辑电路的控制处理。
步骤S21：按照与现有技术相同的方式，将开关操作开始瞬间的占空比设置为50％。
步骤S22：在该状态下，测量恰好在改变占空比前的频率。
步骤S23：将所测量的频率值代入变量Fsw1。
步骤S24：接下来，将占空比减小预设的改变量。所述改变量称为DLSB。
步骤S25：此后，在改变占空比后测量频率。
步骤S26：将所测量的频率值代入变量Fsw2。
步骤S27：确定Fsw2是否等于或大于Fsw1。
步骤S28：如果步骤S27的确定结果为是，则表示频率因占空比的减小而变高或不变，在该情况下，将Fsw2代入Fsw1。然后，控制处理进行到上述步骤S24。
通过(步骤S24→步骤S25→步骤S26→步骤S27→步骤S28→步骤S24的)循环，执行控制，以使得只要频率不降低，便减小占空比。到此为止的控制处理与第一实施方式相同。
步骤S29：如果步骤S27的确定结果为否，则表示频率因占空比减小而降低。在该情况下，控制处理进行到步骤S29。将占空比减小预设改变量DLSB的N倍。在此，N为预设的数值，是确定从频率达到最大时的占空比中减掉的减小量的参数。
步骤S30：在改变占空比后测量频率。
步骤S31：此后，将所测量的频率值代入变量Fsw1。
步骤S32：等待一段预定时间。
步骤S33：再次测量频率。
步骤S34：将所测量的频率值代入变量Fsw2。
步骤S35：确定Fsw2与Fsw1相比的变化是否等于或大于预设的频率宽度±△Fsw。
步骤S36：当步骤S35的确定结果为否时，表示在经过预定时间的时段内频率几乎未变。在该情况下，将Fsw2代入Fsw1，然后处理进行到步骤S32。
通过(步骤S32→步骤S33→步骤S34→步骤S35→步骤S36→步骤S32的)循环，只要频率不变，便执行不改变占空比的控制。
步骤S37：当步骤S35的确定结果为是时，表示频率与经过预定时间之前相比发生变化。当频率变化时，表示操作状态(例如负载条件)发生变化。在该情况下，需要搜索新的最优占空比。为此，将Fsw2代入Fsw1，处理进行到步骤S38。
步骤S38：将占空比增加预设的改变量DLSB。
步骤S39：确定占空比的设定值是否为50％。如果步骤S39的确定结果为是，则控制处理进行到步骤S24，从而不将占空比设为等于或大于50％。
步骤S40：如果步骤S39的确定结果为否，则在改变占空比后测量频率。
步骤S41：将测量结果的频率代入变量Fsw2。
步骤S42：确定Fsw2是否大于Fsw1。如果步骤S42的确定结果为是，表示频率因占空比的增加而变高。在该情况下，控制处理进行到步骤S37，将Fsw2代入Fsw1，然后处理进行到步骤S38。
通过(步骤S38→步骤S39→步骤S40→步骤S41→步骤S42→步骤S37→步骤S38的)循环，执行控制，以使得只要频率变高，便增加占空比。
如果步骤S42的确定结果为否，表示频率因占空比增加而降低或不变。在该情况下，控制处理进行到步骤S28，将Fsw2代入Fsw1，然后，控制处理进行到步骤S24。
上述的本发明的第二实施方式能够寻找到频率变化相对于占空比变化的斜率为正的区域，并具有与上述第一实施方式中相同的作用和效果。
5.应用举例
上文所述的本发明能应用于诸如AC适配器、电视接收机或视频游戏设备等电子装置的开关电源设备或类似设备中。
6.变型举例
如上所述，已具体说明了本发明的实施方式，但是本发明不限于上述实施方式，在本发明的技术构思的基础上，可以做出多种变型。例如，上述实施方式中所描述的配置、方法、处理、外形、材料、数值等仅仅是举例，而根据需要，可以使用与上述实施方式中所述不同的配置、方法、处理、外形、材料、数值等。
上文所述的第一实施方式是被控制为搜索频率的最大值，但也可以被控制为可搜索最大值附近(最大值±10％)的频率。
此外，本发明也可以利用以下配置来实现。
(1)一种开关电源设备，包括：开关元件，对所述开关元件提供直流输入；频率控制电路，所述频率控制电路控制所述开关元件的开关频率；频率检测电路，所述频率检测电路检测所述开关元件的开关频率；和占空比控制电路，所述占空比控制电路基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比，其中，所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
(2)根据(1)的开关电源设备，其中，所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
(3)根据(1)或(2)的开关电源设备，还包括：变压器；谐振电路；和整流电路，其中所述开关元件由第一开关元件和第二开关元件构成，所述第一开关元件和第二开关元件串联连接，且依照所述开关频率而交替打开，其中所述第一和第二开关元件的输出电流被提供到所述变压器的初级侧，其中所述谐振电路连接至所述变压器的初级侧，所述整流电路连接至所述变压器的次级侧，以及其中根据反馈信号控制所述开关信号的频率，由此使输出电压稳定。
(4)根据(1)至(3)中的任一开关电源设备，其中使所述开关占空比改变的时间被设置为长于根据所述反馈信号的频带确定的响应时间。
(5)根据(1)所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路将所述开关占空比设置为等于或小于50％的可变值，并调制所述开关频率。
(6)根据(1)所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路在全负载范围内搜索所述开关频率通常变为约最大频率的开关占空比。
(7)根据(1)所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路通过以下步骤控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率：
将所述开关占空比减小预设的改变量；
如果所述开关频率因所述开关占空比的减小而变高或不变，则执行控制，以使得只要所述开关频率不降低，便减小所述开关占空比；
将所述开关占空比增加预设的改变量；及
执行控制，以使得只要所述开关频率变高，便增大所述开关占空比。
(8)根据(1)至(4)中的任一开关电源设备，其中所述占空比控制电路通常(总是)执行占空比控制操作。
(9)一种开关电源设备的开关电源控制方法，所述开关电源设备包括被提供有直流输入的开关元件，控制所述开关元件的开关频率的频率控制电路，检测所述开关元件的开关频率的频率检测电路，和基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比的占空比控制电路，所述方法包括：使所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
(10)根据(9)的开关电源控制方法，其中所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
(11)一种包括开关电源设备的电子装置，其中所述开关电源设备包括开关元件，对所述开关元件提供直流输入；频率控制电路，所述频率控制电路控制所述开关元件的开关频率；频率检测电路，所述频率检测电路检测所述开关元件的开关频率；和占空比控制电路，所述占空比控制电路基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比，其中，所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
(12)根据(11)的电子装置，其中所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
本领域技术人员应当理解的是，当属于所附权利要求或其等同物的范围内时，可以根据设计要求或其他因素，做出各种变型、组合、子组合和替代方案。
Claims (12)
1.一种开关电源设备，包括：
开关元件，对所述开关元件提供直流输入；
频率控制电路，所述频率控制电路控制所述开关元件的开关频率；
频率检测电路，所述频率检测电路检测所述开关元件的开关频率；和
占空比控制电路，所述占空比控制电路基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比，
其中，所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
2.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中，所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
3.根据权利要求1所述的开关电源设备，还包括：
变压器；
谐振电路；和
整流电路，
其中所述开关元件由第一开关元件和第二开关元件构成，所述第一开关元件和第二开关元件串联连接，且依照所述开关频率而交替打开，
其中所述第一和第二开关元件的输出电流被提供到所述变压器，
其中所述谐振电路连接至所述变压器的初级侧，所述整流电路连接至所述变压器的次级侧，以及
其中根据反馈信号控制所述开关信号的频率，由此使输出电压稳定。
4.根据权利要求3所述的开关电源设备，其中使所述开关占空比改变的时间被设置为长于根据所述反馈信号的频带确定的响应时间。
5.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路将所述开关占空比设置为等于或小于50％的可变值，并调制所述开关频率。
6.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路在全负载范围内搜索所述开关频率通常变为约最大频率的开关占空比。
7.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路通过以下步骤控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率：
将所述开关占空比减小预设的改变量；
如果所述开关频率因所述开关占空比的减小而变高或不变，则执行控制，以使得只要所述开关频率不降低，便减小所述开关占空比；
将所述开关占空比增加预设的改变量；及
执行控制，以使得只要所述开关频率变高，便增大所述开关占空比。
8.根据权利要求1所述的开关电源设备，其中所述占空比控制电路通常执行占空比控制操作。
9.一种开关电源设备的开关电源控制方法，所述开关电源设备包括被提供有直流输入的开关元件，控制所述开关元件的开关频率的频率控制电路，检测所述开关元件的开关频率的频率检测电路，和基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比的占空比控制电路，所述方法包括：
使所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
10.根据权利要求9所述的开关电源控制方法，
其中所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
11.一种电子装置，包括：
开关电源设备，
其中，所述开关电源设备包括，
开关元件，对所述开关元件提供直流输入；
频率控制电路，所述频率控制电路控制所述开关元件的开关频率；
频率检测电路，所述频率检测电路检测所述开关元件的开关频率；和
占空比控制电路，所述占空比控制电路基于所述频率检测电路所检测的开关频率控制开关占空比，
其中，所述占空比控制电路控制所述开关占空比，以使所述开关频率变为约最大频率。
12.根据权利要求11所述的电子装置，其中
所述占空比控制电路使用如下的开关占空比进行操作，所述开关占空比是在所述开关频率的变化相对于所述开关占空比的变化的斜率变为正的区域中的开关占空比。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013-112574 | 2013-05-29 | ||
| JP2013112574A JP2014233137A (ja) | 2013-05-29 | 2013-05-29 | スイッチング電源装置、スイッチング電源制御方法および電子機器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104218804A CN104218804A (zh) | 2014-12-17 |
| CN104218804B true CN104218804B (zh) | 2018-12-28 |
Family
ID=51984927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410220018.2A Expired - Fee Related CN104218804B (zh) | 2013-05-29 | 2014-05-22 | 开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9882498B2 (zh) |
| JP (1) | JP2014233137A (zh) |
| CN (1) | CN104218804B (zh) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107666244B (zh) * | 2016-07-29 | 2020-11-27 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种谐振变换器的控制方法及装置 |
| WO2018146840A1 (ja) * | 2017-02-07 | 2018-08-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| DE102017124301A1 (de) * | 2017-10-18 | 2019-04-18 | Infineon Technologies Austria Ag | Spannungswandlerregler, Spannungsregler und entsprechende Verfahren |
| CN108123604A (zh) * | 2017-12-28 | 2018-06-05 | 深圳Tcl新技术有限公司 | 谐振电源及电子设备 |
| JP7194654B2 (ja) * | 2019-08-09 | 2022-12-22 | Ｔｖｓ Ｒｅｇｚａ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2023049712A (ja) * | 2021-09-29 | 2023-04-10 | 国立大学法人 岡山大学 | 制御方法、制御装置及び制御システム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20120250360A1 (en) * | 2011-04-01 | 2012-10-04 | Power Integrations, Inc. | Llc controller with programmable fractional burst frequency |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2561201B2 (ja) | 1992-05-19 | 1996-12-04 | 株式会社電設 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US5636106A (en) * | 1994-01-10 | 1997-06-03 | University Of Central Florida | Variable frequency controlled zero-voltage switching single-ended current-fed DC-to-AC converter with output isolation |
| DE69620517T2 (de) * | 1995-08-07 | 2002-11-07 | Nec Corp | Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird |
| JP2001333576A (ja) | 2000-05-23 | 2001-11-30 | Fuji Electric Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP4352460B2 (ja) * | 2004-08-23 | 2009-10-28 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | 電源装置 |
| JP4360326B2 (ja) | 2005-01-21 | 2009-11-11 | サンケン電気株式会社 | 共振型スイッチング電源装置 |
| US8410768B2 (en) * | 2010-01-19 | 2013-04-02 | Delta Electronics, Inc. | Switch-mode power supply having reduced audible noise |
| US8339113B2 (en) * | 2010-07-19 | 2012-12-25 | Microchip Technology Incorporated | Buck switch-mode power converter large signal transient response optimizer |
| JP5202653B2 (ja) * | 2010-08-16 | 2013-06-05 | エンパイア テクノロジー ディベロップメント エルエルシー | コンバータおよびコンバータ制御方法 |
| KR101167807B1 (ko) * | 2010-12-24 | 2012-07-25 | 삼성전기주식회사 | 공진 컨버터 |
| US8810227B2 (en) * | 2011-01-14 | 2014-08-19 | Infineon Technologies Austria Ag | System and method for controlling a switched-mode power supply |
| CN103107708B (zh) * | 2011-11-15 | 2015-05-13 | 登丰微电子股份有限公司 | 谐振式转换电路及谐振控制器 |
-
2013
- 2013-05-29 JP JP2013112574A patent/JP2014233137A/ja active Pending
-
2014
- 2014-05-22 US US14/284,843 patent/US9882498B2/en active Active
- 2014-05-22 CN CN201410220018.2A patent/CN104218804B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20120250360A1 (en) * | 2011-04-01 | 2012-10-04 | Power Integrations, Inc. | Llc controller with programmable fractional burst frequency |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20140355315A1 (en) | 2014-12-04 |
| JP2014233137A (ja) | 2014-12-11 |
| US9882498B2 (en) | 2018-01-30 |
| CN104218804A (zh) | 2014-12-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN104218804B (zh) | 开关电源设备、开关电源控制方法和电子装置 | |
| US7388760B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| KR101449230B1 (ko) | 멀티페이즈형 컨버터 | |
| US7301785B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US7965523B2 (en) | Switching power supply device | |
| US7423887B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US6396717B2 (en) | Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback | |
| CN101183830B (zh) | 具有多种操作模式的控制电路的方法和装置 | |
| CN103703664B (zh) | 用于控制谐振模式功率供应的方法以及具有控制器的谐振模式功率供应的电路 | |
| US11011936B2 (en) | Single-stage transmitter for wireless power transfer | |
| US7388762B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP5832317B2 (ja) | 非接触給電回路 | |
| EP1744440A2 (en) | Switching power supply circuit | |
| CN105305848A (zh) | 操作在边界导通模式中的无桥式升压pfc变换器的升压电感消磁检测 | |
| KR100632688B1 (ko) | 스위칭 전원장치 | |
| JP2006345633A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR20070090806A (ko) | 스위칭 전원 회로 | |
| KR20070006554A (ko) | 고효율 하프-브리지 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법 | |
| CN103384117B (zh) | 一种变频模式转换器及其调控方法 | |
| JP2012170218A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US20120087153A1 (en) | INDIRECT D. C. CONVERTER WITH A SWITCHING FREQUENCY BEING DEPENDENT ON THE LOAD AND THE INPUT VOLTAGE AND A DEAD TIME DEPENDING ON THE SWITCHING FREQUENCY (Also Known as CONTROL CIRCUITRY, VOLTAGE CONVERTER, METHOD, AND COMPUTER PROGRAM) | |
| CN102630368A (zh) | 具有功率因数校正的通量转换器 | |
| Eichhorst et al. | Weight reduction of DC/DC converters using controllable inductors | |
| CN207426968U (zh) | 一种抗电磁干扰能力优异的pwm开关电源控制电路 | |
| Zhao et al. | An adaptive synchronous driving phase control method of GaN-based full-bridge 6.78 MHz WPTS |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20181228 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |