CN104201964B - 一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿；同时通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿，进一步消弱推力波动。本发明能够有效的抑制定位力和速度脉动。
Description
技术领域
本发明涉及一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，属于直线电机速度脉动控制领域。
背景技术
自1863年世界上第一条地铁(6km)在英国伦敦投入运营，迄今已有140多年的历程。据日本地铁协会公布，目前，全球己有40多个国家和地区的120多个城市拥有地铁，总营运里程超过7000km，地铁已成为城市轨道交通运载工具的主流模式。此外，轻轨、有轨电车、市郊通勤车以及新交通系统都获得了不同程度的应用与发展。它们都是一种通过旋转电机驱动，依靠轮轨黏着作用来传递牵引/制动力的传统的技术模式。这种技术模式由于其结构简单、技术成熟、承载能力大、运行阻力小等优点，长期以来在技术上得到了不断的完善和扩展，目前仍然主导着城市轨道交通运载系统的发展方向。
这种形式下，直线电机运载系统走上了历史舞台。直线电机运载系统是采用直线电机驱动的城市轨道交通模式。其最早开始于日本和德国对于超导和常导磁悬浮系统的研究中。1971年德国克劳斯一马菲公司生产了第一台采用直线电机驱动的常导磁悬浮样车。1974年日本的高速地面运输系统也采用了直线电机驱动。磁悬浮列车由于仍处于研究阶段，没有得到普及应用。在城市轨道交通中应用的直线电机运载系统不同于磁悬浮，仍然采用轮轨完成其支撑和导向，而利用直线电机来进行驱动，可以认为是介于磁悬浮和重载旋转电机驱动系统的中间模式。从80年代中期加拿大多伦多scarborough线和温哥华skytrain线的建成通车开始，其后20多年中，直线电机运载系统在国外得到了良好的发展，目前全世界己有5个国家共10条直线电机驱动地铁线路投入商业运营，直线电机运载系统正在逐渐成为城市轨道交通的一种主要模式。
当前，永磁直线电机的研究也广泛展开。随着高能稀土永磁材料技术的进步，从上世纪九十年代初期开始，陆续出现了永磁型双凸极永磁电机(DSPM)，随后，1996年和1997年国外分别提出了两种新型的定子永磁型电机：磁通反向永磁电机(FRPM)、磁通切换永磁电机(FSPM)，以上的三种定子永磁型电机，它们的转子结构一致，均为坚固的凸极结构，定子绕组均采用分数槽集中绕组，不同的是永磁体安装的位置和充磁方向不同，它们运行时产生的每相磁链波形和反电动势也不同，而FSPM电机在密度、效率和可控性等方面都占有优势。
虽然LFSPM电机(磁通切换直线电机)具有初级永磁结构带来的性能优势，但该类电机双凸极的结构本质使其具有定位力较高的缺点，LFSPM电机的定位力是由于永磁磁场的存在，动子初级凸极(初级齿)和定子次级凸极(次级极)相互作用引起的。该定位力包括两个部分，即齿槽力和边端力。考虑到多极结构的永磁直线电机的边端力比较小(实施例中的6槽/17极的LFSPM电机的边端力甚至可以忽略不计)，关于消弱和补偿永磁电机定位力的方法，总体来说，可以分为2大类：第一类方法是从电机本体设计出发，如斜槽、齿形修正，傅里叶算法、齿冠开槽和磁极优化等，但是针对电机本体的方法在消弱定位力的同时，会对电机的功率输出能力、空载电势等产生影响，并且增加制造成本，在实际产业化工程中有一定的局限性。第二类方法则通过控制策略来抑制电机定位力，提高其输出性能。文献通过改变q轴电流对永磁同步电机理想情况下的磁槽定位力进行了补偿，并在低速运行场合取得了一些成果，文献提出了一种通过注入相应的谐波电流从而产生附加转分量，使其与定位力中的基波与高次谐波分量幅值相等，相位相反，可互相抵消，从而达到补偿定位力的目的，但以上两种方法都会因为谐波电流的注入而产生额外的定位力，且谐波电流注入过程较为繁琐。近些年，在抑制以时间t域的重复恒定周期性推力波动中得到了广泛的研究，由于定位力在t域中属于非恒定周期信号，而LFSPM电机经常工作在非恒速状态，显然对于以位置为周期的周期性定位力的抑制是不适合的。因此如何克服因为定力过大而引起的LFSPM电机速度脉动的问题，成为了其作为地铁车辆所用电机的一个技术难题。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，该方法能够有效的抑制定位力和速度脉动。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿；同时通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿，进一步消弱推力波动。
优选的：所述通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿的方法：所述磁通切换直线电机(LFSPM)其定位力是以位置x的周期性函数；采用id＝0的控制方式时，通过控制q轴电流iq即可实现对电流推力的线性化控制，其次，在控制系统中给对应的电磁推力的q轴电流附加一个补偿电流iqc，即可产生用于抵消定位力的电磁推力。
优选的：所述用于抵消定位力的电磁推力为与LFSPM电机定位力幅值相等、相位相反的电磁推力。
优选的：通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿的方法：在系统建立时，扰动观测器能将系统不确定性视为系统扰动，将实际输出与重构模型的输出的差值作为等同的干扰应用到重构模型，估计出这个等同的干扰并将估计值作为补偿信号应用到输入端。
所述通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿的方法，包括以下步骤：
第一步，将直线电机电枢绕组产生的行波磁场等效成圆形磁场，初级动子中永磁磁场的直线运动等效成圆周运动，然后将d轴固定于永磁磁通ΨPM的方向上，建立随动子一起运动的dq轴坐标系，在这个dq轴坐标系上可以得到LFSPM电机的电压方程为：
其中，
uq、ud分别为d、q轴电压；id、iq分别为d、q轴电流；ψd、ψq分别为d、q轴磁链；Ld、Lq分别为d、q轴电感；Rs为定子电阻；ψPM永磁体磁链参数；ωs为基波电压的角速度，v为动子速度。
第二步，由于dq轴电感相同，电磁推力可简化为：
第三步，将指令电流dq轴分量分别与反馈dq轴电流分量进行比较，其比较值经电流调节器后产生电枢电压dq轴分量，即由第一步中的电压方程，可得出得到dq轴电压与电流的关系：
第四步，将LFSPM电机的Ld＝Lq＝Ls带入到第三步中的dq轴电压与电流的关系式，再带入到得到经电流调节器调节后的输出电流：
第五步，根据第四步得到的经电流调节器调节后的输出电流，得出电流调节器的增益Gi要满足：
其中，id*，iq*为给定值。
所述控制系统中对应的电磁推力的q轴电流附加的补偿电流iqc为：
其中，λ＝2π/τp，τp为次级极，k为谐波次数，Ak和α6分别为定位力6次谐波分量的幅值和相角，x为动子齿轴线所在的位置。
所述通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿的方法，包括以下步骤：
步骤一，根据测量噪声；控制对象模型；标称对象的模型；为速度环的给定输入信号；低通滤波器；系统的外部干扰；干扰的估计量，标称对象的传递函数；得出系统的输出为：
其中，r为测量噪声；P(s)为控制对象模型；Gn(s)为标称对象的模型；u为速度环的给定输入信号；Q(s)为低通滤波器；FL为系统的外部干扰；为干扰的估计量，Pn为标称对象的传递函数；
步骤二，根据步骤一中的低通滤波器，以及低通滤波器对转矩内环的影响，同时保证相对阶应等于或者大于标称对象的传递函数的相对阶，建立三阶滤波器：
通过选择不同的τ值，可得到Q(s)不同的截止频率。
本发明提供的一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，相比现有技术，具有以下有益效果：
1.由于通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿，可产生用于抵消定位力的电磁推力，因此能够有效抑制定位力和速度脉动。
2.通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿，进一步消弱推力波动。因此能够抑制扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素扰动的影响，因而能够有效抑制定位力和速度脉动。从而提高了LFSPM电机运行速度的平稳性和定位的精确性。
3.另外从控制算法上出发，提出的谐波抑制算法和扰动观测器不会对电机的功率输出能力、空载电势等产生影响，并且减少制造成本。
4.LFSPM电机在各种速度运转情况下，都实现了定位力的很好抑制，从而很大程度上降低了速度脉动，为此类电机在轨道交通，机械加工等方面的应用提供了一定的工程意义。
附图说明
图1为LFSPM电机基于谐波抑制算法的定位力补偿控制框图；
图2为用于LFSPM电机的干扰观测器结构图；
图3为LFSPM控制系统的硬件结构图；
图4为LFSPM电机拓扑结构示意图，其中图4(a)为单线圈结构，图4(b)为整机截面拓扑结构。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，如图3所示，通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿；同时通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化等不确定性因素引起的推力波动进行补偿，进一步消弱推力波动。
(1)磁通切换直线电机(LFSPM)其定位力是以位置x的周期性函数，因此若能产生与定位力主要谐波分量幅值相等、相位相反的电磁推力分量，即可通过相互抵消的方式对定位力进行补偿，采用id＝0的控制方式时，通过控制q轴电流iq即可实现对电流推力的线性化控制，因此，在控制系统中给对应的电磁推力的q轴电流附加一个补偿电流iqc，即可产生用于抵消定位力的电磁推力。
(2)LFSPM电机双凸极结构引起的定位力已通过谐波抑制算法得到了消减，但在其驱动系统中，仍然残留着参数扰动、以及摩擦力等非线性因素，影响LFSPM电机运行速度的平稳性和定位的精确性，为了抑制这些扰动的影响，本专利采用扰动观测器(disturbanceobserver，DOB)进行补偿。在系统设计时，扰动观测器能将系统不确定性视为系统扰动，将实际输出与重构模型的输出的差值作为等同的干扰应用到重构模型，估计出这个等同的干扰并将估计值作为补偿信号应用到输入端。
如图4所示为一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，提出了一种将谐波抑制算法和扰动观测器相结合的联合控制策略，最终达到抑制定位力和速度脉动的目的；具体包括如下步骤：
LFSPM电机的截面拓扑结构如图4所示，初级齿的定位力可以表示如下：
其中，λ＝2π/τp，τp为次级极，k为谐波次数，Ak和αk分别为定位力k次谐波分量的幅值和相角，x为动子齿轴线所在的位置，则fi(x)是一个以长度为τp周期的函数，i是初级齿的编号，θi为初级齿ti的相位角；于是，电机总的定位力可以通过下式得到：
最终，可以求得LFSPM电机定位力的第k次谐波分量为：
由上式可以看出，本案设计电机的定位力仅含有6次谐波分量，也就是说，其他谐波分量由于电机的结构关系被相互抵消了。在LFSPM电机变速运行的情况下，很明显不是时间t的周期函数，而是位置x的周期性函数。
由于在分析直线电机的电磁性能时只考虑基波分量，所以可以与旋转电机一样使用d轴模型。将直线电机电枢绕组产生的行波磁场等效成圆形磁场，初级动子中永磁磁场的直线运动等效成圆周运动(一个极距为360°电角度)，然后将d轴固定于永磁磁通ΨPM的方向上，就建立了随动子一起运动的dq轴坐标系，在这个dq轴坐标系上可以得到LFSPM电机的电压方程为：
其中，
uq、ud分别为d、q轴电压；id、iq分别为d、q轴电流；ψd、ψq分别为d、q轴磁链；Ld、Lq分别为d、q轴电感；Rs为定子电阻；ψPM永磁体磁链参数；ωs为基波电压的角速度，v为动子速度。
对于dq轴电感相同的LFSPM电机来说，电磁推力可简化为：
在数字控制系统中，通常采用电流反馈解耦控制策略来实现id＝0，其主要原理是将指令电流dq轴分量分别与反馈dq轴电流分量进行比较，其比较值经电流调节器后产生电枢电压dq轴分量，即：
由LFSPM电机电压方程式(4)可以得到dq轴电压与电流的关系：
LFSPM电机的Ld＝Lq＝Ls将式(8)代入式(7)，得到经电流调节器调节后的输出电流：
要使得id＝id*＝0，iq＝iq*，其中id*，iq*为给定值，电流调节器的增益Gi要满足：
所以，只要选择适当的电流调节器，并保证其具有足够大的有限增益，设置电流指令id*＝0，就可以获得电机的近似线性解耦，通过控制电流推力分量iq就可以实现电磁推力的线性化控制，如果LFSPM电机的定位力可以事先预测，那么就可以通过控制iq对定位力进行补偿。
由公式(3)可以明显看出，其定位力是以位置x的周期性函数，因此若能产生与定位力主要谐波分量幅值相等、相位相反的电磁推力分量，即可通过相互抵消的方式对定位力进行补偿。
采用id＝0的控制方式时，通过控制q轴电流iq即可实现对电流推力的线性化控制，因此，在控制系统中给对应的电磁推力的q轴电流附加一个补偿电流iqc，即可产生用于抵消定位力的电磁推力。LFSPM定位力主要包含6次谐波，且高次谐波分量很小，因此在实际中可以不考虑高频成分，即公式(3)可以近似为
根据公式(6)和(11)可以确定补偿电流iqc为
因此在测试出定位力随动子位置变换的关系的基础上，然后根据位置传感激检测到的位置信息x在控制系统中注入如公式(12)所示的补偿电流iqc，产生与LFSPM电机定位力6次谐波幅值相等、相位相反的电磁推力，以实现对LFSPM电机定位力的补偿。
图1给出了LFSPM电机基于谐波抑制算法的定位力补偿控制框图。
LFSPM电机双凸极结构引起的定位力已通过谐波抑制算法得到了消减，但在其驱动系统中，仍然残留着参数扰动、以及摩擦力等非线性因素，影响LFSPM电机运行速度的平稳性和定位的精确性，为了抑制这些扰动的影响，本文采用扰动观测器(disturbanceobserver，DOB)进行补偿。在系统设计时，扰动观测器能将系统不确定性视为系统扰动，将实际输出与重构模型的输出的差值作为等同的干扰应用到重构模型，估计出这个等同的干扰并将估计值作为补偿信号应用到输入端。
DOB的结构框图如图2所示。即为可实现的DOB应用于风力发机组的结构图。其中，r为测量噪声；P(s)为控制对象模型；Gn(s)为标称对象的模型；u为速度环的给定输入信号；Q(s)为低通滤波器；FL为系统的外部干扰；为干扰的估计量，Pn为标称对象的传递函数。
由图2可得出系统的输出为
在中低频段，如果Q(s)≈1，则G2(s)＝0，G1(s)＝Gn(s)，此时系统的输入、输出关系与系统的标称辨识模型Gn(s)是一致的，这表明DSB可以使实际对象表现为标称对象，这位控制系统提供了较强的鲁棒性，在高频段，如果Q(s)≈0，则G3(s)＝0，扰动观测器抑制了噪声干扰。为了抑制模型的不确定性，DOB设计的关键就是选择适当的滤波器Q(s)，Q(s)的高频动态要接近于0，低频动态要接近于1，且Q(s)的设计应考虑转矩内环的影响，同时保证相对阶应等于或者大于Pn(s)的相对阶，因此采用三阶滤波器：
通过选择不同的τ值，可得到Q(s)不同的截止频率。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (5)
1.一种磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，其特征在于：通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿；同时通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化不确定性因素引起的推力波动进行补偿，进一步消弱推力波动；
所述通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿的方法：所述磁通切换直线电机其定位力是以位置x的周期性函数；采用id＝0的控制方式时，通过控制q轴电流iq即可实现对电流推力的线性化控制，其次，在控制系统中给对应的电磁推力的q轴电流附加一个补偿电流iqc，即可产生用于抵消定位力的电磁推力；
所述通过注入谐波电流对定位力引起的推力波动进行补偿的方法，包括以下步骤：
第一步，将直线电机电枢绕组产生的行波磁场等效成圆形磁场，初级动子中永磁磁场的直线运动等效成圆周运动，然后将d轴固定于永磁磁通ΨPM的方向上，建立随动子一起运动的dq轴坐标系，在这个dq轴坐标系上可以得到LFSPM电机的电压方程为：
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第二步，由于dq轴电感相同，电磁推力可简化为：
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第三步，将指令电流dq轴分量分别与反馈dq轴电流分量进行比较，其比较值经电流调节器后产生电枢电压dq轴分量，即由第一步中的电压方程，可得出得到dq轴电压与电流的关系：
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第四步，将LFSPM电机的Ld＝Lq＝Ls带入到第三步中的dq轴电压与电流的关系式，再带入到得到经电流调节器调节后的输出电流：
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1
第五步，根据第四步得到的经电流调节器调节后的输出电流，得出电流调节器的增益Gi要满足：
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其中，id*，iq*为给定值。
2.根据权利要求1所述的磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，其特征在于：所述用于抵消定位力的电磁推力为与LFSPM电机定位力幅值相等、相位相反的电磁推力。
3.根据权利要求2所述的磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，其特征在于：所述通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化不确定性因素引起的推力波动进行补偿的方法：在系统建立时，扰动观测器能将系统不确定性视为系统扰动，将实际输出与重构模型的输出的差值作为等同的干扰应用到重构模型，估计出这个等同的干扰并将估计值作为补偿信号应用到输入端。
4.根据权利要求3所述的磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，其特征在于：所述控制系统中对应的电磁推力的q轴电流附加的补偿电流iqc为：
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其中，λ＝2π/τp，τp为次级极，k为谐波次数，Ak和α6分别为定位力6次谐波分量的幅值和相角，x为动子齿轴线所在的位置。
5.根据权利要求4所述的磁通切换直线电机速度脉动抑制方法，其特征在于：所述通过扰动观测器对因摩擦力及参数变化不确定性因素引起的推力波动进行补偿的方法，包括以下步骤：
步骤一，根据测量噪声；控制对象模型；标称对象的模型；为速度环的给定输入信号；低通滤波器；系统的外部干扰；干扰的估计量，标称对象的传递函数；得出系统的输出为：
<mrow>
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</mrow>
其中，r为测量噪声；P(s)为控制对象模型；Gn(s)为标称对象的模型；u为速度环的给定输入信号；Q(s)为低通滤波器；FL为系统的外部干扰；为干扰的估计量，Pn为标称对象的传递函数；
步骤二，根据步骤一中的低通滤波器，以及低通滤波器对转矩内环的影响，同时保证相对阶应等于或者大于标称对象的传递函数的相对阶，建立三阶滤波器：
<mrow>
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通过选择不同的τ值，可得到Q(s)不同的截止频率。
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