CN104158777A - 联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法：将来自阵列天线的射频信号经过射频前端转换为模拟基带信号，现通过A/D转换为数字基带信号，将多个数字基带信号通过正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，并作用于接收信号矢量消除测距仪脉冲信号的干扰，进一步通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，用其对消除脉冲干扰后的信号矢量进行波束成型提取OFDM直射径信号；移除循环前缀后，通过FFT运算转换为频域信号，进一步通过4倍频域下采样，再通过信道估计信道特性，并通过均衡器进行信道均衡，再依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。本发明可有效克服测距仪脉冲及散射多径信号的干扰。

Description

联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法

技术领域

本发明涉及一种测距仪脉冲干扰抑制方法。特别是涉及一种联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法。

背景技术

为保障民航新一代空中交通管理系统安全、可靠、高效的运行，国际民航组织(ICAO)提出了两种地空数据链候选技术方案：L频段数字航空通信系统1(L-DACS1)与L频段数字航空通信系统2(L-DACS2)，其中，L-DACS1系统采用多载波正交频分复用(OFDM)传输方案，L-DACS2系统采用单载波高斯最小移频键控(GMSK)传输方案。相对于L-DACS2系统，L-DACS1系统具有更高的频谱效率、更高的传输容量、更适合频率选择性衰落信道传输的优点，因此L-DACS1系统获得民用航空界的广泛关注。与此同时，为解决民用航空甚高频通信频率资源匮乏的问题，2007年世界无线电大会(WRC)批准未来民航地空数据链系统部署在航空无线电导航频段，且以内嵌方式工作于测距仪(DME)频道间(DME系统的频道间隔为1MHz，L-DACS系统部署在相邻DME频道的中央，占用带宽0.5MHz)。由于测距仪信号频谱与L-DACS1系统的频谱存在部分交叠，且DME发射机以大功率、突发脉冲方式工作，因此不可避免出现DME发射的脉冲信号干扰L-DACS1系统OFDM接收机的问题。

文献M Schnell,S Brandes,S Gligorevic,Interference Mitigation for Broadband L-DACS,2008 Digital Avionics Systems Conference(DASC 2008),pp.1–12,St.Paul,MN,USA,October2008和文献S Brandes,M Schnell,Mitigation of Pulsed Interference in OFDM Based Systems,2008 International OFDM Workshop(InOWo 2008),pp.193–197,Hamburg,Germany,August2008首先建立给出测距仪脉冲干扰的信号模型，并仿真研究脉冲熄灭法对OFDM接收机链路差错性能的影响，仿真研究表明脉冲熄灭法可一定程度消除测距仪脉冲干扰，但脉冲熄灭会导致OFDM接收机产生子载波间干扰(ICI)；为应用脉冲熄灭法消除测距仪脉冲干扰,文献UEpple,M Schnell,German Aerospace Center(DLR),Overview of Interference Situation andMitigation Techniques for LDACS1,2011 IEEE/AIAA 30th Digital Avionics Systems Conference(DASC),pp:4C5-1-4C5-12,2011，提出两种测距仪脉冲干扰信号出现位置的检测方法，并仿真研究了所提出方法的检测性能；针对脉冲熄灭法产生OFDM接收机子载波间干扰问题，文献S Brandes,M Schnell,Compensation of the Impact of Interference Mitigation by PulseBlanking in OFDM Systems,2009 IEEE Global Telecommunications Conference(GLOBECOM2009),pp.1–6,Honolulu,USA,Nov.2009，提出了迭代ICI干扰重构并补偿的方法，并仿真研究ICI干扰补偿方法的性能，研究发现ICI干扰补偿方法的运算复杂度高；针对OFDM系统存在的非相关随机脉冲干扰，文献G Caire,T Y.Al-Naffouri,and A.Narayanan,Impulse noisecancellation in OFDM:an application of compressed sensing,IEEE Int.Symp.on Inform.Theory,Canada,Jul.2008，将压缩感知理论应用OFDM系统，提出基于凸优化的脉冲干扰消除方法；针对电力线通信系统存在的块稀疏非相关脉冲干扰，文献L Lampe.Bursty impulse noisedetection by compressed sensing,2011 IEEE International Symposium on Power LineCommunications and Its Applications(ISPLC),On page(s):29–34，给出块基于块稀疏压缩感知脉冲干扰消除方法。

OFDM接收机脉冲干扰消除的方法主要包括：脉冲熄灭方法、脉冲限幅方法、联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法、压缩感知脉冲干扰重构与消除方法，以下分别叙述这些技术的缺陷与不足。

脉冲熄灭方法的基本思想：接收机根据接收信号的幅值，首先确定脉冲干扰信号出现的位置，然后，将存在脉冲干扰的信号样值设置为零，以消除脉冲干扰的影响。在实际应用中，该方法时存在以下两个方面的问题：脉冲干扰信号出现的位置不易确定、脉冲熄灭后导致ICI干扰。在确定脉冲干扰信号出现的位置时，通常采用门限比较的方法，当接收信号幅值超过设定的门限时，接收机认为这些信号样值包含脉冲干扰，由于OFDM信号自身峰均比(PAPR)较高，且经过多径信道传播，接收机通常不易确定脉冲熄灭门限，这将导致接收机比特差错性能的损失。另一个方面，接收机采用脉冲熄灭后，使得接收信号产生子载波间干扰(ICI),子载波间干扰最终也将导致接收机比特差错性能的恶化。

脉冲限幅方法的基本思想：接收机根据接收信号确定OFDM信号的峰值幅度，然后将接收信号中超过OFDM信号峰值幅度的样值均设置为峰值幅度值，以降低脉冲干扰信号的影响。脉冲限幅方法也存在两个方面的问题：脉冲限幅值不易确定、脉冲限幅后信号仍残留脉冲干扰。由于OFDM信号自身峰均比(PAPR)较高，且经过多径信道传播，接收机通常不易确定脉冲限幅值，脉冲限幅值设置不合理将导致接收机比特差错性能的损失；此外，脉冲限幅方法并不能完全消除脉冲干扰，限幅后的信号仍包含部分脉冲干扰，这些残留的脉冲干扰将导致接收机比特差错性能的恶化。

联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法的基本思想：首先利用脉冲熄灭方法消除脉冲干扰，然后进一步重构子载波间干扰(ICI)，最后对脉冲熄灭产生的ICI干扰进行补偿，从而降低脉冲熄灭法产生ICI干扰的影响，提高链路传输的可靠性。该方法存在两个方面的问题，第一脉冲熄灭门限不易确定，第二迭代ICI干扰重构及补偿的运算复杂度较高。

针对OFDM系统存在的稀疏、非相关脉冲干扰，还可使用压缩感知重构并消除脉冲干扰，压缩感知方法的适用范围：脉冲干扰信号具有稀疏特性，脉冲干扰信号为非相关随机干扰。而在L频段数字航空通信系统1(L-DACS1)中，测距仪产生脉冲干扰为强相关脉冲干扰，因此压缩感知方法难于直接应用于OFDM系统测距仪脉冲干扰抑制。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种可有效克服测距仪脉冲及散射多径信号的干扰，提高L频段数字航空通信系统的链路传输可靠性的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，包括：将来自阵列天线的射频信号经过射频前端转换为模拟基带信号，模拟基带信号通过A/D转换为数字基带信号，将多个接收通道输出的数字基带信号通过正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，将投影矩阵作用于接收信号矢量消除测距仪脉冲信号的干扰，消除脉冲干扰后的信号矢量进一步通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，利用得到权值矢量对消除脉冲干扰后的信号矢量进行波束成型提取OFDM直射径信号；波束成型器输出的OFDM直射径信号在移除循环前缀后，通过FFT运算转换为频域信号，并进一步通过4倍频域下采样，下采样器输出的信号通过信道估计估计信道特性，并通过均衡器进行信道均衡，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。

在模拟基带信号转换为数字信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM信号的接收，接收机使用了过四倍采样。

所述的正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，包括：

假设接收信号使用均匀线阵，阵元通道数目为M，阵元间隔为λ/2，则阵列天线接收信号矢量x(n)表示为：

$x\left(n\right)=s\left(n\right)a_{\mathrm{\θ}}+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k+n\left(n\right)---\left(1\right)$

其中，n代表信号采样序号，s(n)代表OFDM信号，a_θ代表OFDM信号对应的导向矢量，w_k(n)代表第k个干扰信号，d_k代表第k个干扰信号对应的导向矢量，K代表干扰源的总数，n(n)代表信道输入的复高斯白噪声矢量；

将(1)式进一步表示为：

x(n)＝s(n)+w(n)+n(n)  (2)

其中，s(n)＝s(n)a_θ， $w\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k.$

阵列天线接收信号矢量x(n)的协方差矩阵定义为：

R_xx＝E{x(n)·x^H(n)}  (3)

考虑到OFDM信号、测距仪脉冲信号、噪声信号统计独立，则(3)式化简为：

R_xx＝R_s+R_w+R_n  (4)

其中，R_s代表OFDM信号的协方差矩阵；R_w代表干扰信号的协方差矩阵；R_n代表噪声信号的协方差矩阵；

由于测距仪脉冲信号的强度远大于OFDM信号及噪声信号，因此(4)式进一步化简为：

R_xx＝R_w+R_v  (5)

其中，R_v＝R_s+R_n；

对矩阵R_xx进行特征值分解得到：

$\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{xx}}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H\\ =\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H+\underset{i=K+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2{e}_i{e}_i^H\\ =\mathrm{U\Π}{U}^H\end{array}---\left(6\right)$

其中，代表协方差矩阵R_xx的非零特征值，e_i,i＝1,2...M代表R_xx的非零特征值对应的特征向量，代表R_xx的非零特征值构成的对角矩阵，U代表R_xx的特征值对应特征列向量构成的酉矩阵，满足UU^H＝I，定义K个脉冲干扰信号对应的特征值为λ_i，其中i＝1,2,..K，由于测距仪脉冲干扰信号强度远大于OFDM信号与噪声信号，因此λ_i的取值显著大于特征值所述的K个脉冲干扰信号对应的特征值λ_i称为主特征值，主特征值λ_i对应的特征向量张成干扰信号子空间，记为S_w＝span{e₁,e₂,...,e_K}，其中,e_i,i＝1,2...K代表协方差矩阵R_xx的K个主特征值λ_i对应的特征向量；

得到干扰信号子空间后，计算得到干扰信号的正交补空间投影矩阵：

$S_w^{\⊥}=I_{M\×M}-S_w{S_w}^H---\left(7\right)$

然后，将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰。

所述的将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰，包括：

将接收信号矢量x(n)向干扰信号的正交补空间投影得到：

$\begin{array}{c}y\left(n\right)=S_w^{\⊥}x\left(n\right)\\ =S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}w\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)\end{array}---\left(8\right)$

考虑到最后(8)式化简为：

$y\left(n\right)=S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)---\left(9\right)$

(9)式表明：通过将接收信号矢量向干扰信号正交补空间进行投影可消除信道输入的测距仪脉冲干扰。

所述的通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，包括：

首先引入以下参量，N_s代表一个OFDM符号的采样点数，N_g代表OFDM符号循环前缀的采样点数，N_u代表除循环前缀外符号的采样点数，且N_s＝N_u+N_g；

针对正交投影脉冲干扰消除后输出的信号矢量中，定义两个矢量z(j,i)与z(j,i+N_u)：

z(j,i)＝[z₁[(j-1)·N_s+i],...,z_m[(j-1)·N_s+i],...,z_M[(j-1)·N_s+i]]^T  (10)

z(j,i+N_u)＝[z₁[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_m[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_M[(j-1)N_s+N_u+i]]^T·e^j2πα  (11)

其中，z_m[(j-1)·N_s+i]其代表M个阵元通道中的第m个通道的第j个OFDM符号的第i个采样样值，其中，i＝1,...,N_g,j＝1,...,N,m＝1,...,M；z(j,i)代表所有M个阵元通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量；z(j,i+N_u)代表在修正接收信号多普勒频偏后所有M个通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量，其中，α代表接收信号的归一化多普勒频偏，α＝Δf/F_S；Δf代表接收信号多普勒频偏；F_S代表OFDM系统子载波间隔；

假设接收机已经完全建立符号定时同步，则接收机循环波束成型的目标：寻找最优权矢量ω使期望信号ω^Hz(j,i)与参考信号c^Hz(j,i+N_u)之间的相关值最大化，所述的相关值最大化的数学描述为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}^{H}z(j,i)z^H(j,i+N_u)c\right|}^2=\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\left(\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{R}(j,i)\right)c\right|}^2---\left(12\right)$

(12)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，i＝1,2,...,N_g,j＝1,...,N，N代表一帧中OFDM符号总数，进一步引入定义则(12)式进一步表示为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\mathrm{Rc}\right|}^2---\left(13\right)$

(13)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，c代表辅助矢量；(13)式进一步表示为在||ω||＝||c||＝1约束下，ω^HRcc^HR^Hω最大化的问题，对(13)式采用拉格朗日乘子法求微分并令等式为零可化简得到：

ω^HRc＝ξ_max  (14)

其中，ξ_max代表R最大奇异值，当最优权矢量ω和辅助矢量c取值为R的最大奇异值ξ_max对应的左右奇异值向量时,(13)式取最大值，最优权矢量ω是OFDM信号对应的导向矢量a_θ的直接估计，即ω∝a_θ。

所述的信道估计是采用频域LS估计和频域插值的方法获得。

本发明的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，可有效克服测距仪脉冲及散射多径信号的干扰，提高L频段数字航空通信系统的链路传输的可靠性。具有如下效果：

1、本方法不存在脉冲熄灭门限设置问题，不存在子载波间干扰(ICI)的问题，可直接利用接收信号矢量构造干扰信号正交补空间的投影矩阵进而作用于接收信号，从而有效抑制测距仪脉冲信号。

2、本方法不存在脉冲限幅门限设置问题，不存在残留脉冲干扰问题，具有更好的链路差错传输性能。

3、本方法不存在脉冲熄灭门限设置问题，也无需迭代重构ICI干扰，因此本发明的运算复杂度较低。

4、本方法不仅可消除随机脉冲干扰，同时巧妙利用OFDM循环前缀的对称特性有效提取出期望信号。本发明应用范围更广，且干扰抑制效果更好。

附图说明

图1是本发明联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法的构成框图；

图2a是OFDM发射信号功率谱图；

图2b是滤波后残留干扰信号功率谱图；

图2c是接收机接收信号功率谱图；

图2d是抑制脉冲干扰后的信号功率谱图；

图3是测距仪脉冲干扰抑制前后时域信号波形比较图(单个DME干扰，信干比＝-10dB，噪声功率＝0)；

图4是循环波束成型的波束图(400次蒙特卡罗试验)；

图5是系统差错性能曲线(QPSK调制)。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法做出详细说明。

为解决L频段数字航空通信系统1(L-DACS1)以内嵌方式部署在L频段而产生的测距仪强脉冲干扰L频段数字航空通信系统OFDM接收机的问题。本发明提出了的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，该方法利用航空器在航路飞行阶段，航空信道主要以直射信道、散射方式传播，且直射径与散射径电波入射角度扩展较大的特性，提出了联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，接收机首先通过信号正交投影方法消除高强度测距仪脉冲干扰，然后利用OFDM信号循环前缀的对称特性，使用循环波束成型方法提取OFDM直射径信号。利用本发明可有效克服测距仪脉冲及散射多径信号的干扰，提高L频段数字航空通信系统的链路传输的可靠性。

如图1所示，本发明的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，包括：将来自阵列天线的射频信号经过射频前端转换为模拟基带信号，模拟基带信号通过A/D转换为数字基带信号，在模拟基带信号转换为数字信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM(正交频分复)信号的接收，接收机使用了过四倍采样(L-DACS1接收机标准采样频率为625kHz，四倍过采样频率为2.5MHz)。将多个接收通道输出的数字基带信号通过正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，将投影矩阵作用于接收信号矢量消除测距仪脉冲信号的干扰，消除脉冲干扰后的信号矢量进一步通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，利用得到权值矢量对消除脉冲干扰后的信号矢量进行波束成型提取OFDM直射径信号；波束成型器输出的OFDM直射径信号在移除循环前缀后，通过FFT运算转换为频域信号，并进一步通过4倍频域下采样，下采样器输出的信号通过信道估计估计信道特性，并通过均衡器进行信道均衡，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。所述的信道估计是采用频域LS估计和频域插值的方法获得。和常规OFDM接收方法相比，本专利提出的接收方案主要体现以下两个方面：信号正交投影脉冲干扰抑制及循环波束成型OFDM直射径信号提取。

所述的正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，在信号正交投影器中，利用阵列天线输出信号矢量计算接收信号矢量的协方差矩阵，对接收信号矢量的协方差矩阵进行特征值分解后，确定大特征值的个数并确定大特征值对应的特征向量，随后利用大特征值对应的特征向量张成干扰信号子空间，由该干扰子空间构造出正交补空间的投影矩阵，将该矩阵作用于接收信号矢量即可消除测距仪脉冲干扰。具体包括：

假设接收信号使用均匀线阵，阵元通道数目为M，阵元间隔为λ/2，则阵列天线接收信号矢量x(n)表示为：

$x\left(n\right)=s\left(n\right)a_{\mathrm{\θ}}+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k+n\left(n\right)---\left(1\right)$

其中，n代表信号采样序号，s(n)代表OFDM信号，a_θ代表OFDM信号对应的导向矢量，w_k(n)代表第k个干扰信号，d_k代表第k个干扰信号对应的导向矢量，K代表干扰源的总数，n(n)代表信道输入的复高斯白噪声矢量；

将(1)式进一步表示为：

x(n)＝s(n)+w(n)+n(n)  (2)

其中，s(n)＝s(n)a_θ， $w\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k.$

阵列天线接收信号矢量x(n)的协方差矩阵定义为：

R_xx＝E{x(n)·x^H(n)}  (3)

考虑到OFDM信号、测距仪脉冲信号、噪声信号统计独立，则(3)式化简为：

R_xx＝R_s+R_w+R_n  (4)

其中，R_s代表OFDM信号的协方差矩阵；R_w代表干扰信号的协方差矩阵；R_n代表噪声信号的协方差矩阵；

在本研究问题中，由于测距仪脉冲信号的强度远大于OFDM信号及噪声信号，因此(4)式进一步化简为：

R_xx＝R_w+R_v  (5)

其中，R_v＝R_s+R_n；

对矩阵R_xx进行特征值分解得到：

$\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{xx}}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H\\ =\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H+\underset{i=K+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2{e}_i{e}_i^H\\ =\mathrm{U\Π}{U}^H\end{array}---\left(6\right)$

其中，代表协方差矩阵R_xx的非零特征值，e_i,i＝1,2...M代表R_xx的非零特征值对应的特征向量，代表R_xx的非零特征值构成的对角矩阵，U代表R_xx的特征值对应特征列向量构成的酉矩阵，满足UU^H＝I，定义K个脉冲干扰信号对应的特征值为λ_i，其中i＝1,2,..K，由于测距仪脉冲干扰信号强度远大于OFDM信号与噪声信号，因此λ_i的取值显著大于特征值所述的K个脉冲干扰信号对应的特征值λ_i称为主特征值，主特征值λ_i对应的特征向量张成干扰信号子空间，记为S_w＝span{e₁,e₂,...,e_K}，其中,e_i,i＝1,2...K代表协方差矩阵R_xx的K个主特征值λ_i对应的特征向量；

得到干扰信号子空间后，计算得到干扰信号的正交补空间投影矩阵：

$S_w^{\⊥}=I_{M\×M}-S_w{S_w}^H---\left(7\right)$

然后，将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰。

所述的将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰，包括：

将接收信号矢量x(n)向干扰信号的正交补空间投影得到：

$\begin{array}{c}y\left(n\right)=S_w^{\⊥}x\left(n\right)\\ =S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}w\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)\end{array}---\left(8\right)$

考虑到最后(8)式化简为：

$y\left(n\right)=S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)---\left(9\right)$

(9)式表明：通过将接收信号矢量向干扰信号正交补空间进行投影可消除信道输入的测距仪脉冲干扰。

所述的通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，在循环波束成型器中，利用OFDM信号循环前缀的对称特性，以期望信号与参考信号相关值最大化为目标函数寻找最优权矢量。同时，以OFDM信号循环前缀信号矢量跟自身频移信号矢量构造循环相关矩阵。最优权矢量最终确定为循环相关矩阵的最大奇异值对应的左奇异值矢量，将该矢量作用于已消除测距仪脉冲干扰的信号矢量并进一步通过循环波束成型的方法提取出OFDM直射径信号。具体包括：

为方便叙述OFDM接收机循环波束成型方法的工作原理，首先引入以下参量，N_s代表一个OFDM符号的采样点数，N_g代表OFDM符号循环前缀的采样点数，N_u代表除循环前缀外符号的采样点数，且N_s＝N_u+N_g；

针对正交投影脉冲干扰消除后输出的信号矢量中，定义两个矢量z(j,i)与z(j,i+N_u)：

z(j,i)＝[z₁[(j-1)·N_s+i],...,z_m[(j-1)·N_s+i],...,z_M[(j-1)·N_s+i]]^T  (10)

z(j,i+N_u)＝[z₁[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_m[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_M[(j-1)N_s+N_u+i]]^T·e^j2πα  (11)

其中，z_m[(j-1)·N_s+i]其代表M个阵元通道中的第m个通道的第j个OFDM符号的第i个采样样值，其中，i＝1,...,N_g,j＝1,...,N,m＝1,...,M；z(j,i)代表所有M个阵元通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量；z(j,i+N_u)代表在修正接收信号多普勒频偏后所有M个通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量，其中，α代表接收信号的归一化多普勒频偏，α＝Δf/F_S；Δf代表接收信号多普勒频偏；F_S代表OFDM系统子载波间隔；

假设接收机已经完全建立符号定时同步，则接收机循环波束成型的目标：寻找最优权矢量ω使期望信号ω^Hz(j,i)与参考信号c^Hz(j,i+N_u)之间的相关值最大化，所述的相关值最大化的数学描述为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}^{H}z(j,i)z^H(j,i+N_u)c\right|}^2=\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\left(\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{R}(j,i)\right)c\right|}^2---\left(12\right)$

(12)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，i＝1,2,...,N_g,j＝1,...,N，N代表一帧中OFDM符号总数，进一步引入定义则(12)式进一步表示为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\mathrm{Rc}\right|}^2---\left(13\right)$

(13)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，c代表辅助矢量；(13)式进一步表示为在||ω||＝||c||＝1约束下，ω^HRcc^HR^Hω最大化的问题，对(13)式采用拉格朗日乘子法求微分并令等式为零可化简得到：

ω^HRc＝ξ_max  (14)

其中，ξ_max代表R最大奇异值，当最优权矢量ω和辅助矢量c取值为R的最大奇异值ξ_max对应的左右奇异值向量时,(13)式取最大值，最优权矢量ω是OFDM信号对应的导向矢量a_θ的直接估计，即ω∝a_θ。

利用得到权值矢量对消除脉冲干扰后的信号矢量进行波束成型，即可提取OFDM直射径信号。

循环波束成型器输出的信号由循环前缀移除器移除循环前缀后，通过FFT变换器转换为频域信号，并进一步通过4倍频域下采样，下采样器输出的信号送入信道估计器，信道估计器通过频域LS估计和频域插值算法估计信道特性，进而由信道均衡器通过迫零均衡算法对信道均衡处理，均衡器输出的信号送入信号解调器解调输出，又通过解交织器完成解交织处理，最后由信道译码器恢复出原始发送信息比特的估计值。

下面结合附图说明本发明联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法的效果。

图2a、图2b、图2c、图2d显示给出了脉冲干扰抑制前后信号功率谱的比较曲线。每个图的横坐标代表频率(MHz),纵坐标代表信号功率(dBw)。其中，图2a显示OFDM发射信号的功率谱(发射信号功率为1)，由图2a可观测到：OFDM信号主要频率分量位于-250KHz～+250KHz，OFDM通频带内信号功率谱取值为-30dBw。图2b显示测距仪脉冲信号经等效抗混叠滤波器后残留干扰信号的功率谱(测距仪信号载波偏置500KHz,信干比SIR＝-10dB)，由图2b可观测到：经过接收机抗混叠滤波器后残留干扰信号的主要频率成分位于+250KHz左右，且残留干扰信号仍具有较强的信号功率。图2c显示给出接收机接收信号的功率谱(第1接收通道，测距仪载波偏置+500KHz，SIR＝-10dB，噪声功率为0)，由图2c可观测到：在-250KHz～+150KHz频率范围内，OFDM信号功率谱取值为-30dBw，而在+150KHz～+250KHz频带范围内明显可观测到残留的脉冲干扰信号的频率分量，且干扰信号最高强度取值为-10dBw。图2d显示给出脉冲干扰抑制后信号的功率谱(第1输出通道)，由图2d可观测到：在-250KHz～+250KHz的频率范围内，OFDM信号功率谱取值为-30dBw,而在150KHz～250KHz频率范围内观测不到测距仪脉冲干扰信号分量。图2a～图2d比较表明：正交投影方法可显著抑制测距仪脉冲干扰。

图3显示给出正交投影算法抑制测距仪干扰前后时域波形比较，图中横坐标代表时间，纵坐标表示信号幅值(实部)，图3中标有“-.-”的曲线代表脉冲干扰抑前时域信号波形(第1输入通道)，标有“—”的曲线代表脉冲干扰抑制后时域信号波形(第1输出通道)。曲线比较表明：利用阵列天线正交投影方法可显著抑制测距仪脉冲干扰。

图4显示给出了阵列天线循环波束成型算法的波束图，图4横坐标代表信号的到达角(度)，纵坐标表示归一化的波束增益(dB)。仿真试验中，OFDM信号直射径来向20度，散射路径来向80度，信噪比为6dB，DME干扰信号来向60度，信干比为-20dB，DME载波偏置为500KHz。图4可观测到：(1)阵列天线的主波束指向OFDM直射路径方向；(2)阵列天线在测距仪脉冲信号来向方向60度形成较深零陷，信号衰减达到-45dB；(3)多次仿真显示阵列天线波束成型后主瓣突出，零陷方向稳定。

图5显示给出L-DACS1系统的比特差错性能曲线，图5中横坐标代表信噪比，纵坐标表示比特差错概率。图5中标有“▲”的曲线代表无DME干扰时系统的比特差错性能曲线；标有“■”曲线代表存在单个DME干扰时的比特差错性能曲线(DME载波偏置500KHz，信干比SIR＝-3dB)；标有“●”的曲线代表存在两个DME干扰时的比特差错性能曲线(DME载波偏置分别为500KHz与-500KHz，SIR1＝-10dB，SIR2＝-5dB)。曲线比较表明：(1)存在单个测距仪脉冲干扰时，本发明提出的方法可完成消除测距仪脉冲干扰，系统的比特差错性能与不存在测距仪脉冲干扰时系统的比特差错性能曲线基本相同；(2)当系统存在两个测距仪脉冲干扰时，所提出的方法仍可获得满意的比特差错性能。

Claims (6)

1.一种联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，包括：将来自阵列天线的射频信号经过射频前端转换为模拟基带信号，模拟基带信号通过A/D转换为数字基带信号，将多个接收通道输出的数字基带信号通过正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，将投影矩阵作用于接收信号矢量消除测距仪脉冲信号的干扰，消除脉冲干扰后的信号矢量进一步通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，利用得到权值矢量对消除脉冲干扰后的信号矢量进行波束成型提取OFDM直射径信号；波束成型器输出的OFDM直射径信号在移除循环前缀后，通过FFT运算转换为频域信号，并进一步通过4倍频域下采样，下采样器输出的信号通过信道估计估计信道特性，并通过均衡器进行信道均衡，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。

2.根据权利要求1所述的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，在模拟基带信号转换为数字信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM信号的接收，接收机使用了过四倍采样。

3.根据权利要求1所述的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的正交投影算法计算得到干扰信号正交补空间的投影矩阵，包括：

假设接收信号使用均匀线阵，阵元通道数目为M，阵元间隔为λ/2，则阵列天线接收信号矢量x(n)表示为：

$x\left(n\right)=s\left(n\right)a_{\mathrm{\θ}}+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k+n\left(n\right)---\left(1\right)$

其中，n代表信号采样序号，s(n)代表OFDM信号，a_θ代表OFDM信号对应的导向矢量，w_k(n)代表第k个干扰信号，d_k代表第k个干扰信号对应的导向矢量，K代表干扰源的总数，n(n)代表信道输入的复高斯白噪声矢量；

将(1)式进一步表示为：

x(n)＝s(n)+w(n)+n(n)  (2)

其中，s(n)＝s(n)a_θ， $w\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)d_k.$

阵列天线接收信号矢量x(n)的协方差矩阵定义为：

R_xx＝E{x(n)·x^H(n)}  (3)

考虑到OFDM信号、测距仪脉冲信号、噪声信号统计独立，则(3)式化简为：

R_xx＝R_s+R_w+R_n  (4)

其中，R_s代表OFDM信号的协方差矩阵；R_w代表干扰信号的协方差矩阵；R_n代表噪声信号的协方差矩阵；

由于测距仪脉冲信号的强度远大于OFDM信号及噪声信号，因此(4)式进一步化简为：

R_xx＝R_w+R_v  (5)

其中，R_v＝R_s+R_n；

对矩阵R_xx进行特征值分解得到：

$\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{xx}}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H\\ =\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i{e}_i{e}_i^H+\underset{i=K+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2{e}_i{e}_i^H\\ =\mathrm{U\Π}{U}^H\end{array}---\left(6\right)$

其中，代表协方差矩阵R_xx的非零特征值，e_i,i＝1,2...M代表R_xx的非零特征值对应的特征向量，代表R_xx的非零特征值构成的对角矩阵，U代表R_xx的特征值对应特征列向量构成的酉矩阵，满足UU^H＝I，定义K个脉冲干扰信号对应的特征值为λ_i，其中i＝1,2,..K，由于测距仪脉冲干扰信号强度远大于OFDM信号与噪声信号，因此λ_i的取值显著大于特征值所述的K个脉冲干扰信号对应的特征值λ_i称为主特征值，主特征值λ_i对应的特征向量张成干扰信号子空间，记为S_w＝span{e₁,e₂,...,e_K}，其中,e_i,i＝1,2...K代表协方差矩阵R_xx的K个主特征值λ_i对应的特征向量；

得到干扰信号子空间后，计算得到干扰信号的正交补空间投影矩阵：

$S_w^{\⊥}=I_{M\×M}-S_w{S_w}^H---\left(7\right)$

然后，将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰。

4.根据权利要求1或3所述的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的将投影矩阵作用于接收信号矢量以消除测距仪脉冲信号的干扰，包括：

将接收信号矢量x(n)向干扰信号的正交补空间投影得到：

$\begin{array}{c}y\left(n\right)=S_w^{\⊥}x\left(n\right)\\ =S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}w\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)\end{array}---\left(8\right)$

考虑到最后(8)式化简为：

$y\left(n\right)=S_w^{\⊥}s\left(n\right)+S_w^{\⊥}n\left(n\right)---\left(9\right)$

(9)式表明：通过将接收信号矢量向干扰信号正交补空间进行投影可消除信道输入的测距仪脉冲干扰。

5.根据权利要求1所述的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的通过循环波束成型方法获取阵列天线的波束成型权值矢量，包括：

首先引入以下参量，N_s代表一个OFDM符号的采样点数，N_g代表OFDM符号循环前缀的采样点数，N_u代表除循环前缀外符号的采样点数，且N_s＝N_u+N_g；

针对正交投影脉冲干扰消除后输出的信号矢量中，定义两个矢量z(j,i)与z(j,i+N_u)：

z(j,i)＝[z₁[(j-1)·N_s+i],...,z_m[(j-1)·N_s+i],...,z_M[(j-1)·N_s+i]]^T  (10)

z(j,i+N_u)＝[z₁[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_m[(j-1)N_s+N_u+i],...,z_M[(j-1)N_s+N_u+i]]^T·e^j2πα  (11)

其中，z_m[(j-1)·N_s+i]其代表M个阵元通道中的第m个通道的第j个OFDM符号的第i个采样样值，其中，i＝1,...,N_g,j＝1,...,N,m＝1,...,M；z(j,i)代表所有M个阵元通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量；z(j,i+N_u)代表在修正接收信号多普勒频偏后所有M个通道的第j个OFDM符号的第i个采样值构成的信号矢量，其中，α代表接收信号的归一化多普勒频偏，α＝Δf/F_S；Δf代表接收信号多普勒频偏；F_S代表OFDM系统子载波间隔；

假设接收机已经完全建立符号定时同步，则接收机循环波束成型的目标：寻找最优权矢量ω使期望信号ω^Hz(j,i)与参考信号c^Hz(j,i+N_u)之间的相关值最大化，所述的相关值最大化的数学描述为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}^{H}z(j,i)z^H(j,i+N_u)c\right|}^2=\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\left(\frac{1}{N\·N_g}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{N_g}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{R}(j,i)\right)c\right|}^2---\left(12\right)$

(12)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，i＝1,2,...,N_g,j＝1,...,N，N代表一帧中OFDM符号总数，进一步引入定义则(12)式进一步表示为：

$\underset{\mathrm{\ω},c}{\max }{\left|{\mathrm{\ω}}^H\mathrm{Rc}\right|}^2---\left(13\right)$

(13)式中的ω和c满足ω^Hω＝c^Hc＝1

其中，c代表辅助矢量；(13)式进一步表示为在||ω||＝||c||＝1约束下，ω^HRcc^HR^Hω最大化的问题，对(13)式采用拉格朗日乘子法求微分并令等式为零可化简得到：

ω^HRc＝ξ_max  (14)

其中，ξ_max代表R最大奇异值，当最优权矢量ω和辅助矢量c取值为R的最大奇异值ξ_max对应的左右奇异值向量时,(13)式取最大值，最优权矢量ω是OFDM信号对应的导向矢量a_θ的直接估计，即ω∝a_θ。

6.根据权利要求1所述的联合正交投影与循环波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的信道估计是采用频域LS估计和频域插值的方法获得。