CN103414677B - 联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法 - Google Patents

Abstract

一种联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，在发射机中，信源输出的比特序列通过编码器进行信道编码处理；在接收机中，解调器输出比特序列通过译码器进行信道译码处理；在发射机中，信道编码器输出比特序列通过调制器进行调制处理；在接收机中，符号提取输出信号通过解调器进行解调处理；在发射机中，调制器输出的调制符号分组插入空符号；在接收机中，利用空符号提取脉冲干扰信息，并利用期望最大化方法重构脉冲干扰信号；在接收机，解交织输出信号使用期望最大化重构脉冲干扰信号，然后送入脉冲干扰消除电路以消除脉冲干扰信号；在接收机中，脉冲干扰消除后的信号通过逆正交变换处理。本发明不仅可消除非相关随机脉冲干扰，也可消除强相关脉冲干扰。

Description

联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法

技术领域

本发明涉及一种民航空中交通管理系统的数据传输方法。特别是涉及一种联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法。

背景技术

民航宽带航空数据链用于提供航空器与地面基站间高速话音及数据通信服务，宽带航空数据链是民航航空电信网的重要组成部分，是民航未来空中交通管理系统的重要基础设施之一。为实现民用航空器与地面基站间高速、高效的数据传输，并克服空地链路高速数据通信带来的频率选择性衰落，提高空地链路传输的可靠性，国际民航组织(ICAO)建议宽带航空数据链系统采用基于OFDM（正交频分复用）的多载波传输方案；与此同时，为解决宽带航空数据链频率资源匮乏的问题，2007年世界无线电大会批准宽带航空数据链部署于航空无线电导航频段，且以内嵌方式工作在测距仪频道间，由于测距仪信号频谱与宽带航空数据链频谱存在部分重叠，且测距仪发射机以突发脉冲方式工作，因此不可避免出现测距仪发射的脉冲信号干扰宽带航空数据链OFDM接收机的问题。

在文献M.Schnell,S.Brandes,S.Gligorevic,“InterferenceMitigationforBroadbandL-DACS”,2008DigitalAvionicsSystemsConference(DASC2008),pp.1–12,St.Paul,MN,USA,October2008.中和，文献S.Brandes,M.Schnell,“MitigationofPulsedInterferenceinOFDMBasedSystems”,2008InternationalOFDMWorkshop(InOWo2008),pp.193–197,Hamburg,Germany,August2008中，首先建立给出测距仪脉冲干扰的信号模型，并仿真研究脉冲熄灭法对OFDM接收机链路差错性能的影响，仿真研究表明脉冲熄灭法可一定程度消除测距仪脉冲干扰，但脉冲熄灭法会导致接收信号产生子载波间的干扰(ICI)。

为应用脉冲熄灭法消除测距仪脉冲干扰,文献UlrichEpple,MichaelSchnell,GermanAerospaceCenter(DLR),OverviewofInterferenceSituationandMitigationTechniquesforLDACS1,2011IEEE/AIAA30thDigitalAvionicsSystemsConference(DASC),pp:4C5-1-4C5-12,2011提出两种测距仪脉冲干扰位置的检测方法，并仿真研究了所提出方法的检测性能。

为解决脉冲熄灭法产生子载波间干扰问题，文献S.Brandes,M.Schnell,CompensationoftheImpactofInterferenceMitigationbyPulseBlankinginOFDMSystems,2009IEEEGlobalTelecommunicationsConference(GLOBECOM2009),pp.1–6,Honolulu,USA,Nov.2009提出了迭代ICI干扰重构并补偿的方法，并仿真研究ICI干扰补偿方法对链路差错性能的影响，研究表明ICI干扰补偿方法可一定程度改善链路传输的可靠性，但ICI干扰补偿方法的运算复杂度较高。

针对OFDM系统存在的随机脉冲干扰，文献G.Caire,T.Y.Al-Naffouri,andA.Narayanan,“ImpulsenoisecancellationinOFDM:anapplicationofcompressedsensing,”IEEEInt.Symp.onInform.Theory,Canada,Jul.2008将压缩感知理论应用OFDM接收机，基于凸优化理论提出脉冲重构与脉冲干扰消除方法；

针对电力线通信系统存在的块稀疏非相关脉冲干扰，文献L.Lampe."Burstyimpulsenoisedetectionbycompressedsensing",PowerLineCommunicationsandItsApplications(ISPLC),2011IEEEInternationalSymposiumon,Onpage(s):29–34给出块基于块稀疏压缩感知脉冲干扰消除方法。

OFDM接收机脉冲干扰消除方法主要包括：脉冲熄灭方法、脉冲限幅方法、联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法、压缩感知脉冲干扰重构与消除方法，以下分别叙述这些技术的缺陷与不足。

脉冲熄灭方法的基本思想：接收机根据接收信号的幅值，首先确定脉冲干扰出现的位置，然后，将存在脉冲干扰的信号样值设置为零，以消除脉冲干扰的影响。在实际应用中，该方法时存在以下两个方面的问题：脉冲干扰位置不易确定、脉冲熄灭后导致ICI干扰。在确定脉冲干扰位置时，通常采用门限比较的方法，当接收信号幅值超过设定的门限时，接收机认为这些信号样值包含脉冲干扰，由于OFDM信号自身峰均比（PAPR）较高，且经过多径信道传播，接收机通常不易确定脉冲熄灭门限，这将导致接收机比特差错性能的损失。另一个方面，接收机采用脉冲熄灭后，使得接收信号产生子载波间干扰（ICI）,子载波间干扰最终也将导致接收机比特差错性能的恶化。

脉冲限幅方法的基本思想：接收机根据接收信号确定OFDM信号的峰值幅度，然后将接收信号中超过峰值幅度的信号样值均设置为峰值幅度值，以降低脉冲干扰信号的影响。脉冲限幅方法也存在两个方面的问题：脉冲限幅值不易确定、脉冲限幅后信号仍残留脉冲干扰。由于OFDM信号自身峰均比(PAPR)较高，且经过多径信道传播，接收机通常不易确定脉冲限幅值，脉冲限幅值设置不合理将导致接收机比特差错性能的损失；此外，脉冲限幅方法并不能完全消除脉冲干扰，限幅后的信号仍包含部分脉冲干扰，这些残留的脉冲干扰将导致接收机比特差错性能的恶化。

联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法的基本思想：首先利用脉冲熄灭方法消除脉冲干扰，然后进一步重构子载波间干扰（ICI），最后对脉冲熄灭产生的ICI干扰进行补偿，从而降低脉冲熄灭法产生ICI干扰的影响，提高链路传输的可靠性。该方法存在以下两个方面的问题，第一，脉冲熄灭门限不易确定；第二，迭代ICI干扰重构及补偿的运算复杂度较高。

压缩感知脉冲重构与消除的基本的思想：利用脉冲信号在时域呈现稀疏的特性，基于压缩感知方法重构脉冲干扰，然后进一步消除脉冲干扰，压缩感知脉冲重构与消除方法的适用范围：脉冲信号具有稀疏特性，脉冲信号为非相关随机干扰。而在宽带航空数据链系统中，测距仪产生脉冲干扰为强相关脉冲干扰，因此压缩感知方法不能直接应用于OFDM系统测距仪脉冲干扰的重构与消除。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种可直接重构强相关或非相关脉冲干扰，并通过脉冲干扰消除克服脉冲干扰的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法。

本发明所采用的技术方案是：一种联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，包括发射机单元和接收机单元，在发射机中，信源输出的比特序列通过编码器进行信道编码处理；在接收机中，解调器输出比特序列通过译码器进行信道译码处理；在发射机中，信道编码器输出比特序列通过调制器进行调制处理；在接收机中，符号提取输出信号通过解调器进行解调处理；在发射机中，调制器输出的调制符号分组插入空符号；在接收机中，利用空符号提取脉冲干扰信息，并利用期望最大化方法重构脉冲干扰信号；在接收机，解交织输出信号使用期望最大化重构脉冲干扰信号，然后送入脉冲干扰消除电路以消除脉冲干扰信号；在接收机中，脉冲干扰消除后的信号通过逆正交变换处理。

在发射机单元完成如下步骤：

1）对用户终端产生的比特序列依次进行信道编码和调制；

2）对调制后的符号进行分组，并插入空符号；

3）对插入空符号后的信号矢量进行正交变换；

4）对正交变换输出信号矢量进行随机信号交织；

5）对交织后得到的信号依次进行导频插入、逆快速傅里叶变换和插入循环前缀后，通过D/A转换模拟基带信号，模拟基带信号通过射频单元转换为射频信号，最后通过发射天线送入信道。

在接收机单元完成如下步骤：

6）将来自接收天线的射频信号，依次进行经射频前端及A/D处理将射频信号转换为数字基带信号，数字基带信号在移除循环前缀后，通过快速傅里叶变换将数字基带信号转换为频域接收信号；

7）通过信道估计获得信道频域传输矩阵，并根据信道频域传输矩阵对频域接收信号进行信道均衡；

8）对均衡后的信号进行解交织；

9）对解交织后的信号进行脉冲重构，并将重构出的脉冲干扰部分消除；

10）对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换；

11）将逆正交变换后的信号删除空符号；

12）将删除空符号后的矢量送入解调器进行解调，解调后比特序列送入信道译码器得到发送比特序列的估计值。

步骤2）所述的对调制后的符号进行分组，并插入空符号是：

对以长度M×K为单元的调制符号进行分组，其中，M代表每符号分组包含调制符号数，K代表调制符号分组总数，第k个调制符号分组记为x_k=[x_k,1,x_k,2,...,x_k,M]^T；在调制符号的分组符号x_k中插入N个空符号，插入空符号后的信号矢量表示为：

z_k=Ω·x_k

其中，z_k=[z_k,1,z_k,2,...,z_k,L]^T，Ω代表L×M的空符号插入矩阵。

步骤3）所述的正交变换是采用离散傅里叶变换，将信号矢量z_k经正交变换处理为Z_k=[Z_k,1,Z_k,2,...,Z_k,L]^T：

Z_k=Φ·z_k

其中，Φ为L×L的正交变换矩阵，且Φ^H·Φ=I。

步骤4）所述的随机信号交织是将正交变换输出所有信号矢量{Z_k,k=1,...,K}同时送入深度为K×L的交织器进行随机信号交织，得到信号矢量为：

[Y₁,...,Y_k,...,Y_K]=Π(Z₁,...,Z_k,...Z_K)

其中，Y_k=[Y_k,1,Y_k,2,...,Y_k,L]^T代表交织器输出的第k个信号矢量，Π(·)代表信号交织器。

步骤8）所述的解交织是将均衡器输出的所有信号矢量同时送入信号解交织器，解交织器输出信号矢量表示为：

$[{\tilde{Z}}_1,...,{\tilde{Z}}_k,...,{\tilde{Z}}_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{Y}}_1,...,{\tilde{Y}}_k,...{\tilde{Y}}_K)$

其中，代表解交织后信号矢量，Π^-1(·)代表解交织器。均衡后信号矢量进一步表示为：

${\tilde{Z}}_k=Z_k+I_k+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K$

其中， $[I_1,...,I_k,...,I_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{E}}_1,...,{\tilde{E}}_k,...,{\tilde{E}}_K),$ 可观测到经信号解交织处理后信号矢量中的相关高斯脉冲干扰转换为非相关随机脉冲干扰I_k； $[M_1,...,M_k,...,M_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{N}}_1,...,{\tilde{N}}_k,...{,\tilde{N}}_K)$ 代表解交织后噪声信号矢量。

步骤9）所述的对解交织后的信号进行脉冲重构，并将重构出的脉冲干扰部分消除，是利用EM算法从观测信号矢量重构得到脉冲信号I_k的估计值随后通过脉冲干扰消除得到：

${\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k={\tilde{Z}}_k-{\hat{I}}_k$

$=Z_k+(I_k-{\hat{I}}_k)+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K$

假设接收机可精确重构脉冲干扰信号，即上式进一步表示为：

${\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k=Z_k+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K.$

步骤10）所述的对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换，是将信号矢量通过逆正交变换得到：

${\tilde{z}}_k={\mathrm{\Φ}}^H\·{\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k$

其中，Φ^H代表接收机逆正交变换矩阵。

步骤11）所述的将逆正交变换后的信号删除空符号，是将信号矢量中的空符号删除得到

${\tilde{x}}_k={\mathrm{\Ω}}^{-1}\·{\tilde{z}}_k$

其中，Ω^-1代表M×L的非空符号提取矩阵。

本发明的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，与脉冲熄灭脉冲干扰抑制方法相比，本方法不存在脉冲熄灭门限的设置问题，不存在子载波间干扰（ICI）的问题，本发明可直接重构强相关或非相关脉冲干扰，并通过脉冲干扰消除克服脉冲干扰。与脉冲限幅方法脉冲抑制方法相比，本传输方法不存在脉冲限幅门限的设置问题，不存在残留脉冲干扰问题，本发明具有更好的链路差错传输性能。与联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法相比，本发明不存在脉冲熄灭门限的设置问题，也无需迭代重构ICI干扰，因此本发明的运算复杂度较低。与压缩感知脉冲干扰消除方法相比，本发明不仅可消除非相关随机脉冲干扰，也可消除强相关脉冲干扰，本发明应用范围更广。

附图说明

图1是联合正交变换与信号交织的OFDM发射机原理框图；

图2是联合正交变换与信号交织的OFDM接收机原理框图；

图3a是接收时域信号波形图；

图3b是接收频域信号波形图；

图4a是接收机均衡后输出信号波形图；

图4b是均衡器输出信号通过解交织后的信号波形图；

图5a是解交织输出信号波形图；

图5b是使用迭代EM算法重构得到脉冲干扰信号波形图；

图6是多径信道链路比特差错性能曲线图；

图7是多径信道链路比特差错性能曲线图；

图8是多径信道链路比特差错性能曲线图；

图9是多径信道链路比特差错性能曲线图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法做出详细说明。

如图1、图2所示，本发明的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，包括发射机单元和接收机单元，该方法的整体构成是：包括发射机单元和接收机单元：

在发射机中，信源输出的比特序列通过编码器进行信道编码处理；在接收机中，解调器输出比特序列通过译码器进行信道译码处理；在发射机中，信道编码器输出比特序列通过调制器进行调制处理；在接收机中，符号提取输出信号通过解调器进行解调处理；

在发射机中，调制器输出的调制符号分组插入空符号；在接收机中，利用空符号提取脉冲干扰信息，并利用EM（期望最大化）方法重构脉冲干扰信号；在接收机，解交织输出信号使用EM方法重构脉冲干扰信号，然后送入脉冲干扰消除电路以消除脉冲干扰信号；在接收机中，脉冲干扰消除后的信号通过逆正交变换处理。

一、如图1所示，在发射机单元完成如下步骤：

1）对用户终端产生的比特序列依次进行信道编码和调制，信源产生的比特序列首先送入信道编码器进行编码，然后将编码器输出码字比特送入调制器进行调制；

2）对调制后的符号进行分组，并插入空符号：

调制器对以长度M×K为单元的调制符号进行分组，其中，M代表每符号分组包含调制符号数，K代表调制符号分组总数，第k个调制符号分组记为x_k=[x_k,1,x_k,2,...,x_k,M]^T；为方便接收机脉冲干扰信号的重构与消除，在调制符号的分组符号x_k中插入N个空符号，插入空符号后的信号矢量表示为：

z_k=Ω·x_k（3）

其中，z_k=[z_k,1,z_k,2,...,z_k,L]^T，Ω代表L×M的空符号插入矩阵，如果希望z_k的第l分量为空符号，则Ω矩阵的第l行全部元素取值为0；为方便叙述，针对z_k矢量引入空符号位置集合I来代表z_k矢量中空符号的位置，即I≡{l:z_k,l=0}，插入空符号后z_k信号矢量的长度为L=M+N。

3）对插入空符号后的信号矢量进行正交变换，即将信号矢量z_k进一步送入正交变换单元进行正交变换处理，其中常见的正交变换可采用DFT变换。

所述的正交变换是采用离散傅里叶变换（DFT），将信号矢量z_k经正交变换处理为Z_k=[Z_k,1,Z_k,2,...,Z_k,L]^T：

Z_k=Φ·z_k（4）

其中，Φ为L×L的正交变换矩阵，且Φ^H·Φ=I。

4）对正交变换输出信号矢量进行随机信号交织；

所述的随机信号交织是将正交变换输出所有信号矢量{Z_k,k=1,...,K}同时送入深度为K×L的交织器进行随机信号交织，得到信号矢量为：

[Y₁,...,Y_k,...,Y_K]=Π(Z₁,...,Z_k,...Z_K)（5）

其中，Y_k=[Y_k,1,Y_k,2,...,Y_k,L]^T代表交织器输出的第k个信号矢量，Π(·)代表信号交织器。

5）对交织后得到的信号依次进行导频插入、逆快速傅里叶变换和插入循环前缀后，通过D/A转换模拟基带信号，模拟基带信号通过射频单元转换为射频信号，最后通过发射天线送入信道。即Y_k信号矢量进一步映射到OFDM发射机的L个数据子信道，同时发射机在导频子信道插入P个导频信号后通过W=L+P点IFFT变换，IFFT变换后的信号矢量在插入循环前缀后，通过D/A转换模拟基带信号，模拟基带信号通过射频单元转换为射频信号，最后通过发射天线送入信道。

二、如图2所示，在接收机单元完成如下步骤：

6）将来自接收天线的射频信号，依次进行经射频前端及A/D处理将射频信号转换为数字基带信号，数字基带信号在移除循环前缀后，通过W点快速傅里叶变换（FFT）将数字基带信号转换为频域接收信号；

第k个OFDM符号接收机从L个数据子信道接收信号矢量记为R_k=[R_k,1,...,R_k,l,...,R_k,L]^T，其中，R_k,l代表第k个OFDM符号第l个子信道接收信号，R_k进一步表示为：

R_k=H_k·Y_k+E_k+N_k,k=1,2,...,K（6）

其中，H_k代表第k个OFDM符号发射机到接收机的频域信道传输矩阵,H_k为L×L的对角矩阵；Y_k代表第k个OFDM符号L个数据子信道传输的信号矢量；N_k=[N_k,1,...,N_k,l,...,N_k,L]^T代表第k个OFDM符号L个数据子信道输入的复高斯白噪声矢量，N_k矢量的各个分量统计独立，且每个噪声分量的方差为E_k=[E_k,1,...,E_k,l,...,E_k,L]^T代表第k个OFDM符号L个数据子信道输入的测距仪脉冲干扰信号矢量，由于测距仪脉冲信号在时域呈现为高斯脉冲特性，因此测距仪脉冲干扰信号通过FFT运算转换到频域后仍呈现出相关高斯脉冲特性。

7）通过信道估计获得信道频域传输矩阵，并根据信道频域传输矩阵对频域接收信号进行信道均衡；

假设接收机通过信道估计已获得信道频域传输矩阵H_k，接收信号矢量R_k进一步送入迫零均衡器进行信道均衡，均衡后信号矢量表示为：

${\tilde{Y}}_k=H_k^{-1}\·Y_k$

$=Y_k+H_k^{-1}{E}_k+H_k^{-1}{N}_k---\left(7\right)$

$=Y_k+{\tilde{E}}_k+{\tilde{N}}_k,k=\mathrm{1,2},...,K$

其中，代表均衡器输出的脉冲干扰信号矢量；代表均衡器输出的噪声信号矢量，注意均衡后噪声信号矢量各个分量的方差不再保持恒定。

8）对均衡后的信号进行解交织；

所述的解交织是将均衡器输出的所有信号矢量同时送入信号解交织器，解交织器输出信号矢量表示为：

$[{\tilde{Z}}_1,...,{\tilde{Z}}_k,...,{\tilde{Z}}_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{Y}}_1,...,{\tilde{Y}}_k,...{\tilde{Y}}_K)---\left(8\right)$

其中，代表解交织后信号矢量，Π^-1(·)代表解交织器。均衡后信号矢量进一步表示为：

${\tilde{Z}}_k=Z_k+I_k+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K---\left(9\right)$

其中， $[I_1,...,I_k,...,I_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{E}}_1,...,{\tilde{E}}_k,...{,\tilde{E}}_K),$ 解交织处理后信号矢量中的相关高斯脉冲干扰转换为非相关随机脉冲干扰I_k； $[M_1,...,M_k,...,M_K]={\mathrm{\Π}}^{-1}({\tilde{N}}_1,...,{\tilde{N}}_k,...{,\tilde{N}}_K)$ 代表解交织后噪声信号矢量。

9）对解交织后的信号进行脉冲重构，并消除脉冲干扰；

所述的对解交织后的信号进行脉冲重构，并将重构出的脉冲干扰部分消除，是利用EM算法(期望最大化算法)从观测信号矢量重构得到脉冲信号I_k的估计值随后通过脉冲干扰消除得到：

${\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k={\tilde{Z}}_k-{\hat{I}}_k$

（10）

$=Z_k+(I_k-{\hat{I}}_k)+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K$

假设接收机可精确重构脉冲干扰信号，即（10）式进一步表示为：

${\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k=Z_k+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K---\left(11\right)$

本发明所述的EM脉冲重构算法是将利用（4）式与（9）式得到的解交织输出信号矢量表示为：

${\tilde{Z}}_k={\mathrm{\Φz}}_k+I_k+M_k,k=\mathrm{1,2},...,K---\left(14\right)$

进一步通过逆正交变换表示为：

${\tilde{z}}_k={\mathrm{\Φ}}^H\·{\tilde{Z}}_k$

（15）

$=z_k+{\mathrm{\Φ}}^H{I}_k+{\mathrm{\Φ}}^H{M}_k$

利用z_k矢量中空符号位置信息，提取信号矢量中空符号位置处的信号并构成信号矢量

${\tilde{z}}_{k,I}=z_{k,I}+{\mathrm{\Φ}}_I^H{I}_k+{\mathrm{\Φ}}_I^H{M}_k$

（16）

$={\mathrm{\Φ}}_I^H{I}_k+m_{k,I}$

其中，为N×1的信号矢量，z_k,I代表z_k信号矢量中的空符号位置处的信号构成信号矢量，[z_k,I≡z_k(l)=0,l∈I]；是正交矩阵Φ^H的子矩阵，其维数为N×L，且 代表经处理后的噪声矢量。为方便分析，假设m_k,I为服从复高斯分布的随机矢量，即

式（16）是一个标准压缩感知信号模型。以下工作是利用观测信号矢量来得到非相关随机脉冲干扰I_k的估计值进一步假设非相关随机脉冲干扰矢量I_k服从复高斯分布，则I_k的条件概率密度函数表示为：

p(I_k;Γ)=CN(I_k;0,Γ)(17）

其中，Γ=diag(γ)代表I_k矢量的协方差矩阵，γ_l代表γ的第l个对角元素。将（17）式代入（16）式可得到矢量的条件概率密度函数为：

$p({\tilde{z}}_{k,I};\mathrm{\Γ},{\mathrm{\σ}}_n^2)=\mathrm{CN}({\tilde{z}}_{k,I};0,{\mathrm{\Φ}}_I^H{\mathrm{\Γ\Φ}}_I+{\mathrm{\σ}}_n^2\·I_N)---\left(18\right)$

在给定观测矢量及参量γ与时，I_k的后验概率密度仍服从复高斯分布，并表示为：

$p\left(I_k\right|{\tilde{z}}_{k,I};\mathrm{\Γ},{\mathrm{\σ}}_n^2)=\mathrm{CN}(I_k;{\mathrm{\μ}}_{I_k},{\mathrm{\Σ}}_{I_k})---\left(19\right)$

${\mathrm{\μ}}_{I_k}={\mathrm{\σ}}_n^{-2}\·{\mathrm{\Σ}}_{I_k}{\mathrm{\Φ}}_I{\tilde{z}}_{k,I}---\left(20\right)$

${\mathrm{\Σ}}_{I_k}=\mathrm{\Γ}-\mathrm{\Γ}{\mathrm{\Φ}}_I{\mathrm{\Σ}}_{{\tilde{z}}_{k,I}}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_I^H\mathrm{\Γ}---\left(21\right)$

其中，和分别代表脉冲干扰矢量I_k的均值和协方差阵。研究表明：I_k的最大后验概率估计是Ik的后验均值为了计算需要知道γ和以下使用EM算法迭代计算γ和引入参量并将其作为超参数来使用EM算法。EM算法的Q函数表示为：

$Q(\mathrm{\θ},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)})=E_{I_k}\left[\log P({\tilde{z}}_{k,I},I_k|\mathrm{\θ})\right|{\tilde{z}}_{k,I},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)}]$

$=E_{I_k|{\tilde{z}}_{k,I},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)}}\left[\log P\left({\tilde{z}}_{k,I}{,I}_k\right|\mathrm{\θ})\right]$

（22）

$=E_{I_k|{\tilde{z}}_{k,I},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)}}\left\{\log \right[P\left({\tilde{z}}_{k,I}\right|I_k,\mathrm{\θ})P\left(I_k\right|\mathrm{\θ})\left]\right\}$

$=E_{I_k|{\tilde{z}}_{k,I},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)}}\left\{\log \right[P\left({\tilde{z}}_{k,I}\right|\mathrm{\θ})P\left(I_k\right)\left]\right\}$

通过对Q函数中参量θ求偏导，可得到t+1次迭代参数

${\widetilde{\mathrm{\γ}}}_l^{(t+1)}={\underset{{\mathrm{\γ}}_l\≥0}{\arg \max E}}_{I_k|{\tilde{z}}_{k,I},{\mathrm{\θ}}^{\left(t\right)}}\left\{\log \right[P\left({\tilde{z}}_{k,I}\right|\mathrm{\θ})P\left(I_k\right)\left]\right\}$

（23）

$={\left({\mathrm{\Σ}}_{I_k}^{\left(t\right)}\right)}_{l,l}+{\left({\mathrm{\μ}}_{I_k,l}^{\left(t\right)}\right)}^2$

${\left({\widetilde{\mathrm{\σ}}}_n^2\right)}^{(t+1)}=\frac{1}{N}[{\left|\right|{\tilde{z}}_{k,I}-{\mathrm{\Φ}}_I^H{\mathrm{\μ}}_{I_k}^{\left(t\right)}\left|\right|}_2^2+{\left({\mathrm{\σ}}_n^2\right)}^{\left(t\right)}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(1-{\left({\mathrm{\γ}}_l^{\left(t\right)}\right)}^{-1}{\left({\mathrm{\Σ}}_{I_k}^{\left(t\right)}\right)}_{l,l})]---\left(24\right)$

其中，代表信号的协方差矩阵，和均为对角阵，代表脉冲干扰I_k,l的协方差矩阵中的第l个子载波位置对应的协方差值。

10）对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换；

所述的对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换，是将信号矢量通过逆正交变换得到：

${\tilde{z}}_k={\mathrm{\Φ}}^H\·{\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k---\left(12\right)$

其中，Φ^H代表接收机逆正交变换矩阵。

11）将逆正交变换后的信号删除空符号；

所述的将逆正交变换后的信号删除空符号，是将信号矢量中的空符号删除得到

${\tilde{x}}_k={\mathrm{\Ω}}^{-1}\·{\tilde{z}}_k---\left(13\right)$

其中，Ω^-1代表M×L的非空符号提取矩阵。

12）将删除空符号后的矢量送入解调器进行解调，解调后比特序列送入信道译码器得到发送比特序列的估计值。

下面给出测距仪脉冲信号时域/频域特性及脉冲重构效果及系统的比特差错性能

1、测距仪脉冲信号时域/频域特性及脉冲重构效果

图3a和图3b显示给出接收机接收时域信号波形与频域波形的比较，其中，图3a显示给出接收输入的时域信号波形（多径信道，SNR=20dB，SIR=0dB，QPSK，K=10），图3b显示给出接收信号在移除循环前缀后经FFT变换后的频域信号波形。图3a与图3b比较表明：测距仪脉冲信号在时域呈现为高斯脉冲对，测距仪脉冲信号在频率域仍呈现为相关高斯脉冲特性。

图4a显示给出接收机解交织前的信号波形（多径信道，SNR=20dB，SIR=0dB，QPSK，K=10），图4b显示给出解交织后的信号波形。图4a与图4b比较表明：通过接收机解交织处理，强相关高斯脉冲信号转换为非相关随机脉冲信号。

图5a和图5b给出脉冲干扰信号的重构效果图，其中，图5a显示给出解交织输出信号波形（多径信道，SNR=20dB，SIR=0dB，QPSK，K=10），图5b显示给出接收机使用EM算法重构得到脉冲信号波形。图5a与图5b比较表明：本传输方法使用EM算法可有效重构非相关随机脉冲。

2、系统的比特差错性能

图6显示给出QPSK调制的OFDM系统链路比特差错性能曲线（多径信道、理想信道估计、QPSK、SIR=0dB），图6包含四条曲线，其中标注“○”的曲线接收机不使用任何脉冲抑制算法的比特差错性能曲线，标注“□”的曲线代表脉冲熄灭算法（脉冲干扰位置精确知晓）的比特差错性能曲线，标注“﹡”的曲线代表本发明方法的比特差错性能曲线，标注“◇”的曲线代表不存在脉冲干扰时的比特差错性能曲线。曲线比较表明：采用QPSK调制，且信干比为0dB时，脉冲熄灭算法可部分消除脉冲干扰，而本专利提出的方法可有效消除脉冲干扰，并显著提高链路传输可靠性。

图7显示给出QPSK调制的OFDM系统链路比特差错性能曲线（多径信道、理想信道估计、QPSK、SIR=-2dB），图7中各条曲线的标注方法与图6完全相同。曲线比较表明：信干比为-2dB情况下，本专利提出传输方法可消除测距仪脉冲干扰，显著提高链路传输的可靠性。

图8显示给出16QAM调制的OFDM系统链路比特差错性能曲线（多径信道、理想信道估计、16QAM、SIR=0dB），图8中各条曲线的标注方法与图6完全相同。曲线比较表明：16QAM调制时，信干比为0dB时，脉冲熄灭算法的脉冲抑制效果显著恶化，本专利提出的方法仍可有效消除脉冲干扰，获得较好的链路传输可靠性。

图9显示给出16QAM调制的OFDM系统链路比特差错性能曲线（多径信道、理想信道估计、16QAM、SIR=-2dB），曲线比较的结果与图8完全相同。

Claims (8)

1.一种联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，包括发射机单元和接收机单元，其特征在于，在发射机中，信源输出的比特序列通过编码器进行信道编码处理；在接收机中，解调器输出比特序列通过译码器进行信道译码处理；在发射机中，信道编码器输出比特序列通过调制器进行调制处理；在接收机中，符号提取输出信号通过解调器进行解调处理；在发射机中，调制器输出的调制符号分组插入空符号；在接收机中，利用空符号提取脉冲干扰信息，并利用期望最大化方法重构脉冲干扰信号；在接收机，解交织输出信号使用期望最大化重构脉冲干扰信号，然后送入脉冲干扰消除电路以消除脉冲干扰信号；在接收机中，脉冲干扰消除后的信号通过逆正交变换处理；

在发射机单元完成如下步骤：

1)对用户终端产生的比特序列依次进行信道编码和调制；

2)对调制后的符号进行分组，并插入空符号；

3)对插入空符号后的信号矢量进行正交变换；

4)对正交变换输出信号矢量进行随机信号交织；

5)对交织后得到的信号依次进行导频插入、逆快速傅里叶变换和插入循环前缀后，通过D/A转换模拟基带信号，模拟基带信号通过射频单元转换为射频信号，最后通过发射天线送入信道；

在接收机单元完成如下步骤：

6)将来自接收天线的射频信号，依次进行经射频前端及A/D处理将射频信号转换为数字基带信号，数字基带信号在移除循环前缀后，通过快速傅里叶变换将数字基带信号转换为频域接收信号；

7)通过信道估计获得信道频域传输矩阵，并根据信道频域传输矩阵对频域接收信号进行信道均衡；

8)对均衡后的信号进行解交织；

9)对解交织后的信号进行脉冲重构，并将重构出的脉冲干扰部分消除；

10)对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换；

11)将逆正交变换后的信号删除空符号；

12)将删除空符号后的矢量送入解调器进行解调，解调后比特序列送入信道译码器得到发送比特序列的估计值。

2.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤2)所述的对调制后的符号进行分组，并插入空符号是：

对以长度M×K为单元的调制符号进行分组，其中，M代表每符号分组包含调制符号数，K代表调制符号分组总数，第k个调制符号分组记为x_k＝[x_k,1,x_k,2,...,x_k,M]^T；在调制符号的分组符号x_k中插入N个空符号，插入空符号后的信号矢量表示为：

z_k＝Ω·x_k

其中，z_k＝[z_k,1,z_k,2,...,z_k,L]^T，Ω代表L×M的空符号插入矩阵。

3.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤3)所述的正交变换是采用离散傅里叶变换，将信号矢量z_k经正交变换处理为Z_k＝[Z_k,1,Z_k,2,...,Z_k,L]^T：

Z_k＝Φ·z_k

其中，Φ为L×L的正交变换矩阵，且Φ^H·Φ＝I。

4.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤4)所述的随机信号交织是将正交变换输出所有信号矢量{Z_k,k＝1,...,K}同时送入深度为K×L的交织器进行随机信号交织，得到信号矢量为：

[Y₁,...,Y_k,...,Y_K]＝Π(Z₁,...,Z_k,...Z_K)

其中，Y_k＝[Y_k,1,Y_k,2,...,Y_k,L]^T代表交织器输出的第k个信号矢量，Π(·)代表信号交织器。

5.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤8)所述的解交织是将均衡器输出的所有信号矢量同时送入信号解交织器，解交织器输出信号矢量表示为：

$\[{\tilde{Z}}_1,...,{\tilde{Z}}_k,...,{\tilde{Z}}_K\]={\Π}^{-1}({\tilde{Y}}_1,...,{\tilde{Y}}_k,...{\tilde{Y}}_K)$

其中，代表解交织后信号矢量，Π^-1(·)代表解交织器，均衡后信号矢量进一步表示为：

${\tilde{Z}}_k=Z_k+I_k+M_k,k=1,2,...,K$

其中， $\[I_1,...,I_k,...,I_K\]={\Π}^{-1}({\tilde{E}}_1,...,{\tilde{E}}_k,...,{\tilde{E}}_K),$ 可观测到经信号解交织处理后信号矢量中的相关高斯脉冲干扰转换为非相关随机脉冲干扰I_k； $\[M_1,...,M_k,...,M_K\]={\Π}^{-1}({\tilde{N}}_1,...,{\tilde{N}}_k,...,{\tilde{N}}_K)$ 代表解交织后噪声信号矢量。

6.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤9)所述的对解交织后的信号进行脉冲重构，并将重构出的脉冲干扰部分消除，是利用EM算法从观测信号矢量重构得到脉冲信号I_k的估计值随后通过脉冲干扰消除得到：

$\begin{array}{c}{\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k={\tilde{Z}}_k-{\hat{I}}_k\\ =Z_k+(I_k-{\hat{I}}_k)+M_k,k=1,2,...,K\end{array}$

假设接收机可精确重构脉冲干扰信号，即上式进一步表示为：

${\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k=Z_k+M_k,k=1,2,...,K$

M_K代表解交织后噪声信号矢量，代表解交织后信号矢量，Z_k表示插入空符号后的信号矢量。

7.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤10)所述的对脉冲干扰消除后的信号进行逆正交变换，是将信号矢量通过逆正交变换得到：

${\tilde{z}}_k={\mathrm{\Φ}}^H\·{\widetilde{\stackrel{~}{Z}}}_k$

其中，Φ^H代表接收机逆正交变换矩阵，Z_k表示插入空符号后的信号矢量，M_K代表解交织后噪声信号矢量。

8.根据权利要求1所述的联合正交变换与信号交织的正交频分复用传输方法，其特征在于，步骤11)所述的将逆正交变换后的信号删除空符号，是将信号矢量中的空符号删除得到

${\tilde{x}}_k={\mathrm{\Ω}}^{-1}\·{\tilde{z}}_k$

其中，Ω^-1代表M×L的非空符号提取矩阵，代表解交织后信号矢量。