CN104092634B - 联合doa估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法：将来自阵列天线接收的射频信号转换为模拟基带信号；将模拟基带信号转换为数字基带信号；通过估计器分析射频信号的数目和信号的来向信息；通过线性约束最小方差波束成型方法得到各路数字基带信号来向的波束成型权值，并进行主波束成型；由主波束成型后的各路信号同得到正交频分复用直射径信号；估计接收信号的多普勒频偏值，进行多普勒频偏补偿；进一步移除循环前缀，并转换为频域信号，频域信号经四倍下采样送入均衡器，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。本发明可直接利用线性约束最小方差波束成型对阵列接收信号进行加权处理，抑制测距仪脉冲信号。

Description

联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法

技术领域

本发明涉及一种测距仪脉冲干扰抑制方法。特别是涉及一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法。

背景技术

为保障民航新一代空中交通管理系统安全、可靠、高效的运行，国际民航组织(ICAO)提出了两种地空数据链候选技术方案：L频段数字航空通信系统1(L-DACS1)与L频段数字航空通信系统2(L-DACS2)，其中，L-DACS1系统采用多载波正交频分复用(OFDM)传输方案，L-DACS2系统采用单载波高斯最小移频键控(GMSK)传输方案。相对于L-DACS2系统，L-DACS1系统具有更高的传输容量，更适合频率选择性衰落信道传输的特性，因此L-DACS1系统获得航空界的广泛关注。与此同时，为解决民航甚高频频率资源匮乏的问题，2007年世界无线电大会(WRC)批准未来民航地空数据链系统部署在航空无线电导航频段，且以内嵌方式工作于测距仪(DME)频道间。由于测距仪信号频谱与L频段数字航空通信系统1的频谱存在部分交叠，且测距仪系统以高功率突发脉冲方式工作，因此不可避免出现测距仪发射的脉冲信号干扰L-DACS1系统OFDM接收机的问题。由于测距仪地面站发射功率远高于机载测距仪发射机，因此测距仪脉冲干扰问题在L-DACS1系统的前向链路传输中(地面站－>机载终端)尤其严重，因此针对测距仪地面站干扰L-DACS1系统前向链路机载接收机的问题，开展测距仪脉冲干扰抑制研究具有重要意义。

在L-DACS1系统OFDM接收机脉冲干扰抑制研究方面，文献Epple U,Brandes S,Gligorevic S,et al.Receiver optimization for L-DACS1[C]//Digital AvionicsSystems Conference,2009.DASC'09.IEEE/AIAA 28th.IEEE,2009:4.B.1-1-4.B.1-12.首先建立了测距仪脉冲干扰模型，并仿真研究了测距仪对L-DACS1系统链路传输可靠性的影响，研究表明：测距仪脉冲干扰显著恶化链路传输的可靠性；并研究脉冲熄灭法对OFDM接收机链路差错性能的影响，仿真研究表明：脉冲熄灭法可一定程度消除测距仪脉冲干扰，但脉冲熄灭将导致子载波间干扰(ICI)；针对脉冲熄灭法产生非线性子载波间干扰，文献Brandes S,Epple U,Schnell M.Compensation of the impact of interferencemitigation by pulse blanking in OFDM systems[C]//Global TelecommunicationsConference,2009.GLOBECOM 2009.IEEE.IEEE,2009:1-6.和文献Epple U,Shutin D,Schnell M.Mitigation of impulsive frequency-selective interference in OFDMbased systems[J].Wireless Communications Letters,IEEE,2012,1(5):484-487.提出了迭代ICI干扰重构与补偿方法，仿真研究表明：ICI干扰重构与补偿方法可提高接收机的可靠性，但该方法运算复杂度较高；针对脉冲熄灭法脉冲熄灭门限设置困难的问题，文献Epple U,Schnell M.Adaptive threshold optimization for a blanking nonlinearityin OFDM receivers[C]//Global Communications Conference(GLOBECOM),2012IEEE.IEEE,2012:3661-3666.以信干比最大化准则为基础提出了AWGN信道自适应脉冲熄灭门限设置方法。以上工作主要由德国宇航中心开展，其主要围绕单天线脉冲熄灭、脉冲熄灭ICI干扰补偿、脉冲熄灭门限设置方法开展，所提出方法在实际应用中存在以下方面的问题：(1)快速时变信道环境下，脉冲熄灭门限不易确定；(2)脉冲熄灭方法导致子载波间干扰(ICI)，降低了链路传输的可靠性；(3)ICI干扰补偿困难，运算复杂度高。

在OFDM接收机阵列天线的干扰抑制方面，为克服蜂窝通信系统的共信道干扰问题，文献Kim C K,Lee K,Cho Y S.Adaptive beamforming algorithm for OFDM systemswith antenna arrays[J].Consumer Electronics,IEEE Transactions on,2000,46(4):1052-1058.以导频子信道输出信号与参考信号最小化准则为基础，利用LMS方法首次提出OFDM接收机阵列天线自适应接收方法；为克服陆地移动信道严重多径扩展降低链路传输可靠性的问题，文献Hara S,Hane S,Hara Y.Simple-steering OFDM adaptive arrayantenna for Doppler-shifted signal suppression[J].Vehicular Technology,IEEETransactions on,2005,54(1):91-99.以空子载波信号能量最小化准则为基础提出阵列天线自适应波束成型方法，该方法使阵列天线主瓣方向指向信号的直射径，阵列天线波束的零点对准散射径，以消除移动信道的多径传播效应，提高链路传输的可靠性；针对相同的问题，文献Budsabathon M,Hara Y,Hara S.Optimum beamforming for pre-FFT OFDMadaptive antenna array[J].Vehicular Technology,IEEE Transactions on,2004,53(4):945-955.基于信干比最大化准则提出OFDM接收机时域自适应波束成型算法；为克服蓝牙发射机干扰802.11 OFDM接收机的问题，文献Jeng S S,Tsung C W,Chang F P.WLANsmart antenna with Bluetooth interference reduction[J].Communications,IET,2008,2(8):1098-1107.基于空域滤波方法提出阵列天线OFDM接收机传输方法，提高了802.11 OFDM接收机的可靠性。与共信道干扰及多径干扰不同，测距仪干扰具有以下特性：(1)高强度；(2)干扰密集；(3)脉冲特性；(4)测距仪脉冲信号与OFDM信号载波频率存在±500KHz的频差(Epple U,Hoffmann F,Schnell M.Modeling DME interference impact onLDACS1[C]//Integrated Communications,Navigation and Surveillance Conference(ICNS),2012.IEEE,2012:G7-1-G7-13.)。鉴于以上特性，文献Kim C K,Lee K,Cho YS.Adaptive beamforming algorithm for OFDM systems with antenna arrays[J].Consumer Electronics,IEEE Transactions on,2000,46(4):1052-1058和文献Hara S,Hane S,Hara Y.Simple-steering OFDM adaptive array antenna for Doppler-shiftedsignal suppression[J].Vehicular Technology,IEEE Transactions on,2005,54(1):91-99.和文献Budsabathon M,Hara Y,Hara S.Optimum beamforming for pre-FFT OFDMadaptive antenna array[J].Vehicular Technology,IEEE Transactions on,2004,53(4):945-955.和文献eng S S,Tsung C W,Chang F P.WLAN smart antenna withBluetooth interference reduction[J].Communications,IET,2008,2(8):1098-1107提出的方法难以直接应用于L-DACS1系统OFDM接收机。

在基于阵列天线的机载航空通信方面，为解决偏远地区蜂窝通信系统大范围通信覆盖问题，文献Dovis,F.；Sellone,F.Smart antenna system design for airborne GSMbase-stations 2000IEEE Proceedings of the Sensor Array and MultichannelSignal Processing Workshop.2000.Page(s):429-433和文献Mondin M,Dovis F,Mulassano P.On the use of HALE platforms asGSM base stations[J].PersonalCommunications,IEEE,2001,8(2):37-44.提出利用机载GSM基站的方法以扩展GSM蜂窝通信系统的覆盖范围，同时使用阵列天线波束成型以消除蜂窝通信系统的共信道干扰；上述文献提出在高空平台中使用自适应阵列天线以提高通信系统的覆盖范围。

OFDM系统脉冲干扰消除的方法主要包括：脉冲熄灭方法、脉冲限幅方法、联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法，压缩感知脉冲干扰重构及消除方法，以下分别叙述这些技术的缺陷与不足。

脉冲熄灭方法基本思路：接收机根据接收信号样值，首先需要确定脉冲干扰发生的位置，然后，将存在脉冲干扰处的信号样值设置为零，以消除脉冲干扰信号。在实际系统应用该方法时存在以下两个方面的问题：脉冲干扰位置不易确定、脉冲熄灭后导致ICI干扰问题。在确定脉冲干扰位置时，通常采用门限比较的方法，当接收信号样值超过给定门限，接收机认为该样值为脉冲干扰信号，然而由于OFDM信号自身峰均比较高，且经过多径信道传播后，接收机的脉冲熄灭门限通常不易确定。另外一个方面，接收机采用脉冲熄灭后，将导致OFDM信号产生子载波间干扰(ICI),子载波间干扰将恶化通信系统的链路可靠性。

脉冲限幅方法基本思路：接收机根据接收信号样值，确定OFDM信号的峰值幅度，然后将接收信号样值中超过该峰值幅度的信号样值均设置为峰值幅度值，以降低脉冲干扰信号的影响。脉冲限幅方法的主要问题：脉冲限幅值不易确定、限幅后接收信号存留干扰问题。由于OFDM信号自身峰均比(PAPR)较高，且经过多径信道传播后，接收机通常不易确定脉冲限幅值。脉冲限幅并不能完全消除脉冲干扰信号，因此接收信号仍残留了脉冲干扰，这些脉冲干扰将恶化通信系统的链路传输性能。

联合脉冲熄灭与ICI干扰补偿方法的基本思想：首先利用脉冲熄灭的方法消除脉冲干扰信号，然后进一步重构ICI干扰，最后对产生的ICI干扰进行补偿。以上方法存在的问题：脉冲熄灭门限确定不易，此外迭代ICI干扰重构及补偿运算的复杂度较高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，包括：

将来自阵列天线接收的射频信号通过射频前端转换为模拟基带信号；将模拟基带信号转换为数字基带信号；通过2D-MUSIC估计器分析所述的数字基带信号得到阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息；将所述的数字基带信号和所述的阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息通过线性约束最小方差波束成型方法得到各路数字基带信号来向的波束成型权值，并进行主波束成型；将主波束成型后的各路信号同时送入信号分类器分辨各路信号的类型，得到正交频分复用直射径信号；正交频分复用直射径信号通过多普勒频偏估计器估计接收信号的多普勒频偏值，然后进行多普勒频偏补偿；多普勒频偏补偿后信号进一步移除循环前缀，并通过快速傅里叶变换运算转换为频域信号，频域信号经四倍下采样送入均衡器，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。

在将模拟基带信号转换为数字基带信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM信号，使用四倍过采样方式。

所述的2D-MUSIC估计器的估计方法是：

设机载接收机使用均匀圆阵，阵元数为M，圆阵半径为r，信号波长为λ，阵列天线接收信号包括有OFDM直射径、OFDM散射径及多个DME干扰信号，总数目为P，OFDM直射径、散射径及DME干扰信号以方位角俯仰角θ_i∈[0,π/2]入射到阵列天线，阵列天线接收信号模型表示为：

式中，V(t)＝[v₁(t) v₂(t) … v_M(t)]^T为M×1的阵列输出信号矢量；S(t)＝[s₁(t)s₂(t) s₃(t) … s_P(t)]^T代表阵列入射信号矢量，s₁(t)代表OFDM直射径信号，s₂(t)代表OFDM散射径信号，s₃(t),…,s_P(t)代表多个干扰信号；N(t)＝[n₁(t) n₂(t) … n_M(t)]^T为M×1的噪声信号矢量，N(t)的各个分量统计独立，且每个分量的方差为代表阵列天线的方向矩阵，表示为：

其中，代表第m个阵元对第i个信号的导向因子，表示为：

针对(1)式给出的阵列天线接收信号模型，接收信号矢量的协方差阵由L次快拍估计得到对协方差阵进行特征值分解，表示为：

其中，D_s为P×P的对角阵，其对角元素包含协方差阵前P个最大的特征值，D_n为(M-P)×(M-P)的对角阵，其对角元素包含协方差矩阵剩余的M-P个特征值，阵列天线接收信号总数目P的估计通过特征值门限预测法得到，E_s代表由的P个最大特征值对应的特征向量所构成的矩阵，而E_n代表由剩余特征向量构成的矩阵，2D-MUSIC的空间谱函数为：

由(6)式函数在和θ维上P个最高峰位置可得到P个来向信号的方位角与俯仰角。

所述的线性约束最小方差波束成型方法是：

设波束成型权值记为w＝[w₁ w₂ … w_M]^T，则阵列天线接收信号V(t)经主波束成型后输出信号表示为：

则经主波束成型后的输出信号的功率表示为：

P_out＝E{x(t)x^H(t)}＝w^HR_vw (8)

式中，E{·}代表期望运算，线性约束最小方差波束成型算法的最优化准则为：

(9)式的物理意义：在保证期望信号的阵列增益为常数情况下，使经主波束成型后的输出信号的功率最小化，所述的最优化准则化简后得到阵列天线的最优权矢量为：

式中，w_opt需要满足约束条件C^Hw＝f，其中，C为约束矩阵，由各路信号的导向矢量构成，f＝[1 0 … 0]^T。

所述信号分类器包括有接收主波束成型后各路信号的频域强度比较器和接收频域强度比较器输出信号的时域强度比较器，其中：

(1)频域强度比较器

阵列天线接收信号表示为V(t)，各个方向波束成型信号表示为x_i(t)：

式中，代表各个信号来向主波束成型器最优权值，I代表阵列天线接收信号的个数，假设接收机已建立定时同步，主波束成型器输出信号x_i(t)在移除循环前缀后通过快速傅里叶变换转换为频域信号X_i(k)，依据(12)式计算频域接收信号0Hz右侧J个子信道信号平均功率：

式中,n₀代表0Hz所对应的子信道的索引，依据(13)式计算频域接收信号250KHz右侧J个子信道信号平均功率：

式中，n₁代表250KHz所对应的子信道索引，依据(14)式计算频域接收信号-250KHz左侧J个子信道信号平均功率：

式中，n₂代表-250KHz所对应的子信道索引，如果则待检测信号判定为正交频分复用信号；如果或则待检测信号判定为测距仪脉冲信号；

(2)时域强度比较器

如果待检测信号为正交频分复用信号，则还需要进一步判定待检测信号是正交频分复用直射径还是正交频分复用散射径信号，待检测正交频分复用信号在移除循环前缀后信号记为r(n),n＝1,2,...,N，则正交频分复用信号平均功率表示为：

利用航路飞行阶段直射径信号的强度远远大于散射径信号强度的特性，通过比较待检测信号的平均功率，分辨正交频分复用信号的直射径与散射路径，信号分类器最终输出正交频分复用直射径信号进入下一模块。

本发明的联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，不存在脉冲熄灭门限设置问题，不存在子载波间干扰(ICI)的问题，本发明可直接利用线性约束最小方差波束成型对阵列接收信号进行加权处理，抑制测距仪脉冲信号；不存在脉冲限幅门限设置问题，不存在残留脉冲干扰问题，本发明具有更好的链路差错传输性能；本发明不存在脉冲熄灭门限设置问题，也无需迭代重构ICI干扰，因此本发明的运算复杂度较低；本发明不仅可消除随机脉冲干扰，也可抑制散射多径干扰。本发明应用范围更广，且干扰抑制效果更好。

附图说明

图1是本发明联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法流程图；

图2是主波束成型算法图；

图3是信号分类器示意图；

图4是DOA估计性能(SNR＝10dB，SIR＝-3dB)图；

图5是信号分类器的性能(SIR＝-3dB)图；

图6是LCMV算法在方位角上波束方向图；

图7是LCMV算法在俯仰角上波束方向图；

图8是比特差错性能(QPSK，SIR＝-3dB，单DME干扰源)图；

图9是比特差错性能(QPSK，SIR＝-3dB，2个DME干扰源)图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法做出详细说明。

本发明的联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，是针对测距仪地面站发射脉冲信号干扰L频段数字航空通信系统1(L-DACS1)机载接收机的问题，利用航空器在航路飞行阶段，文献Karapantazis S,Pavlidou F.Broadband communications viahigh-altitude platforms:a survey[J].Communications Surveys & Tutorials,IEEE,2005,7(1):2-31中的航空信道主要以直射信道、散射方式传播，且直射径与散射径电波入射角度扩展较大的特性，提出基于空域滤波的机载接收机脉冲干扰抑制方法，机载接收机首先通过波达方向(DOA)估计正交频分复用(OFDM)直射径、散射径、测距仪脉冲干扰信号的来向，然后利用信号来向信息通过主波束成型获取各方向接收信号，并进一步利用测距仪脉冲与OFDM信号频域特性的差异，通过频域能量检测方法分辨OFDM信号与测距仪脉冲信号，通过时域信号强度比较方法分辨OFDM信号直射径与散射径，最后使用线性约束波束成型方法消除脉冲干扰及散射多径干扰，提高机载接收机链路传输的可靠性。

如图1所示，本发明的联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，包括：

将来自阵列天线接收的射频信号通过射频前端转换为模拟基带信号；将模拟基带信号通过模数(A/D)转换器转换为数字基带信号，在将模拟基带信号转换为数字基带信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM信号，使用四倍过采样方式(L-DACS1系统标准采样频率为625kHz，四倍过采样为2.5MHz)。通过2D-MUSIC估计器分析所述的数字基带信号得到阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息；将所述的数字基带信号和所述的阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息通过线性约束最小方差波束成型方法得到各路数字基带信号来向的波束成型权值，并进行主波束成型；将主波束成型后的各路信号同时送入信号分类器分辨各路信号的类型，得到正交频分复用(OFDM)直射径信号；正交频分复用直射径信号通过多普勒频偏估计器估计接收信号的多普勒频偏值，然后进行多普勒频偏补偿；多普勒频偏补偿后信号进一步移除循环前缀，并通过快速傅里叶变换运算转换为频域信号，频域信号经四倍下采样送入均衡器，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。

所述的2D-MUSIC估计器的估计方法是：

设机载接收机使用均匀圆阵，阵元数为M，圆阵半径为r，信号波长为λ，阵列天线接收信号包括有OFDM直射径、OFDM散射径及多个DME干扰信号，总数目为P，OFDM直射径、散射径及DME干扰信号以方位角俯仰角θ_i∈[0,π/2]入射到阵列天线，阵列天线接收信号模型表示为：

式中，V(t)＝[v₁(t) v₂(t) … v_M(t)]^T为M×1的阵列输出信号矢量；S(t)＝[s₁(t)s₂(t) s₃(t) … s_P(t)]^T代表阵列入射信号矢量，s₁(t)代表OFDM直射径信号，s₂(t)代表OFDM散射径信号，s₃(t),…,s_P(t)代表多个干扰信号；N(t)＝[n₁(t) n₂(t) … n_M(t)]^T为M×1的噪声信号矢量，N(t)的各个分量统计独立，且每个分量的方差为代表阵列天线的方向矩阵，表示为：

其中，代表第m个阵元对第i个信号的导向因子，表示为：

针对(1)式给出的阵列天线接收信号模型，接收信号矢量的协方差阵由L次快拍估计得到对协方差阵进行特征值分解，表示为：

其中，D_s为P×P的对角阵，其对角元素包含协方差阵前P个最大的特征值，D_n为(M-P)×(M-P)的对角阵，其对角元素包含协方差矩阵剩余的M-P个特征值，阵列天线接收信号总数目P的估计通过特征值门限预测法得到，E_s代表由的P个最大特征值对应的特征向量所构成的矩阵，而E_n代表由剩余特征向量构成的矩阵，为估计阵列天线入射信号的来向，文章使用2D-MUSIC算法来估计信号的来向。2D-MUSIC的空间谱函数为：

由(6)函数在和θ维上P个最高峰位置可得到P个来向信号的方位角与俯仰角。

如图2所示，所述的线性约束最小方差波束成型方法是：

设波束成型权值记为w＝[w₁ w₂ … w_M]^T，则阵列天线接收信号V(t)经主波束成型后输出信号表示为：

则经主波束成型后的输出信号的功率表示为：

P_out＝E{x(t)x^H(t)}＝w^HR_vw (8)

式中，E{·}代表期望运算，线性约束最小方差波束成型算法(LCMV)的最优化准则为：

(9)式的物理意义：在保证期望信号的阵列增益为常数情况下，使经主波束成型后的输出信号的功率最小化，所述的最优化准则化简后得到阵列天线的最优权矢量为：

式中，w_opt需要满足约束条件C^Hw＝f，其中，C为约束矩阵，由各路信号的导向矢量构成，f＝[1 0 … 0]^T。

如图3所示，所述信号分类器包括有接收主波束成型后各路信号的频域强度比较器和接收频域强度比较器输出信号的时域强度比较器，根据已获得的信号来向信息，将主波束成型输出信号送入频域强度比较器，用于分辨OFDM信号与测距仪脉冲信号；然后OFDM信号送入时域强度比较器用于区分OFDM直射径与散射径。信号分类器各组成单元工作原理如下：

(1)频域强度比较器

阵列天线接收信号表示为V(t)，各个方向波束成型信号表示为x_i(t)：

式中，代表各个信号来向主波束成型器最优权值，I代表阵列天线接收信号的个数，假设接收机已建立定时同步，主波束成型器输出信号x_i(t)在移除循环前缀后通过快速傅里叶变换转换为频域信号X_i(k)，依据(12)式计算频域接收信号0Hz右侧J个子信道信号平均功率：

式中,n₀代表0Hz所对应的子信道的索引，依据(13)式计算频域接收信号250KHz右侧J个子信道信号平均功率：

式中，n₁代表250KHz所对应的子信道索引，依据(14)式计算频域接收信号-250KHz左侧J个子信道信号平均功率：

式中，n₂代表-250KHz所对应的子信道索引，如果则待检测信号判定为正交频分复用信号；如果或则待检测信号判定为测距仪脉冲信号；

(2)时域强度比较器

如果待检测信号为正交频分复用信号，则还需要进一步判定待检测信号是正交频分复用直射径还是正交频分复用散射径信号，待检测正交频分复用信号在移除循环前缀后信号记为r(n),n＝1,2,...,N，则正交频分复用信号平均功率表示为：

利用航路飞行阶段直射径信号的强度远远大于散射径信号强度的特性，通过比较待检测信号的平均功率，分辨正交频分复用信号的直射径与散射路径，信号分类器最终输出正交频分复用直射径信号进入下一模块。

下面结合附图说明本发明的联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法的技术效果。

图4给出阵列天线的DOA估计性能(SNR＝10dB，SIR＝-3dB，100次仿真实验)。曲线的横坐标代表方位角，纵坐标代表俯仰角。图3实验结果表明：(1)OFDM直射径与DME干扰信号的DOA多次估计结果完全一致，表明OFDM直射径与DME干扰信号的DOA估计精度较高；(2)由于OFDM信号散射径信号强度较小，因此散射径水平方向DOA估计精度较高，而俯仰方向DOA估计的精度稍差。

图5给出来向信号分类器的性能(SIR＝-3dB)，其中，曲线横坐标代表信噪比，纵坐标代表信号分类器判定OFDM直射径、散射径，DME干扰信号类型出现错误的概率。图5观测表明，随着信噪比的增加，来向信号分类器检测性能不断提高，当信噪比为-2dB时，信号分类器判决出现错误的概率仅为2×10^-4。考虑到OFDM系统接收信噪比通常远高于-2dB，因此论文提出信号分类器在实际应用中可很好区分OFDM直射径、散射路径及DME干扰信号。

图6和图7分别给出LCMV算法在方位角和俯仰角上的波束方向图(100次蒙特卡罗实验)，图6横坐标为方位角，纵坐标为阵列天线各方向衰减因子的分贝值；图7横坐标为俯仰角，纵坐标与图6相同。图6与图7观测表明：阵列天线在DME干扰信号来向(100°,40°)及OFDM散射径信号来向(180°,80°)形成很深的零陷，表明阵列天线对DME干扰信号及OFDM散射径信号可有效衰减与抑制。

图8给出系统的比特差错性能曲线(QPSK调制，SIR＝-3dB，单DME干扰源)，其中，曲线横坐标代表信噪比，纵坐标代表比特差错概率。图8包含三条曲线，标有“*”的曲线代表单发单收系统存在DME脉冲干扰时的比特差错性能曲线；标有“Δ”的曲线代表论文提出方法的比特差错性能曲线；标有“○”的曲线代表不存在DME脉冲干扰时系统的比特差错性能曲线；曲线比较表明：相对于不存在DME脉冲干扰情况，论文提出方法在抑制DME脉冲干扰之后系统比特差错性能仅损失0.5dB。

图9给出系统的比特差错性能曲线(QPSK调制，SIR1＝-3dB，SIR2＝-3dB，2个DME干扰源)，其中，曲线横坐标代表信噪比，纵坐标代表比特差错概率。图9包含三条曲线，标有“*”的曲线代表单发单收系统存在DME脉冲干扰时的比特差错性能曲线；标有“Δ”的曲线代表论文提出方法的比特差错性能曲线；标有“○”的曲线代表不存在DME脉冲干扰时，系统的比特差错性能曲线。曲线比较表明：相对于不存在DME脉冲干扰情况，论文提出方法在抑制DME脉冲干扰之后比特差错性能仅损失0.5dB。此外，图8与图7比较表明，所提出传输方法对2个DME干扰源仍呈现良好干扰抑制性能。

Claims (5)

1.一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，包括：

将来自阵列天线接收的射频信号通过射频前端转换为模拟基带信号；将模拟基带信号转换为数字基带信号；通过2D-MUSIC估计器分析所述的数字基带信号得到阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息；将所述的数字基带信号和所述的阵列天线接收的射频信号的数目和信号的来向信息通过线性约束最小方差波束成型方法得到各路数字基带信号来向的波束成型权值，并进行主波束成型；将主波束成型后的各路信号同时送入信号分类器分辨各路信号的类型，得到正交频分复用直射径信号；正交频分复用直射径信号通过多普勒频偏估计器估计接收信号的多普勒频偏值，然后进行多普勒频偏补偿；多普勒频偏补偿后信号进一步移除循环前缀，并通过快速傅里叶变换运算转换为频域信号，频域信号经四倍下采样送入均衡器，均衡器输出信号依次通过解调器、解交织器及译码器得到发送比特序列的估计值。

2.根据权利要求1所述的一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，在将模拟基带信号转换为数字基带信号时，为避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠干扰OFDM信号，使用四倍过采样方式。

3.根据权利要求1所述的一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的2D-MUSIC估计器的估计方法是：

设机载接收机使用均匀圆阵，阵元数为M，圆阵半径为r，信号波长为λ，阵列天线接收信号包括有OFDM直射径、OFDM散射径及多个DME干扰信号，总数目为P，OFDM直射径、散射径及DME干扰信号以方位角俯仰角θ_i∈[0,π/2]入射到阵列天线，阵列天线接收信号模型表示为：

式中，V(t)＝[v₁(t) v₂(t) … v_M(t)]^T为M×1的阵列输出信号矢量；S(t)＝[s₁(t) s₂(t) s₃(t) … s_P(t)]^T代表阵列入射信号矢量，s₁(t)代表OFDM直射径信号，s₂(t)代表OFDM散射径信号，s₃(t),…,s_P(t)代表多个干扰信号；N(t)＝[n₁(t) n₂(t) … n_M(t)]^T为M×1的噪声信号矢量，N(t)的各个分量统计独立，且每个分量的方差为代表阵列天线的方向矩阵，表示为：

其中，代表第m个阵元对第i个信号的导向因子，表示为：

针对(1)式给出的阵列天线接收信号模型，接收信号矢量的协方差阵由L次快拍估计得到对协方差阵进行特征值分解，表示为：

${\hat{R}}_v=E_s{D}_s{E}_s^H+E_n{D}_n{E}_n^H---\left(5\right)$

其中，D_s为P×P的对角阵，其对角元素包含协方差阵前P个最大的特征值，D_n为(M-P)×(M-P)的对角阵，其对角元素包含协方差矩阵剩余的M-P个特征值，阵列天线接收信号总数目P的估计通过特征值门限预测法得到，E_s代表由的P个最大特征值对应的特征向量所构成的矩阵，而E_n代表由剩余特征向量构成的矩阵，2D-MUSIC的空间谱函数为：

由(6)式函数在和θ维上P个最高峰位置可得到P个来向信号的方位角与俯仰角。

4.根据权利要求1所述的一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述的线性约束最小方差波束成型方法是：

设波束成型权值记为w＝[w₁ w₂ … w_M]^T，则阵列天线接收信号V(t)经主波束成型后输出信号表示为：

$x\left(t\right)=w^H\·V\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m^{*}{v}_m\left(t\right)---\left(7\right)$

则经主波束成型后的输出信号的功率表示为：

P_out＝E{x(t)x^H(t)}＝w^HR_vw (8)

式中，E{·}代表期望运算，线性约束最小方差波束成型算法的最优化准则为：

$\underset{w}{\min }{P}_{\mathrm{out}}s.t.w^H\·S=1---\left(9\right)$

(9)式的物理意义：在保证期望信号的阵列增益为常数情况下，使经主波束成型后的输出信号的功率最小化，所述的最优化准则化简后得到阵列天线的最优权矢量为：

$w_{\mathrm{opt}}=R_v^{-1}C\left(C^H{R}_v^{-1}C\right)f---\left(10\right)$

式中，w_opt需要满足约束条件C^Hw＝f，其中，C为约束矩阵，由各路信号的导向矢量构成，f＝[1 0 … 0]^T。

5.根据权利要求1所述的一种联合DOA估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，所述信号分类器包括有接收主波束成型后各路信号的频域强度比较器和接收频域强度比较器输出信号的时域强度比较器，其中：

(1)频域强度比较器

阵列天线接收信号表示为V(t)，各个方向波束成型信号表示为x_i(t)：

$x_i\left(t\right)=w_i^H\·V\left(t\right),i=\mathrm{1,2},\·\·\·,I---\left(11\right)$

式中，代表各个信号来向主波束成型器最优权值，I代表阵列天线接收信号的个数，假设接收机已建立定时同步，主波束成型器输出信号x_i(t)在移除循环前缀后通过快速傅里叶变换转换为频域信号X_i(k)，依据(12)式计算频域接收信号0Hz右侧J个子信道信号平均功率：

${\stackrel{\‾}{P}}_{i,0}=\frac{1}{J}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|X_i(n_0+k)\right|}^2,i=\mathrm{1,2},\·\·\·,I---\left(12\right)$

式中,n₀代表0Hz所对应的子信道的索引，依据(13)式计算频域接收信号250KHz右侧J个子信道信号平均功率：

${\stackrel{\‾}{P}}_{i,250}=\frac{1}{J}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|X_i(n_1+k)\right|}^2,i=\mathrm{1,2},\·\·\·,I---\left(13\right)$

式中，n₁代表250KHz所对应的子信道索引，依据(14)式计算频域接收信号-250KHz左侧J个子信道信号平均功率：

${\stackrel{\‾}{P}}_{i,-250}=\frac{1}{J}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|X_i(n_2-k)\right|}^2,i=\mathrm{1,2},\·\·\·,I---\left(14\right)$

式中，n₂代表-250KHz所对应的子信道索引，如果则待检测信号判定为正交频分复用信号；如果或则待检测信号判定为测距仪脉冲信号；

(2)时域强度比较器

如果待检测信号为正交频分复用信号，则还需要进一步判定待检测信号是正交频分复用直射径还是正交频分复用散射径信号，待检测正交频分复用信号在移除循环前缀后信号记为r(n),n＝1,2,...,N，则正交频分复用信号平均功率表示为：

$\stackrel{\‾}{P}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2---\left(15\right)$

利用航路飞行阶段直射径信号的强度远远大于散射径信号强度的特性，通过比较待检测信号的平均功率，分辨正交频分复用信号的直射径与散射路径，信号分类器最终输出正交频分复用直射径信号进入下一模块。