CN115706691A - 数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质 - Google Patents

数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质，属于通信技术领域。本申请实施例的数据传输处理方法，包括：发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。

Description

数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质
技术领域
本申请属于通信技术领域，尤其涉及一种数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质。
背景技术
随着通信技术的发展，为了在通信中实现通信感知一体化(Integrated SensingAnd Communication，ISAC)，通常采用映射不同的子载波在不同的发射天线上进行频谱交错的方式实现发射天线间相互正交。但是，多输入多输出(Multiple Input MultipleOutput，MIMO)-频分复用(Orthogonal frequency division multiplex，OFDM)雷达波形的缺点是：由于每个发射天线上的映射子载波是周期性间隔交错放置，而间隔数是由发射天线数决定的，这会对最大感知距离产生很大的影响。例如，假设发射天线数是N，映射子载波的周期性间隔至少也是N，雷达能够感知的最大距离将减少N倍。因此，现有技术中存在雷达感知的性能较差的问题。
发明内容
本申请实施例提供一种数据传输处理方法、装置、通信设备及存储介质，能够解决雷达感知的性能较差的问题。
第一方面，提供了一种数据传输处理方法，包括：
发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；
所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
第二方面，提供了一种数据传输处理方法，包括：
接收端接收目标数据信号；
所述接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
所述接收端对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述接收端利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
第三方面，提供了一种数据传输处理装置，包括：
扩频模块，用于将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
第一映射模块，用于将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；
第一转换模块，用于对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
第一发送模块，用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
第四方面，提供了一种数据传输处理装置，包括：
第二接收模块，用于接收端接收目标数据信号；
预处理模块，用于接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
第二转换模块，用于对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
反扩频模块，用于在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
第五方面，提供了一种终端，该终端包括处理器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序或指令，所述程序或指令被所述处理器执行时实现如第一方面所述的方法的步骤，或者实现如第二方面所述的方法的步骤。
第六方面，提供了一种终端，包括处理器及通信接口，其中，处理器用于：将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；通信接口用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号；或者，通信接口用于接收目标数据信号，处理器用于：对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
第七方面，提供了一种网络侧设备，该网络侧设备包括处理器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序或指令，所述程序或指令被所述处理器执行时实现如第一方面所述的方法的步骤。
第八方面，提供了一种网络侧设备，包括处理器及通信接口，其中，处理器用于：将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；通信接口用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
第九方面，提供了一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储程序或指令，所述程序或指令被处理器执行时实现如第一方面所述的方法的步骤，或者实现如第二方面所述的方法的步骤。
第十方面，本申请实施例提供了一种芯片，所述芯片包括处理器和通信接口，所述通信接口和所述处理器耦合，所述处理器用于运行程序或指令，实现如第一方面所述的方法的步骤，或者实现如第二方面所述的方法的步骤。
第十二方面，提供了一种计算机程序/程序产品，所述计算机程序/程序产品存储在非瞬态的存储介质中，所述计算机程序/程序产品被至少一个处理器执行以实现如第一方面所述的方法，或实现如第二方面所述的方法。
本申请实施例中，通过发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。这样，由于通过K个正交序列对待发送数据进行扩频，从而可以使得MIMO发射天线正交，MIMO空间分集增大，因此本申请实施例提高雷达感知的性能。
附图说明
图1是本申请实施例可应用的一种网络系统的结构图；
图2是本申请实施例应用的ISAC模型示例图；
图3是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程图；
图4是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法中OFDM传输块的结构示意图；
图5是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之一；
图6是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之二；
图7是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法中DoA、距离和多普勒频移的检测流程示例图；
图8是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之三；
图9是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法中扩频示例图之一；
图10是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法中扩频示例图之二；
图11是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法中扩频示例图之三；
图12是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之四；
图13是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之五；
图14是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之六；
图15是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程示例图之七；
图16是本申请实施例提供的另一种数据传输处理方法的流程图；
图17是本申请实施例提供的一种数据传输处理装置的结构图；
图18是本申请实施例提供的另一种数据传输处理装置的结构图；
图19是本申请实施例提供的一种通信设备的结构图；
图20是本申请实施例提供的一种终端的结构图；
图21是本申请实施例提供的一种网络侧设备的结构图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请的说明书和权利要求书中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的术语在适当情况下可以互换，以便本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施，且“第一”、“第二”所区别的对象通常为一类，并不限定对象的个数，例如第一对象可以是一个，也可以是多个。此外，说明书以及权利要求中“和/或”表示所连接对象的至少其中之一，字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
值得指出的是，本申请实施例所描述的技术不限于长期演进型(Long TermEvolution，LTE)/LTE的演进(LTE-Advanced，LTE-A)系统，还可用于其他无线通信系统，诸如码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)、时分多址(Time DivisionMultiple Access，TDMA)、频分多址(Frequency Division Multiple Access，FDMA)、正交频分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)、单载波频分多址(Single-carrier Frequency-Division Multiple Access，SC-FDMA)和其他系统。本申请实施例中的术语“系统”和“网络”常被可互换地使用，所描述的技术既可用于以上提及的系统和无线电技术，也可用于其他系统和无线电技术。以下描述出于示例目的描述了新空口(New Radio，NR)系统，并且在以下大部分描述中使用NR术语，这些技术也可应用于NR系统应用以外的应用，如第6代(6th Generation，6G)通信系统。
图1示出本申请实施例可应用的一种无线通信系统的框图。无线通信系统包括终端11和网络侧设备12。其中，终端11可以是手机、平板电脑(Tablet Personal Computer)、膝上型电脑(Laptop Computer)或称为笔记本电脑、个人数字助理(Personal DigitalAssistant，PDA)、掌上电脑、上网本、超级移动个人计算机(ultra-mobile personalcomputer，UMPC)、移动上网装置(Mobile Internet Device，MID)、增强现实(augmentedreality，AR)/虚拟现实(virtual reality，VR)设备、机器人、可穿戴式设备(WearableDevice)、车载设备(VUE)、行人终端(PUE)、智能家居(具有无线通信功能的家居设备，如冰箱、电视、洗衣机或者家具等)等终端侧设备，可穿戴式设备包括：智能手表、智能手环、智能耳机、智能眼镜、智能首饰(智能手镯、智能手链、智能戒指、智能项链、智能脚镯、智能脚链等)、智能腕带、智能服装、游戏机等。需要说明的是，在本申请实施例并不限定终端11的具体类型。网络侧设备12可以是基站或核心网设备，其中，基站可被称为节点B、演进节点B、接入点、基收发机站(Base Transceiver Station，BTS)、无线电基站、无线电收发机、基本服务集(Basic Service Set，BSS)、扩展服务集(Extended Service Set，ESS)、B节点、演进型B节点(eNB)、家用B节点、家用演进型B节点、WLAN接入点、WiFi节点、发送接收点(Transmitting Receiving Point，TRP)或所述领域中其他某个合适的术语，只要达到相同的技术效果，所述基站不限于特定技术词汇，需要说明的是，在本申请实施例中仅以NR系统中的基站为例，但是并不限定基站的具体类型。
为了方便理解，以下对本申请实施例涉及的一些内容进行说明：
一、ISAC模型。
本申请实施例中涉及的ISAC模型有两种；第一种模型是根据共置式天线的无设备感知系统(Co-located Antenna based Device-free Sensing)，而第二种模型是根据分布式天线的无设备感知系统(Distributed Antenna based Device-free Sensing)。如2图所示，当采用第一种模型的时候，收发端的方位角是相同的，即θ1＝θ2，而当采用第二种模型的时候，收发端的方位角是不相同的，即θ1≠θ2。但是，在第二种模型中可以通过θ2来算出θ1，因此采用两种模型能够达到的性能应该是同等的。在本申请实施例中，主要采用第一种模型为例进行说明。
在ISAC中，主要考虑三种实体。第一种是ISAC实体，即拥有发送(包括雷达波和针对它实体的数据信息)和接收(包括反射雷达波和它实体来的数据信息)功能的实体，在此命名为TS实体(Transmitter/Sensing Entity)。如蜂窝网的基站，或V2X应用中的车辆(配备雷达和通信模块功能)等。
可选地，TS实体的接收功能是指接收自己发射并反射的雷达波信息。为了简单起见，并且不影响本申请的技术说明，TS实体不接收其它实体发送的数据包。
第二种是反射目标实体，即雷达波到达一个目标实体会被反射，而TS实体通过反射波感知目标实体相关的到达角(Direction of Arrival)\距离(Range)，和多普勒(Doppler)。在此命名为RO实体(Reflect Object Entity)。RO实体不需要拥有发送和接收功能。如没有通信功能的传统车辆等。
第三种是数据接收实体，即TS实体发射雷达波同时还会附带通信数据，数据接收实体只对通信数据感兴趣，因此配有通信接收模块。在此命名为CO实体(CommunicationObject Entity)。CO实体接收通信数据，同时也会反射雷达波。如蜂窝网业务中的终端，V2X应用中的车辆(至少配备通信接收模块功能)等。
TS实体具有感知和通信功能，主要是提供对物体的感知和对终端的通信服务。每个TS实体包含一个发射机和一个接收机，两者位于同一位置，但在物理上是相互分开的，并且相互没有信号干扰。发射机和接收机之间能够进行信息交互，因此接收机是知道发射机发送的数据信息的，以备雷达数据处理时使用。另外，每个发射机配备K个发射天线，每个接收机配备L个接收天线。
TS实体对PRO个RO实体进行感知，主要检测DoA，距离和多普勒频移。另外，TS实体对PCO个CO实体进行同样的感知，同时还提供通信业务。其中，TS实体进行感知实体的数量P满足：P＝PRO+PCO。而每个CO实体需要接收来自TS实体发送的数据包。
二、MIMO雷达。
毫米波的使用对MIMO雷达将起到一个催化剂的作用。毫米波的固有特性(如大带宽，高频率)可以有效地实现小尺寸天线，和高分辨率好处，同时也能大大提高通信数据传播速率。MIMO雷达另外一个好处是，能够对多个反射体同时感知，并有效地识别不同物体的位置。因此MIMO雷达在通信感知一体化领域是不可缺少的技术。
在反射体未知的情况下，MIMO雷达的发射天线需要被正交化。也就是说，每个发射天线需要发射独立的全方位雷达波形。MIMO雷达发射天线正交的理由是，在对反射体位置信息缺乏的情况下，MIMO雷达将发射空间全方位的探测信号，从而在任何位置提供恒定功率。因此，MIMO雷达基于全向天线，MIMO多集特性和利用Capon的方法能有效地感知DoA。
三、OFDM雷达。
OFDM雷达是一种新技术，能够用于通信和雷达一体化目的的无线电系统。在传输OFDM小数据包的同时，OFDM雷达通过对传输信号的回波接收和处理，可以制作雷达图像和相关的周围环境。
OFDM雷达主要是通过对回波接收信号进行离散傅里叶变换(Discrete FourierTransform，DFT)处理后，通过利用最大似然估计(Maximum Likelihood Estimation，MLE)算法进行优化，最后利用快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)和快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)的双处理，获取在延迟多普勒域(Delay-Doppler Domain，DD域)信息，从而准确得到距离和多普勒信息。
可选地，OFDM雷达波不需要对传输数据进行优化，因为在检测过程中，接收到的数据符号在转换成DD域以前会被除去。因此OFDM雷达对传输数据要求可以不需要被考虑。
四、MIMO-OFDM雷达。
MIMO-OFDM雷达结合了MIMO雷达和OFDM雷达的特征，也是一种最近提出的新技术。MIMO-OFDM雷达同时具有MIMO雷达和OFDM雷达的检测能力，因此和单技术雷达相比，雷达的检测范围，速度和角度等性能会更好，并且具备较强的通信能力。例如，多个便携式无线联网的区域监视就可以通过MIMO-OFDM雷达来实现。
用于多用户接入的MIMO-OFDM雷达可以通过频谱交错的OFDM信号来实现。即，子载波的间距和MIMO发射天线数要保持一样。由于所有天线仅发射相互独立的子载波信道，不同天线间传输信号干扰可以被认为是零。另外，由于每个天线传输独立的全带宽雷达信号，MIMO的分集增益会被提高，因此具有很强的雷达分辨率功能。
五、雷达(Radar)检测技术。
针对DoA感知，可以依赖的传统的基于子空间的算法，如多信号分类(MUltipleSIgnal Classification，MUSIC)、利用旋转不变性技术估计信号参数(Estimation ofSignal Parameters using Rotational Invariance Techniques，ESPRIT)、矩阵束(Matrix Pencil)等算法。这种子空间的算法主要是针对未知反射物体的感知。
另外，针对已知物体的波束赋形，可以依赖的传统的算法，如Capon方法，即，最小方差无失真响应(Minimum Variance Distortionless Response，MVDR)、延迟和波束形成器(Delay and sum Beamformer)和信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)最大化(maximizer)等。
下面结合附图，通过一些实施例及其应用场景对本申请实施例提供的数据传输处理方法进行详细地说明。
请参见图3，图3是本申请实施例提供的一种数据传输处理方法的流程图，如图3所示，包括以下步骤：
步骤301，发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
步骤302，所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号：
步骤303，所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
步骤304，所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
应理解，上述K个天线可以理解为发送端的全部发射天线或者部分发射天线，本申请实施例中，假设K个天线为发送端的全部发射天线。
本申请实施例提供的数据传输处理方法主要应用在MIMO-OFDM系统中，其中，发送端拥有K个发射天线，接收端拥有L个接收天线。在实际系统中，一般会使用天线端口(Antenna Port)命名。每个天线端口可以是天线面板(Antenna Panel)，具有多个天线元(Antenna Element)，用于形成模拟波束。因此，在本申请实施例中，可以将每个天线端口理解为一个发射天线，且发射天线包括MIMO技术中涉及的具有相关性和/或非相关性MIMO天线。
可选地，发送端可以通过OFDM调制器将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号。该发送端可以理解为终端侧设备，也可以理解为网络侧设备，在此不做进一步的限定。上述K个正交序列可以通过C表示，C＝[c1，c2，…，cK]，其中，第k个正交序列ck可以通过向量形式表示：ck＝[ck，1，ck，2，…，ck，K′]T，K′是每个正交序列的长度，K′≥K。
需要说明的是，上述待发送数据可以理解为MIMO-OFDM数据，发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，可以理解为利用正交码分复用(CodeDivision Multiplexing，CDM)方法对待发送数据进行预编码，从而得到适应每个发送天线的正交雷达的新波形。这样可以使得MIMO发射天线正交，MIMO空间分集增大，使MIMO雷达的探测增益有很大的提高。
本申请实施例中，通过发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。这样，由于通过K个正交序列对待发送数据进行扩频，从而可以使得MIMO发射天线正交，MIMO空间分集增大，因此本申请实施例提高雷达感知的性能。
可选地，在一些实施例中，所述发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵包括：
所述发送端利用K个正交序列对所述待发送数进行时频域扩频，得到K个正交数据矩阵；
其中，时频域扩频的规则满足以下任一项：
先进行时域扩频Kt个OFDM符号后，再进行频域扩频Kf个子载波，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2；
先进行频域扩频Kf个子载波后，再进行时域扩频Kt个OFDM符号，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2。
本申请实施例中，在利用K个正交序列对所述待发送数进行时扩频时，可以仅进行时域扩频，也可以仅进行频域扩频，还可同时进行时域扩频和频域扩频。其中，在上述Kt等于1时，可以理解为未进行时域扩频，在上述Kf等于1时，可以理解为未进行频域扩频。
可选地，所述正交序列的长度K′满足：K′＝KtKf，K′≥K。
可选地，在一些实施例中，所述K′通过高层信令配置或预配置，或者K′基于天线的数量确定。
本申请实施例中，上述高层信令可以包括无线资源控制(Radio ResourceControl，RRC)信令。若K′基于天线的数量确定的情况下，K′可以等于K，也可以为K增加预设值或者为K的倍数，在此不做进一步的限定。
可选地，所述Kt和Kf通过底层信令指示。例如可以通过媒体接入控制控制单元(Medium Access Control Control Element，MAC-CE)或物理下行控制信道(Physicaldownlink control channel，PDCCH)指示Kt和Kf。
可选地，在一些实施例中，所述方法还包括：
所述发送端将待发送数据映射到不同的OFDM子载波上，得到K″个第二OFDM信号，其中，K″为小于或等于K的正整数；
所述发送端对所述K″个第二OFDM信号中的第k个第二OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第二OFDM时域信号，k为小于或等于K″的正整数；
所述发送端将所述第k个第二OFDM时域信号通过多输入多输出MIMO预编码或MIMO波束赋形映射到K个发送天线，并通过所述K个发送天线发送第二数据信号；
其中，所述第一数据信号承载于第一传输块中，所述第二数据信号承载于第二传输块中，所述第一传输块与所述第二传输块在时域上交替传输。
本申请实施例中，由于CDM扩频原因，对数据速率的峰值有一定的限制。虽然CDM扩频能够提供相应的SNR增益，间接地提高数据速率，但是这需要增加正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)的调制阶数，然而过高的调制阶数可能会影响雷达波形的性能。因此，本申请实施例中，利用第一传输块与第二传输块在时域上交替传输第一数据信号和第二数据信号，从而可以在提高雷达性能的同时提高数据传输性能。
上述第一传输块可以理解为Type-I块，上述第二传输块可以理解为Type-II块，第一传输块和第二传输块都可以称之为ODFM传输块，由于采用两种类型的ODFM传输块来动态切换或调整感知和通信波形，从而可以在提高雷达性能的同时保证数据传输性能。第一数据信号承载于第一传输块可以理解为：在第一传输块上传输第一数据信号，即在第一传输块中，发射基于正交CDM的MIMO OFDM雷达信号。所述第二数据信号承载于第二传输块可以理解为第二传输块上传输第二数据信号，即在第二传输块中发送传统的MIMO OFDM数据信号。
可选地，在一些实施例中，不同天线上发送的第一数据信号相互正交。
可选地，所述发送端利用第二传输块发送所述第二数据信号的情况下，所述方法还包括：
所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的到达角DoA进行波束赋形，所述传输类型为单用户MIMO(Single-User MIMO)或多用户MIMO(Multi-User MIMO)。
可选地，在一些实施例中，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA进行波束赋形，包括：
所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA对接收端的通信对象CO实体进行波束赋形；
在满足所述CO实体的服务质量QoS，且所述发送端存在剩余的且可用于与所述CO实体传输的可用赋形波束和/或能量的情况下，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA对所述接收端的反射对象RO实体进行波束赋形。
本申请实施例中，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA进行波束赋形包括：
所述发送端根据CO实体和RO实体的方位角，确定每个MIMO层的至少两个波束方向；
所述发送端针对每个MIMO层，在所述至少两个波束方向上对CO实体和RO实体进行波束赋形进行波束赋形。
需要说明的是，本申请实施例中，第二传输块的MIMO-OFDM的传输方法与传统的MIMO-OFDM的传输方法的区别在于，在每个MIMO层上，除了发送数据包外，TS实体需要同时考虑对RO实体进行感知。因此每个MIMO层的波束赋形需要同时考虑CO实体和RO实体的方位角。也就是说，TS实体对每MIMO层考虑多方向的波束赋形。根据CO实体和RO实体的方位角，并通过MVDR算法，对每MIMO层，TS实体将决定多方向的波束赋形。
可选地，在每个MIMO层中，面向CO实体的波束赋形数量为一个，面向RO实体的波束赋形数量至少为一个。
可选地，在一些实施例中，所述第一数据信号对应的第一波束和所述第二数据信号对应的第二波束满足：
在相邻的两个时间段内，所述第一波束的波束方向不同；
在不同的时间段内所述第二波束的波束方向不变。
本申请实施例中，上述第一波束可以理解为感知目标波束，上述第二波束可以理解为通信目标波束。在不同的时间段，拥有通信目标的波束赋形方向不变，但感知目标波束方向可以从一个切换到另一个。
可选地，所述第一传输块包括X个传感子块，每个传感子块包含N个OFDM符号，X和N均为正整数。所述第二传输块包括Y个时隙，Y为正整数。
本申请实施例中，X和Y可以在RRC中配置。
可选地，所述发送端通过第一传输块和第二传输块周期性交替发送所述第一数据信号和所述第二数据信号；或者，
所述发送端根据目标切换信令，通过所述第一传输块发送所述第一数据信号或通过所述第二传输块发送所述第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块发送数据信号。
本申请实施例中，上述第一传输块和第二传输块可以周期性切换，也可以通过目标信令进行切换。应理解，发送端和接收端对于第一传输块和第二传输块的切换的理解应保持一致。
可选地，在一些实施例中，在所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号之后，所述方法还包括：
所述发送端接收由所述接收端的CO实体发送的反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
本申请实施例中，在Type-I块中，发送端的TS实体发送正交CDM雷达波(即上述第一数据信号)，并同时携带数据。当接收端的CO实体接收到相关数据包后，接收端的CO实体需要反馈数据包接收成功信息给发送端的TS实体。在此同时，CO实体可以把自己的地理位置通过控制信令通知TS实体。TS实体可以根据在Type-I块中，检测到的所有参数，综合判断哪些实体(即反射体)属于CO实体，哪些实体属于RO实体。例如，TS实体利用方位角和距离信息，可以计算出CO实体的大体坐标，通过和反馈的地理位置信息比较推算反射体是否属于CO实体。
可选地，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道(PhysicalUplink Shared Channel，PUSCH)；或物理上行信令信道(Physical Uplink ControlChannel，PUSCH)；所述第一指示信息携带在高层信令中。
应理解，在本申请实施例中，以发送端为网络侧设备，接收端为终端为例进行说明，当然如V2X的应用场景中，在发送端为终端，接收端也为终端设备的情况下，第一指示信息承载于物理侧链路共享信道(Physical sidelink shared channel，PSSCH)，或物理侧链路信令信道(Physical sidelink control channel，PSSCH)。
为了更好的理解本申请，以下通过一些具体实例进行详细说明。
方案1：基于CDM特性的MIMO OFDM波形技术。
在MIMO-OFDM系统中，发送端拥有K发射天线，接收端拥有L接收天线。
首先正交序列(Orthogonal Sequence)ck，把数据在时域和/或频域上扩频；然后通过OFDM调制器把数据映射到不同的OFDM子载波(OFDM Subcarrier)上得到OFDM信号，然后通过IFFT处理把OFDM信号转换为OFDM时域信号。最后通过第k个独立MIMO天线发射雷达数据信号。
正交序列ck可以通过向量形式表示，即
ck＝[ck，1，ck，2，…，ck，K′]T；
可选地，C＝[c1，c2，…，cK]，应该满足以下要求：
Figure BDA0003203026360000151
因此，正交序列方差将满足以下条件：CHC＝1或CTC*＝1；其中，CH是矩阵C的埃尔米特矩阵(Hermitian Matrix)。
可选地，K′是每个正交序列的长度，而K是发射天线数，需要满足K′≥K。
可选地，如图4所示，OFDM传输块是CDM-MIMO OFDM传输资源，由频域，时域，和空域组成。频域是M个OFDM子载波(sub-carriers)。时域是N个OFDM符号，每个符号长度为Tsym＝T+Tcp，Tcp是循环前缀(Cyclic Prefix，CP)长度，而空域是K个发送天线。
如图5所示，TS实体由以下几个部分组成。在经过调制(如，QAM)和信道编码(如低密度校验码(Low Density Parity Check，LDCP))后的数据向量dk被正交序列ck在时域和/或频域上扩频，形成了一个两维M×N的数据矩阵，即
Figure BDA0003203026360000161
其中
Figure BDA0003203026360000162
是正交序列映射符号，是根据不同CDM的映射方式而定，具体在以下方案二中详细描述。矩阵数据通过IFFT处理，产生1×MN时域信号，并将在第k发送天线发送。
TS实体的接收端会向对每个接收天线的信号利用
Figure BDA0003203026360000163
实施反扩频.然后进行相干组合(Coherent Combining)。输出信号将被输入感知模块(Sensor)，进行到达角θ、距离范围τ和多普勒fD感知。
同样地，如图6所示，CO实体的接收端会向对每个接收天线的信号利用
Figure BDA0003203026360000164
实施反扩频，然后进行相干组合(Coherent Combining)。输出信号将被输入FFT和数据检测模块，进行检测数据信号，
Figure BDA0003203026360000165
可选地，数据检测和传统的OFDM数据包检测相同，在此不再赘述。
由于CDM-MIMO OFDM传输方法通过引入正交序列ck，主要是为了提高MIMO分集增益，从而增强雷达感知性能，而针对通信的传输性能(如，传输数据峰值)可能会有一定的影响。
方案二：CDM的映射方式。
CDM扩频可以采用时域和/或频域方向的映射方式。在此假设OFDM的时频域(即，Time Frequency Domain，T-F域)的扩频因子(Spreading Factor)分别为Kt和Kf。每个数据符号sk被一个正交序列ck在时域方向扩频，然后在第k个发送天线发送。因此，接收端通过
Figure BDA0003203026360000166
反扩频后，从不同发射天线发送的符号sk是正交的，相互没有任何干扰。
OFDM信号可以先在时域上先扩频Kt个OFDM符号，然后在频域上扩频Kf子载波。同样地，也可以先在频域上扩频Kf子载波，然后再在时域上先扩频Kt个OFDM符号。扩频因子Kt和Kf的大小是根据发送端的不同业务来决定的。当CDM扩频仅仅采用时域方向的映射方式的时候，Kf＝1；也可以仅仅采用频域方向的映射方式，即Kt＝1。
对被感知物体的不同要求，应采用不同的扩频映射方式。这是由于，如果CDM扩频采用时域方向的映射方式，能被感知的物体最大距离将被缩小，而如果CDM扩频采用频域方向的映射方式，能被感知的物体最大多普勒频率将被缩小。因此，TS实体可以根据在感知过程中的所需业务质量(Quality of Service，QoS)来调整时域方向和频域方向的长度。在移动高速或少反射体(空旷区域)的场景下，TS实体需要考虑CDM在频域扩频的机制；而在低速或多反射体(密集区域)的场景下，TS实体需要考虑CDM在时域扩频的机制。
CDM扩频所需的正交序列长度K′至少等于发射天线数K，即，K′≥K。另外，在扩频映射过程中，TS实体可以考虑两个参数来实现时频域方向的映射的，即，频域方向的扩频映射参数为Kf，而时域方向的扩频映射参数为Kt，因此Kf和Kt需要满足以下条件：K′＝KfKt。
在实际应用中参数K′可以通过RRC等高层信令来配置，或预配置，或直接通过和发射天线映射方法(即，K′＝K)，而Kf或Kt可以通过相对比较底层的信令来通知CO实体(如果MAC-CE或PDCCH等)，以便CO实体能够正确的接收TS实体发送的数据包。
CDM扩频映射方式中使用的正交序列ck可以采用任何正交序列或伪正交序列(Pseudo Orthogonal Sequence)如，Walsh code，Barker code，PN sequence，Zadoff-Chusequence等。
方案三：DoA，Range和Doppler的检测方法。
通过ck对MIMO-OFDM信号扩频后(或可以被认为正交预编码)，在第k天线和第n符号的MIMO-OFDM发射信号可以表示为：
Figure BDA0003203026360000171
其中，
Figure BDA0003203026360000172
是正交序列映射符号，被定义为：
Figure BDA0003203026360000173
其中，dk(m+nT)表示第n个OFDM符号第m个子载波数据，Δf是子载波间距(Sub-carrier Spacing)，rect(t)是矩形函数，对于t∈[0，1]取值为1的，否则取值为0，
Figure BDA00032030263600001813
是x的地板函数(Floor Function)，
Figure BDA0003203026360000181
被定义为：
Figure BDA0003203026360000182
应理解，如果通过
Figure BDA0003203026360000183
反扩频后，可以得到以下结果：
Figure BDA0003203026360000184
其中，
Figure BDA0003203026360000185
和
Figure BDA0003203026360000186
因此在第k天线上，在N个OFDM符号块上传输的信号t∈[0，NTsym]可以表示为：
Figure BDA0003203026360000187
其中，fc是中心频率，
Figure BDA0003203026360000188
是x的实数函数。
针对第p个点目标，发送电波是通过复杂的信道增益hp(包括路径损耗和雷达截面(Radar Cross Section)效应)，方位角θp，往返延迟τp和归化的多普勒频移fD，p＝2vpfc/c，其中fc，vp和c分别表示为中心频率，径向速度和光传播速度。
针对方位角θp，发射天线和接收天线的向量可以表示为：
Figure BDA0003203026360000189
Figure BDA00032030263600001810
其中，
Figure BDA00032030263600001811
分别是针对目标方位角θp的发射和接收向量，λ，dT和dR分别表示信号波长，发送天线和接收天线间距。为了简单说明，在不考虑接收过程中的噪声，发射信号抵达第p个点目标并通过反射到达第l个接收天线，其接收信号可以被表示为：
Figure BDA00032030263600001812
其中，[x]l是表示向量x的第l个元素。
因为
Figure BDA0003203026360000191
是恒定的，可以用
Figure BDA0003203026360000192
来表示，因此
Figure BDA0003203026360000193
在此考虑以下假设，CP持续时间大于最远点目标的往返延迟，即，Tcp≥τmax。
因此，去除第n个OFDM符号的CP后，并对接收信号进行M采样，即
Figure BDA0003203026360000194
接收到的时域信号可以表示为：
Figure BDA0003203026360000195
另外，由于ΔfTsym≈ΔfT＝1，可以考虑
Figure BDA0003203026360000196
因此
Figure BDA0003203026360000197
一般情况下，可以假设Tcp≥τmax和fD，pT＜＜1，因此就不需要考虑ISI和ICI的影响，即，
Figure BDA0003203026360000198
项对DFT运算不会产生影响，并且可以被融合到h′p(τp)。经过DFT处理后，以上公式可以被表示为：
Figure BDA0003203026360000199
其中，
Figure BDA00032030263600001910
如果考虑P个点目标和K发送天线，第l个接收天线的信号可以表示为
Figure BDA0003203026360000201
如果通过正交序列
Figure BDA0003203026360000202
时每个Kf×Kt时频域块进行反扩频，每个发射天线上的信号被正交分离。因此，考虑了接收噪声后，第k个发送天线的发送信号，被第l个接收天线接收的信号可以被表示为
Figure BDA0003203026360000203
其中zk，l，n′(m′)是通过正交序列
Figure BDA0003203026360000204
反扩频处理后，在第l个接收天线，m′子载波，n′符号上接收的AWGN(Additive White Gaussian Noise)噪声，均值为零且噪声功率谱密度为N0，
Figure BDA0003203026360000205
和
Figure BDA0003203026360000206
因此y′k，l，n′(m′)将被作为输入信号，检测并获取P点目标相关的DoA(即θp)，距离(即τp)和多普勒频移(即fD，p)。在此考虑使用不同的算法来分别获取DoA、距离和多普勒频移。
应理解，以上y′k，l，n′(m′)处理过程对TS实体和CO实体是相同的，唯一不同的是TS实体和CO实体的接收天线向量aR(θp)是分别定义的，并且，反射物体的对象也有所不同。
另外，对CO实体来说，在获取y′k，l，n′(m′)后，具体的所需的数据检测算法和传统的OFDM接收机的方法完全相同，在此不作详细说明。
可选地，由于TS实体是已知每个发射天线上发送的数据信号[dk]n′，m′，因此可以从接收信号y′k，l，n′(m′)中除去。被除法运算后的第k个发送天线和第l个接收天线的接收信号可以被表示为：
Figure BDA0003203026360000211
其中
Figure BDA0003203026360000212
为了获取DoA，可以考虑使用Capon方法或MUSIC相关的算法。在Capon方法或MUSIC相关的算法过程中，首先需要构造接收信号的空间协方差矩阵(Spatial CovarianceMatrix)。在此考虑两种空间分集运算方法。
第一种空间分集运算方法是，在接收SNR相对比较低的情况下，仅考虑接收天线分集，即，通过接收信号y″k，l，n′(m′)，形成M×K矩阵，矩阵形式可以被表示为：
Figure BDA0003203026360000213
其中，
Figure BDA0003203026360000214
通过对
Figure BDA0003203026360000215
计算空间协方差矩阵(Spatial Covariance Matrix)，可以得到L×L的空间协方差矩阵R(1)，被表示为：
Figure BDA0003203026360000216
第二种空间分集运算方法是，在接收SNR相对比较高的情况下，可以同时考虑发送和接收天线分集，即，通过接收信号y″k，l，n′(m′)，形成M×KL矩阵，矩阵形式可以被表示为：
Figure BDA0003203026360000217
其中，
Figure BDA0003203026360000218
通过对
Figure BDA0003203026360000219
计算空间协方差矩阵(Spatial Covariance Matrix)，可以得到KL×KL的空间协方差矩阵R(2)，被表示为：
Figure BDA00032030263600002110
空间协方差矩阵R(1)或R(2)可以作为Capon方法或MUSIC相关的算法的输入，从而获取DoA，即，θp。
可选地，空间协方差矩阵R(1)或R(2)的的算法不同之处在于，前者从发送天线得到SNR增益，对获取DoA准确性由很大的提升，但后者由于空域的分集增益，对能够感知的物体数会有所增加。
可选地，为了获取距离和多普勒频移信息，将考虑使用OFDM雷达算法。为了更精准的获取距离和多普勒频移，根据前文获取的估算
Figure BDA0003203026360000221
和L×L的空间协方差矩阵R(1)，使用MVDR方法算出
Figure BDA0003203026360000222
对
Figure BDA0003203026360000223
信号进行接收波束赋形。因此，通过矩阵运算，可以得到M×1向量：
Figure BDA0003203026360000224
可选地，被波束赋形处理后的信号可以用
Figure BDA0003203026360000225
矩阵形式表示
Figure BDA0003203026360000226
因此矩阵Y(3)将被作为OFDM雷达算法模块的输入，从而获取距离和多普勒频移。
具体的，如图7所示，检测的具体流程如下：处理后的接收信号y″k，l，n′(m′)被输入到DoA检测模块，通过MUSIC等算法获取P个目标的DoA。估计得到的DoA被输入接收波束赋形模块，进行接收波束赋形处理。波束赋形处理的
Figure BDA0003203026360000227
矩阵信号被输入到距离和多普勒频移检测模块，最后通过OFDM雷达算法获取距离和多普勒频移。
方案四：新波形动态控制。
正交CDM雷达波形可用于检测未知目标位置。但是由于CDM扩频原因，对数据速率的峰值有一定的限制。虽然CDM扩频能够提供相应的SNR增益，间接地提高数据速率，但是这需要增加QAM的调制阶数。然而过高的调制阶数可能会影响雷达波形的性能。因此，本申请考虑两种波形来同时实现提高雷达性能和数据传输性能。
如图8所示，考虑两种类型的OFDM传输块来实现动态切换或调度感知和通信波形。两种OFDM传输块的使用是周期性的交替的，即，TS实体可以首先在Type-I块(Type-IBlock)中，发射基于正交CDM的MIMO OFDM雷达信号，检测未知目标。然后周期性地切换到Type-II块(Type-II Block)中，发送传统的MIMO OFDM数据信号。在此每次Type-I块和Type-II块的感知和通信过程被考虑为ISAC循环(ISAC Cycle)。
可选地，Type-I块是采用基于OFDM的全新设计波形，该波形依靠CDM方式，使不同天线上的传输信号相互正交。利用Type-I块主要是为了提高感知性能，但对数据传输性能也有一定的保障。在感知过程中，将使用方案三来获取多个目标的DoA、距离和多普勒(或速度)。
可选地，Type-II块是使用经典的OFDM波形，其中传输依赖于单用户MIMO(Single-User MIMO)或多用户MIMO(Multi-User MIMO)，根据Type-I块中获取的DoA来进行波束赋形。利用Type-II块主要是为了提高数据性能而非感知性能。由于在Type-I块中能获取精准的DoA，从而保障了波束赋形准确度，因此多用户MIMO间的波束干扰也就能够得到相应的抑制。这对Type-II块中感知性能也能得到一定的保障。
应理解，在Type-II块中，TS实体也需要通过接收MIMO OFDM数据信号进行实施雷达检测过程。由于TS实体的任何两个发送天线之间的通信符号不是正交的，因此对雷达检测性能无法得到保障。在这种情况下，雷达检测过程只能作为一种辅助性的功能(Supplemental)，而精准的雷达检测过程是依赖于Type-I块实现的。
在图8中，假设每个Type-I块由X个传感子块(Sensing Sub-block，SSB)组成，该传感子块可以称之为同步块。每个传感子块包含N个OFDM符号。每个Type-II块由Y时隙(Slot)组成。X和Y可以在RRC中配置。Type-I块和Type-II块的使用可以是交替周期切换的，从而形成ISAC循环(ISAC Cycle)。更有效地，Type-I块和Type-II块的使用也可以通过信令发送的方法进行切换。
一般来说，有两种类型的反射目标。一种是，RO实体，而另一种是CO实体。在此首先假设TS实体有能力区分RO实体和CO实体。
在Type-I块中，TS实体将检测具有较大特征值的目标(如体积较大，距离较近的目标)，并获取相关的DoA、距离和多普勒。在Type-II块中，TS实体将专注于通信终端，即CO实体，给与其更集中波束和更大的能量，并确保这些通信终端的QoS。在Type-II块中，由于发送端能够赋形的波束数P′必须满足，P′≤K-1。另外，根据功放硬件等原因，发射功力的是受到限制的，因此，在Type-II块中，必须首先考虑如何更好的满足CO实体所需的QoS要求。只有当TS实体有剩余的可用赋形波束和/或能量用于RO实体，TS实体才会选择DoA对RO实体进行波束赋形。在这种情况下，在不同的时间段，拥有通信目标的波束赋形方向不变，但感知目标波束方向可以从一个切换到另一个。这是因为如果TS实体将更多数量的波束用于感知，这将对通信性能造成不良的影响。比如，赋形的总波束越多，数据波束赋形的精准度就会降低。还有，用于感知目标的波束越多，用于数据的能量就会越少，数据通信接收信号也就会变弱；也就是说，SNR将无法满足通信要求。
但是要实现以上的动态优化控制，关键在于TS实体如何区分RO实体和CO实体。在Type-I块中，发送端的TS实体发送正交CDM雷达波，并同时携带数据。当接收端的CO实体接收到相关数据包后，接收端的CO实体需要反馈数据包接收成功信息给发送端的TS实体。在此同时，CO实体可以把自己的地理位置通过控制信令通知TS实体。TS实体可以根据在Type-I块中，检测到的所有参数，综合判断哪些实体属于CO实体，哪些实体属于RO实体。比如，TS实体利用方位角和距离信息，可以计算出CO实体的大体坐标，通过和反馈的地理位置信息比较推算反射体是否属于CO实体。
一般情况下，CO实体可以通过PUSCH，MAC-CE或更高层信令，并结合反馈信息发送其地理位置给TS实体。针对低速的CO实体，一般来说，高层信令足以保障地理位置传递。
可选地，在Type-II块中，由于TS实体知道和CO实体相关的DoA、CO实体只需要反馈秩指示(Rank indicator，RI)和信道质量指示(Channel quality indicator，CQI)，不需要反馈预编码矩阵指示(Precoding matrix indicator，PMI)。由于PMI反馈需要大量的信令开销来支持，这样可以减轻对多用户MIMO的信令开销。
方案五：针对Type-II块中的MIMO-OFDM波形设计。
在设计Type-II块中的MIMO-OFDM波形的时候，TS实体需要考虑有多少MIMO层(Layer)将被产生。在传统的MIMO-OFDM系统中，如果能够提供给发送端I个MIMO层的话，发送端就要决定I个预编码，以便在每个MIMO层上发送独立的数据包。因此MIMO系统可以传输的最高数据量是由I个MIMO层决定的。
Type-II块中的MIMO-OFDM的传输方法和传统MIMO-OFDM的传输方法是有区别的。在每MIMO层上，除了发送数据包外，TS实体需要同时考虑对RO实体进行感知。因此每MIMO层的波束赋形需要同时考虑CO实体和RO实体的方位角。也就是说，TS实体对每MIMO层考虑多方向的波束赋形。根据CO实体和RO实体的方位角，并通过MVDR算法，对每MIMO层，TS实体将决定多方向的波束赋形。在每MIMO层中，面向CO实体的波束赋形数是一个，而面向RO实体的波束赋形数可以是多个，具体数量由TS实体控制。
可选地，针对Type-II块中的MIMO-OFDM的传输，在赋形的波束上只需要发送面向CO实体的数据包。
可选地，TS实体在不同的MIMO层上发送独立的数据包，发送的数据包可以是针对单用户的，也可以是针对多用户的。但是不同的MIMO层波束赋形可以针对不同的RO实体。这样可以整体减少波束间的相互干扰，以便提高TS实体对反射体感知的性能。这是由于MIMO-OFDM的波束间发送的数据信号不是完全正交的。
针对上述方案二，以下结合图9至图11通过具体实例进行说明。
如图9所示，CDM扩频因子为4，CDM扩频仅仅采用了时域方向的映射方式，即Kf＝1，Kt＝4。也就是说，每个数据符号sk被一个正交序列ck在时域方向扩频。当接收端通过
Figure BDA0003203026360000251
反扩频后，从不同发射天线发送的符号sk被正交，相互没有任何干扰。
如图10所示，CDM扩频也可以仅仅采用频域方向的映射方式，即Kt＝1，Kf＝4。也就是说，每个数据符号sk被一个正交序列ck在频域方向扩频。
如图11所示，CDM扩频也可以采用时频域两方向的映射方式，即Kt＝2，Kf＝2。也就是说，每个数据符号sk被一个正交序列ck在时频域方向同时扩频。例如，正交序列的映射顺序可以是先时域然后再频域；此外，在其他实施例中，正交序列的映射顺序也可以采用相反的映射顺序，即先频域然后再时域。
针对上述方案四，以下结合图12至图13通过具体实例进行说明。
通过配置不同的Type-I块和Type-II块的相关参数，可以有效地同时实现感知和通信的目的。
具体地，可以考虑一个TS实体，两个CO实体(#1和#3反射体)，和两个RO实体(#2和#4反射体)。在图12所示，Type-I块中，TS实体发送正交CDM-MIMO OFDM雷达波，因此每发送天线上的发送信号没有被波束赋形，而是全方位雷达波信号。雷达波到达不同的反射体并被反射到TS实体。TS实体采用MUSIC等子空间类算法接收反射波，对接收信号进行处理，并获取和反射体相关的DoA、距离和多普勒频移。在这同时，TS实体根据两个CO实体的数据反馈(如CO实体的地理位置等)，利用方位角和距离信息推算出反射体#1和#3是属于CO实体。
如图13所示，Type-II块中，根据获取的检测信息和反射体类型，TS实体对每个反射体方向进行波束赋形，并发送数据包。在对反射体波束赋形时，TS实体会优先考虑CO实体，对其波束赋形。在确保CO实体的QoS的情况下，TS实体才会考虑对RO实体进行波束赋形。CO实体#1和#3会通过利用传统的OFDM接收算法对数据包进行解码，然后进行数据反馈。而TS实体采用波束赋形的方式接收反射波，对接收信号进行处理，并获取和反射体相关的DoA、距离和多普勒频移。应理解，获取的信息是为了更新DoA、距离和多普勒频移的目的，以便在Type-II块中，补偿反射体的移动性而产生的误差。
针对上述方案五，以下结合图14至图15通过具体实例进行说明。
如图14所示，首先考虑SU-MIMO场景。此场景考虑一个TS实体，一个CO实体(反射体#2)和两个RO实体(反射体#1和#3)。TS实体将发送MIMO数据包给CO实体(反射体#2)，同时通过反射体#2反射信号感知反射体的DoA，距离和多普勒频移。在此同时，TS实体还需要感知两个RO实体(反射体#1和#3)。TS实体MIMO数据包发送是通过两个MIMO层(Two MIMOLayers)完成的。因此TS实体在对每MIMO层数据包发送时，仅仅兼顾感知一个RO实体(反射体#1或#3)。
具体地，在发送第一MIMO层(Layer-1)数据包的时候，TS实体将赋形两个波束，一个是指向CO实体(反射体#2)，而另一个是指向RO实体(反射体#1)。为了保障针对CO实体通信质量，TS实体可以选择赋形波束的大部分能量指向CO实体，而残留的波束的小部分能量指向RO实体(反射体#1)。
可选地，TS实体的波束赋形可以通过MVDR等算法实现。在已知实体的方位角的情况下，TS实体可以精准地赋形指向不同实体波束。
同样地，在发送第二MIMO层(Layer-2)数据包的时候，TS实体将赋形两个波束，一个是指向CO实体(反射体#2)，而另一个是指向RO实体(反射体#3)。为了保障针对CO实体通信质量，TS实体可以选择赋形波束的大部分能量指向CO实体，而残留的波束的小部分能量指向RO实体(反射体#3)。
可选地，被波束赋形的Layer-1和Layer-2同时指向CO实体(反射体#2)，CO实体可以通过传统的MIMO-OFDM检测方法解码数据包。同时，TS实体接收到三个反射体反射的回波，通过MIMO-OFDM雷达的检测算法，获取和反射体相关的DoA、距离和多普勒频移。
应理解，指向CO实体(反射体#2)波束是MIMO多层信号，但是波束指向是一致的，因此TS实体可以把MIMO多层信号看作一个雷达信号，也就是说，针对雷达而言，层1(Layer-1)和层2(Layer-2)相互之间没有干扰的影响。
另外，值得注意的是，指向RO实体(反射体#1)在Layer-1中的波束信号和Layer-2中的波束信号存在一定的独立性，因此就雷达而言，Layer-2对Layer-1的干扰影响应该比较小。这样可以提高TS实体对RO实体(反射体#1)感知性能。
同样地，Layer-1对Layer-2的干扰影响应该比较小。这样可以提高TS实体对RO实体(反射体#3)感知性能。
可选地，TS实体可以对CO实体和RO实体进行排列区分，选择干扰影响相对比较小的实体，进行配对并波束赋形，从而降低MIMO层间的相互干扰。
因此，在Type-II块中发送SU-MIMO数据包，对CO实体来说，能够保障MIMO的分集性能，而且对TS实体来说可以保障对所有反射体的感知性能。
如图15所示，考虑MU-MIMO场景。此场景考虑一个TS实体，两个CO实体(反射体#1和#3)和两个RO实体(反射体#2和#4)。TS实体将发送MIMO数据包给CO实体(反射体#1和#3)，同时通过反射体#1和#3反射信号感知反射体的DoA，距离和多普勒频移。在此同时，TS实体还需要感知两个RO实体(反射体#2和#4)。TS实体的MIMO数据包发送是通过两个MIMO层(TwoMIMO Layers)完成的。因此TS实体在每MIMO层数据包发送时，将在指向CO实体的同时，兼顾感知一个RO实体。
具体地，在发送第一MIMO层(Layer-1)数据包的时候，TS实体将赋形两个波束，一个是指向CO实体(反射体#1)，而另一个是指向RO实体(反射体#2)。为了保障针对CO实体通信质量，TS实体可以选择赋形波束的大部分能量指向CO实体(反射体#1)，而残留的波束的小部分能量指向RO实体(反射体#2)。
同样地，在发送第二MIMO层(Layer-2)数据包的时候，TS实体将赋形两个波束一个是指向CO实体(反射体#3)，而另一个是指向RO实体(反射体#4)。为了保障针对CO实体通信质量，TS实体可以选择赋形波束的大部分能量指向CO实体(反射体#3)，而残留的波束的小部分能量指向RO实体(反射体#4)。
可选地，被波束赋形的Layer-1和Layer-2指向不同的CO实体(反射体#1和#3)，CO实体可以通过传统的MIMO-OFDM检测方法解码数据包。同时，TS实体接收到四个反射体发射的回波，通过MIMO-OFDM雷达的检测算法，获取和反射体相关的DoA、距离和多普勒频移。
应理解，指向不同CO实体(反射体#1和#3)波束是MIMO多层信号，相互之间有一定的干扰。因此TS实体在利用MIMO多层信号作雷达信号的时候，MIMO层间的相互干扰会对雷达感知带来一定的不利影响。
和SU-MIMO相同的是，指向RO实体(反射体#2)在Layer-1中的波束信号和Layer-2中的波束信号具有一定的独立性，因此就雷达而言，Layer-2对Layer-1的干扰影响应该比较小。这样可以提高TS实体对RO实体(反射体#2)感知性能。
同样地，Layer-1对Layer-2的干扰影响应该比较小。这样可以提高TS实体对RO实体(反射体#4)感知性能。
可选地，TS实体也可以对CO实体和RO实体进行排列区分，选择干扰影响相对比较小的实体，进行配对并波束赋形，从而降低MIMO层间的相互干扰。但是和SU-MIMO相比，配对的自由度要差一些，这是因为MU-MIMO相关的CO实体是无法选择的。
在Type-II块中发送MU-MIMO数据包，对CO实体来说，能够保障MIMO的分集性能，对TS实体来说可以保障对RO反射体的感知性能，但是对CO实体感知性能有一定的影响。
请参见图16，图16是本申请实施例提供的另一种数据传输处理方法的流程图，如图16所示，包括以下步骤：
步骤1601，接收端接收目标数据信号；
步骤1602，所述接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
步骤1603，所述接收端对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
步骤1604，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述接收端利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
可选地，所述接收端利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号之后，所述方法还包括：
所述接收端对所述接收信号进行到达角DoA检测，获得目标DoA；
所述接收端根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号；
所述接收端利用OFDM雷达算法对所述接收矩阵信号进行计算，获得距离和多普勒频移。
可选地，所述接收端对所述接收信号进行到达角DoA检测，获得目标DoA包括：
所述接收端构建第一空间协方差矩阵，所述第一空间协方差矩阵与信噪比关联；
所述接收端利用所述接收信号计算所述第一空间协方差矩阵，得到第二空间协方差矩阵；
所述接收端利用目标算法对所述第二空间协方差矩阵进行计算，得到目标DoA；
其中，所述目标算法为Capon算法或MUSIC算法。
可选地，所述第一空间协方差矩阵满足以下至少一项：
在所述信噪比小于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第一空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法仅与接收天线分集关联；
在所述信噪比大于或等于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第二空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法与发送天线分集和接收天线分集关联。
可选地，所述接收端接收目标数据信号，包括：
所述接收端交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号。
可选地，所述第二数据信号携带有第二时域信号，所述第二时域信号基于传统的多输入多输出MIMO正交频分复用OFDM方式得到。
可选地，所述接收端交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号，包括：
所述接收端周期性交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号；或者，
所述接收端根据目标切换信令，接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块接收数据信号。
可选地，所述接收端根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号，包括：
所述接收端根据所述目标DoA和最小方差无失真响应MVDR方法进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号。
可选地，所述接收端接收目标数据信号之后，所述方法还包括：
所述接收端向发送端发送反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
可选地，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道PUSCH。
可选地，所述第一指示信息携带在高层信令中。
需要说明的是，本实施例作为图3所示的实施例对应的接收端的实施方式，其具体的实施方式可以参见图3所示的实施例相关说明，以及达到相同的有益效果，为了避免重复说明，此处不再赘述。
需要说明的是，本申请实施例提供的数据传输处理方法，执行主体可以为数据传输处理装置，或者，该数据传输处理装置中的用于执行数据传输处理的控制模块。本申请实施例中以数据传输处理装置执行数据传输处理为例，说明本申请实施例提供的数据传输处理装置。
请参见图17，图17是本申请实施例提供的一种数据传输处理装置的结构图，如图17所示，数据传输处理装置1700包括：
扩频模块1701，用于将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
第一映射模块1702，用于将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；
第一转换模块1703，用于对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
第一发送模块1704，用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
可选地，所述扩频模块1701具体用于：利用K个正交序列对所述待发送数进行时频域扩频，得到K个正交数据矩阵；
其中，时频域扩频的规则满足以下任一项：
先进行时域扩频Kt个OFDM符号后，再进行频域扩频Kf个子载波，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2；
先进行频域扩频Kf个子载波后，再进行时域扩频Kt个OFDM符号，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2。
可选地，所述正交序列的长度K′满足：K′＝KtKf，K′≥K。
可选地，所述K′通过高层信令配置或预配置，或者K′基于天线的数量确定。
可选地，所述Kt和Kf通过底层信令指示。
可选地，所述第一映射模块1702，还用于将待发送数据映射到不同的OFDM子载波上，得到K″个第二OFDM信号，其中，K″为小于或等于K的正整数；
所述第一转换模块1703，还用于对所述K″个第二OFDM信号中的第k个第二OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第二OFDM时域信号，k为小于或等于K″的正整数；
所述第一发送模块1704，还用于将所述第k个第二OFDM时域信号通过多输入多输出MIMO预编码或MIMO波束赋形映射到K个发送天线，并通过所述K个发送天线发送第二数据信号；
其中，所述第一数据信号承载于第一传输块中，所述第二数据信号承载于第二传输块中，所述第一传输块与所述第二传输块在时域上交替传输。
可选地，不同天线上发送的第一数据信号相互正交。
可选地，在利用第二传输块发送所述第二数据信号的情况下，所述第一发送模块1704，还用于根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA进行波束赋形，所述传输类型为单用户MIMO或多用户MIMO。
可选地，所述第一发送模块1704，具体用于根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA对接收端的通信对象CO实体进行波束赋形；在满足所述CO实体的服务质量QoS，且所述发送端存在剩余的且可用于与所述CO实体传输的可用赋形波束和/或能量的情况下，根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA对所述接收端的反射对象RO实体进行波束赋形。
可选地，所述第一发送模块1704，具体用于：根据CO实体和RO实体的方位角，确定每个MIMO层的至少两个波束方向；针对每个MIMO层，在所述至少两个波束方向上对CO实体和RO实体进行波束赋形进行波束赋形。
可选地，在每个MIMO层中，面向CO实体的波束赋形数量为一个，面向RO实体的波束赋形数量至少为一个。
可选地，所述第一数据信号对应的第一波束和所述第二数据信号对应的第二波束满足：
在相邻的两个时间段内，所述第一波束的波束方向不同；
在不同的时间段内所述第二波束的波束方向不变。
可选地，所述第一传输块包括X个传感子块，每个传感子块包含N个OFDM符号，X和N均为正整数。
可选地，所述第二传输块包括Y个时隙，Y为正整数。
可选地，所述第一发送模块1704通过第一传输块和第二传输块周期性交替发送所述第一数据信号和所述第二数据信号；或者，根据目标切换信令，通过所述第一传输块发送所述第一数据信号或通过所述第二传输块发送所述第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块发送数据信号。
可选地，所述数据传输处理装置1700还包括：
第一接收模块，用于接收由所述接收端的CO实体发送的反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
可选地，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道PUSCH。
可选地，所述第一指示信息携带在高层信令中。
本申请实施例提供的数据传输处理装置能够实现图3的方法实施例中各个过程，为避免重复，这里不再赘述。
请参见图18，图18是本申请实施例提供的一种数据传输处理装置的结构图，如图18所示，数据传输处理装置1800包括：
第二接收模块1801，用于接收端接收目标数据信号；
预处理模块1802，用于接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
第二转换模块1803，用于对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
反扩频模块1804，用于在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
可选地，所述数据传输处理装置1800还包括：
检测模块，用于对所述接收信号进行到达角DoA检测，获得目标DoA；
波束赋形模块，用于根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号；
计算模块，用于利用OFDM雷达算法对所述接收矩阵信号进行计算，获得距离和多普勒频移。
可选地，检测模块具体用于构建第一空间协方差矩阵，所述第一空间协方差矩阵与信噪比关联；利用所述接收信号计算所述第一空间协方差矩阵，得到第二空间协方差矩阵；利用目标算法对所述第二空间协方差矩阵进行计算，得到目标DoA；
其中，所述目标算法为Capon算法或MUSIC算法。
可选地，所述第一空间协方差矩阵满足以下至少一项：
在所述信噪比小于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第一空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法仅与接收天线分集关联；
在所述信噪比大于或等于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第二空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法与发送天线分集和接收天线分集关联。
可选地，所述第二接收模块1801具体用于：交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号。
可选地，所述第二数据信号携带有第二时域信号，所述第二时域信号基于传统的多输入多输出MIMO正交频分复用OFDM方式得到。
可选地，所述第二接收模块1801具体用于：周期性交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号；或者，根据目标切换信令，接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块接收数据信号。
可选地，所述波束赋形模块具体用于：根据所述目标DoA和最小方差无失真响应MVDR方法进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号。
可选地，所述数据传输处理装置1800还包括：
第二发送模块，用于向发送端发送反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
可选地，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道PUSCH。
可选地，所述第一指示信息携带在高层信令中。
本申请实施例提供的数据传输处理装置能够实现图16的方法实施例中各个过程，为避免重复，这里不再赘述。
本申请实施例中的数据传输处理装置可以是装置，具有操作系统的装置或电子设备，也可以是终端中的部件、集成电路、或芯片。该装置可以是移动终端，也可以为非移动终端。示例性的，移动终端可以包括但不限于上述所列举的终端11的类型，非移动终端可以为服务器、网络附属存储器(Network Attached Storage，NAS)、个人计算机(personalcomputer，PC)、电视机(television，TV)、柜员机或者自助机等，本申请实施例不作具体限定。
本申请实施例提供的数据传输处理装置能够实现图1至图16的方法实施例实现的各个过程，并达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
可选的，如图19所示，本申请实施例还提供一种通信设备1900，包括处理器1901，存储器1902，存储在存储器1902上并可在所述处理器1901上运行的程序或指令，该程序或指令被处理器1901执行时实现上述数据传输处理方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
本申请实施例还提供一种终端，包括处理器和通信接口，处理器用于：将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；通信接口用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。或者，通信接口用于接收目标数据信号，处理器用于：对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。该终端实施例是与上述终端侧方法实施例对应的，上述方法实施例的各个实施过程和实现方式均可适用于该终端实施例中，且能达到相同的技术效果。具体地，图20为实现本申请各个实施例的一种终端的硬件结构示意图。
该终端2000包括但不限于：射频单元2001、网络模块2002、音频输出单元2003、输入单元2004、传感器2005、显示单元2006、用户输入单元2007、接口单元2008、存储器2009以及处理器2010等中的至少部分部件。
本领域技术人员可以理解，终端2000还可以包括给各个部件供电的电源(比如电池)，电源可以通过电源管理系统与处理器2010逻辑相连，从而通过电源管理系统实现管理充电、放电、以及功耗管理等功能。图20中示出的终端结构并不构成对终端的限定，终端可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置，在此不再赘述。
应理解的是，本申请实施例中，输入单元2004可以包括图形处理器(GraphicsProcessing Unit，GPU)和麦克风，图形处理器对在视频捕获模式或图像捕获模式中由图像捕获装置(如摄像头)获得的静态图片或视频的图像数据进行处理。显示单元2006可包括显示面板，可以采用液晶显示器、有机发光二极管等形式来配置显示面板。用户输入单元2007包括触控面板以及其他输入设备。触控面板，也称为触摸屏。触控面板可包括触摸检测装置和触摸控制器两个部分。其他输入设备可以包括但不限于物理键盘、功能键(比如音量控制按键、开关按键等)、轨迹球、鼠标、操作杆，在此不再赘述。
本申请实施例中，射频单元2001将来自网络侧设备的下行数据接收后，给处理器2010处理；另外，将上行的数据发送给网络侧设备。通常，射频单元2001包括但不限于天线、至少一个放大器、收发信机、耦合器、低噪声放大器、双工器等。
存储器2009可用于存储软件程序或指令以及各种数据。存储器109可主要包括存储程序或指令区和存储数据区，其中，存储程序或指令区可存储操作系统、至少一个功能所需的应用程序或指令(比如声音播放功能、图像播放功能等)等。此外，存储器2009可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非瞬态性存储器，其中，非瞬态性存储器可以是只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、可编程只读存储器(Programmable ROM，PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically EPROM，EEPROM)或闪存。例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非瞬态性固态存储器件。
处理器2010可包括一个或多个处理单元；可选的，处理器2010可集成应用处理器和调制解调处理器，其中，应用处理器主要处理操作系统、用户界面和应用程序或指令等，调制解调处理器主要处理无线通信，如基带处理器。可以理解的是，上述调制解调处理器也可以不集成到处理器2010中。
其中，处理器210，用于将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
射频单元2001，用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
或者，射频单元2001，用于接收端接收目标数据信号；
处理器210，用于对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
第二转换模块，用于对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
本申请实施例提供的处理器2010和射频单元2001可以实现上述数据传输处理方法实施例中的各步骤，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
本申请实施例还提供一种网络侧设备，包括处理器和通信接口，处理器用于：将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；通信接口用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。该网络侧设备实施例是与上述网络侧设备方法实施例对应的，上述方法实施例的各个实施过程和实现方式均可适用于该网络侧设备实施例中，且能达到相同的技术效果。
具体地，本申请实施例还提供了一种网络侧设备。如图21所示，该网络侧设备2100包括：天线2101、射频装置2102、基带装置2103。天线2101与射频装置2102连接。在上行方向上，射频装置2102通过天线2101接收信息，将接收的信息发送给基带装置2103进行处理。在下行方向上，基带装置2103对要发送的信息进行处理，并发送给射频装置2102，射频装置2102对收到的信息进行处理后经过天线2101发送出去。
上述频带处理装置可以位于基带装置2103中，以上实施例中网络侧设备执行的方法可以在基带装置2103中实现，该基带装置2103包括处理器2104和存储器2105。
基带装置2103例如可以包括至少一个基带板，该基带板上设置有多个芯片，如图21所示，其中一个芯片例如为处理器2104，与存储器2105连接，以调用存储器2105中的程序，执行以上方法实施例中所示的网络侧设备操作。
该基带装置2103还可以包括网络接口2106，用于与射频装置2102交互信息，该接口例如为通用公共无线接口(common public radio interface，简称CPRI)。
具体地，本申请实施例的网络侧设备还包括：存储在存储器2105上并可在处理器2104上运行的指令或程序，处理器2104调用存储器2105中的指令或程序执行图18所示各模块执行的方法，并达到相同的技术效果，为避免重复，故不在此赘述。
本申请实施例还提供一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有程序或指令，该程序或指令被处理器执行时实现上述数据传输处理方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
其中，所述处理器为上述实施例中所述的电子设备中的处理器。所述可读存储介质，包括计算机可读存储介质，如计算机只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等。
本申请实施例另提供了一种芯片，所述芯片包括处理器和通信接口，所述通信接口和所述处理器耦合，所述处理器用于运行程序或指令，实现上述数据传输处理方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
应理解，本申请实施例提到的芯片还可以称为系统级芯片、系统芯片、芯片系统或片上系统芯片等。
本申请实施例另提供了一种程序产品，所述程序产品存储在非瞬态的存储介质中，所述程序产品被至少一个处理器执行以实现上述数据传输处理方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。此外，需要指出的是，本申请实施方式中的方法和装置的范围不限按示出或讨论的顺序来执行功能，还可包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序来执行功能，例如，可以按不同于所描述的次序来执行所描述的方法，并且还可以添加、省去、或组合各种步骤。另外，参照某些示例所描述的特征可在其他示例中被组合。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以计算机软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端(可以是手机，计算机，服务器，空调器，或者基站等)执行本申请各个实施例所述的方法。
上面结合附图对本申请的实施例进行了描述，但是本申请并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本申请的启示下，在不脱离本申请宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，均属于本申请的保护之内。

Claims (37)

1.一种数据传输处理方法，其特征在于，包括：
发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
所述发送端将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；
所述发送端对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发送端将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵包括：
所述发送端利用K个正交序列对所述待发送数进行时频域扩频，得到K个正交数据矩阵；
其中，时频域扩频的规则满足以下任一项：
先进行时域扩频Kt个OFDM符号后，再进行频域扩频Kf个子载波，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2；
先进行频域扩频Kf个子载波后，再进行时域扩频Kt个OFDM符号，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述正交序列的长度K′满足：K′＝KtKf，K′≥K。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述K′通过高层信令配置或预配置，或者K′基于天线的数量确定。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述Kt和Kf通过底层信令指示。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
所述发送端将待发送数据映射到不同的OFDM子载波上，得到K″个第二OFDM信号，其中，K″为小于或等于K的正整数；
所述发送端对所述K″个第二OFDM信号中的第k个第二OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第二OFDM时域信号，k为小于或等于K″的正整数；
所述发送端将所述第k个第二OFDM时域信号通过多输入多输出MIMO预编码或MIMO波束赋形映射到K个发送天线，并通过所述K个发送天线发送第二数据信号；
其中，所述第一数据信号承载于第一传输块中，所述第二数据信号承载于第二传输块中，所述第一传输块与所述第二传输块在时域上交替传输。
7.根据权利要求1或6所述的方法，其特征在于，不同天线上发送的所述第一数据信号相互正交。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述发送端利用第二传输块发送所述第二数据信号的情况下，所述方法还包括：
所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的到达角DoA进行波束赋形，所述传输类型为单用户MIMO或多用户MIMO。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA进行波束赋形，包括：
所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA对接收端的通信对象CO实体进行波束赋形；
在满足所述CO实体的服务质量QoS，且所述发送端存在剩余的且可用于与所述CO实体传输的可用赋形波束和/或能量的情况下，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA，对所述接收端的反射对象RO实体进行波束赋形。
10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述发送端根据传输类型和在第一传输块中获取的DoA进行波束赋形包括：
所述发送端根据CO实体和RO实体的方位角，确定每个MIMO层的至少两个波束方向；
所述发送端针对每个MIMO层，在所述至少两个波束方向上对所述CO实体和所述RO实体进行波束赋形进行波束赋形。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在每个MIMO层中，面向CO实体的波束赋形数量为一个，面向RO实体的波束赋形数量至少为一个。
12.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第一数据信号对应的第一波束和所述第二数据信号对应的第二波束满足：
在相邻的两个时间段内，所述第一波束的波束方向不同；
在不同的时间段内所述第二波束的波束方向不变。
13.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第一传输块包括X个传感子块，每个传感子块包含N个OFDM符号，X和N均为正整数。
14.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第二传输块包括Y个时隙，Y为正整数。
15.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述发送端通过第一传输块和第二传输块周期性交替发送所述第一数据信号和所述第二数据信号；或者，
所述发送端根据目标切换信令，通过所述第一传输块发送所述第一数据信号或通过所述第二传输块发送所述第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块发送数据信号。
16.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述发送端将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号之后，所述方法还包括：
所述发送端接收由所述接收端的CO实体发送的反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道PUSCH。
18.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一指示信息携带在高层信令中。
19.一种数据传输处理方法，其特征在于，包括：
接收端接收目标数据信号；
所述接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
所述接收端对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述接收端利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述接收端利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号之后，所述方法还包括：
所述接收端对所述接收信号进行DoA检测，获得目标DoA；
所述接收端根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号；
所述接收端利用OFDM雷达算法对所述接收矩阵信号进行计算，获得距离和多普勒频移。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述接收端对所述接收信号进行到达角DoA检测，获得目标DoA包括：
所述接收端构建第一空间协方差矩阵，所述第一空间协方差矩阵与信噪比关联；
所述接收端利用所述接收信号计算所述第一空间协方差矩阵，得到第二空间协方差矩阵；
所述接收端利用目标算法对所述第二空间协方差矩阵进行计算，得到目标DoA；
其中，所述目标算法为Capon算法或MUSIC算法。
22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述第一空间协方差矩阵满足以下至少一项：
在所述信噪比小于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第一空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法仅与接收天线分集关联；
在所述信噪比大于或等于第一预设值的情况下，所述第一空间协方差矩阵基于第二空间分集运算方法构建，所述第一空间分集运算方法与发送天线分集和接收天线分集关联。
23.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述接收端接收目标数据信号，包括：
所述接收端交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号。
24.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，所述第二数据信号携带有第二时域信号，所述第二时域信号基于传统的多输入多输出MIMO正交频分复用OFDM方式得到。
25.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，所述接收端交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号，包括：
所述接收端周期性交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号；或者，
所述接收端根据目标切换信令，接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号，其中，所述目标信令用于指示利用所述第一传输块或第二传输块接收数据信号。
26.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述接收端根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号，包括：
所述接收端根据所述目标DoA和最小方差无失真响应MVDR方法进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号。
27.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述接收端接收目标数据信号之后，所述方法还包括：
所述接收端向发送端发送反馈信息和第一指示信息，所述反馈信息用于指示所述第一数据信号被成功接收，所述第一指示信息用于指示所述CO实体的地理位置。
28.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述反馈信息和第一指示信息承载于物理上行共享信道PUSCH。
29.根据权利要求27所述的方法，其特征在于，所述第一指示信息携带在高层信令中。
30.一种数据传输处理装置，其特征在于，包括：
扩频模块，用于将待发送数据通过K个正交序列进行扩频，得到K个正交数据矩阵，K为大于1的整数；
第一映射模块，用于将K个正交数据矩阵映射到不同的频分复用OFDM子载波上，得到K个第一OFDM信号，所述第一OFDM信号为扩频数据矩阵OFDM信号；
第一转换模块，用于对所述K个第一OFDM信号中的第k个第一OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第一OFDM时域信号，k为小于或等于K的正整数；
第一发送模块，用于将所述第k个第一OFDM时域信号映射到第k个发送天线，并通过所述第k个发送天线发送第一数据信号。
31.根据权利要求30所述的装置，其特征在于，所述扩频模块具体用于：利用K个正交序列对所述待发送数进行时频域扩频，得到K个正交数据矩阵；
其中，时频域扩频的规则满足以下任一项：
先进行时域扩频Kt个OFDM符号后，再进行频域扩频Kf个子载波，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2；
先进行频域扩频Kf个子载波后，再进行时域扩频Kt个OFDM符号，Kt和Kf均为正整数，且Kt和Kf之和大于2。
32.根据权利要求30所述的装置，其特征在于，
所述第一映射模块，还用于将待发送数据映射到不同的OFDM子载波上，得到K″个第二OFDM信号，其中，K″为小于或等于K的正整数；
所述第一转换模块，还用于对所述K″个第二OFDM信号中的第k个第二OFDM信号进行快速傅里叶逆变换IFFT处理，得到第k个第二OFDM时域信号，k为小于或等于K″的正整数；
所述第一发送模块，还用于将所述第k个第二OFDM时域信号通过多输入多输出MIMO预编码或MIMO波束赋形映射到K个发送天线，并通过所述K个发送天线发送第二数据信号；
其中，所述第一数据信号承载于第一传输块中，所述第二数据信号承载于第二传输块中，所述第一传输块与所述第二传输块在时域上交替传输。
33.一种数据传输处理装置，其特征在于，包括：
第二接收模块，用于接收端接收目标数据信号；
预处理模块，用于接收端对所述目标数据信号进行预处理，得到目标时域信号；
第二转换模块，用于对所述目标时域信号进行离散傅里叶变换得到数据矩阵；
反扩频模块，用于在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，利用正交序列对所述数据矩阵进行反扩频处理得到接收信号；
其中，在所述目标数据信号为第一数据信号的情况下，所述数据矩阵为正交数据矩阵。
34.根据权利要求33所述的装置，其特征在于，所述数据传输处理装置还包括：
检测模块，用于对所述接收信号进行到达角DoA检测，获得目标DoA；
波束赋形模块，用于根据所述目标DoA进行接收波束赋形处理，获得接收矩阵信号；
计算模块，用于利用OFDM雷达算法对所述接收矩阵信号进行计算，获得距离和多普勒频移。
35.根据权利要求33所述的装置，其特征在于，所述第二接收模块具体用于：交替接收利用第一传输块发送的所述第一数据信号和利用第二传输块发送的第二数据信号。
36.一种通信设备，其特征在于，包括：存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序，所述程序被所述处理器执行时实现如权利要求1至29中任一项所述的数据传输处理方法中的步骤。
37.一种可读存储介质，其特征在于，所述可读存储介质上存储程序或指令，所述程序或指被处理器执行时实现如权利要求1至29中任一项所述的数据传输处理方法的步骤。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001320346A (ja) * 2000-02-29 2001-11-16 Toshiba Corp 直交周波数分割多重変調とスペクトル拡散を併用する送信装置、受信装置および基地局
JP2006121289A (ja) * 2004-10-20 2006-05-11 Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd 無線送信機及び無線受信器及び無線システム及び無線通信方法並びにそのプログラム
CN101065919A (zh) * 2004-11-25 2007-10-31 松下电器产业株式会社 多速率无线通信系统及码分配方法
US20090209264A1 (en) * 2008-02-15 2009-08-20 Futurewei Technologies, Inc. System and Method for Adaptively Controlling Feedback Information
US20130156127A1 (en) * 2010-07-07 2013-06-20 Donald L. Schilling OFDM Synchronization and Signal Channel Estimation
CN104092634A (zh) * 2014-07-29 2014-10-08 中国民航大学 联合doa估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法
CN107390208A (zh) * 2017-06-26 2017-11-24 桂林电子科技大学 一种频率分集阵列雷达通信一体化方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001320346A (ja) * 2000-02-29 2001-11-16 Toshiba Corp 直交周波数分割多重変調とスペクトル拡散を併用する送信装置、受信装置および基地局
JP2006121289A (ja) * 2004-10-20 2006-05-11 Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd 無線送信機及び無線受信器及び無線システム及び無線通信方法並びにそのプログラム
CN101065919A (zh) * 2004-11-25 2007-10-31 松下电器产业株式会社 多速率无线通信系统及码分配方法
US20090209264A1 (en) * 2008-02-15 2009-08-20 Futurewei Technologies, Inc. System and Method for Adaptively Controlling Feedback Information
US20130156127A1 (en) * 2010-07-07 2013-06-20 Donald L. Schilling OFDM Synchronization and Signal Channel Estimation
CN104092634A (zh) * 2014-07-29 2014-10-08 中国民航大学 联合doa估计与主波束成型的测距仪脉冲干扰抑制方法
CN107390208A (zh) * 2017-06-26 2017-11-24 桂林电子科技大学 一种频率分集阵列雷达通信一体化方法

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