CN104145307A - 光学记录介质驱动装置和寻轨误差检测方法 - Google Patents

Abstract

【问题】为了解决由增加的回访速度引起的问题以及解决由凹坑深度引起的信号A和B之间以及信号C和D之间的相位差的问题，需要确保能够根据由于光学记录介质的增加的记录密度而劣化的接收信号来检测出寻轨误差。【解决方案】当如同DPD方法指定了相同的分割区域A至D时，计算未经延迟的信号A和经延迟的信号C的异或<1>、经延迟的信号A和未经延迟的信号C的异或<2>、未经延迟的信号B和经延迟的信号D的异或<3>以及经延迟的信号B和未经延迟的信号D的异或<4>；以及基于计算值(<1>+<3>)-(<2>+<4>)获得寻轨误差信号。由此，解决了上述问题。

Description

光学记录介质驱动装置和寻轨误差检测方法

技术领域

本发明涉及至少执行回放(playback)的光学记录介质驱动装置以及用于光学记录介质的寻轨误差(tracking error)检测方法。

背景技术

诸如致密盘(CD)、数字多功能光盘(DVD)以及蓝光光盘(BD：注册商标)之类的盘形光学记录介质(在下文中将每者简称为光盘)已经广泛普及。在这些光盘的标准中，广泛地采用差分相位检测(Differential phaseDetection，DPD)方案，以作为回放专用(playback-dedicated)ROM光盘的寻轨误差检测方案。

图10是基于DPD方案的寻轨误差检测技术的解释性图。首先如图10的A所示，在DPD方案中，在光接收单元中分割地形成有四个光接收区域A、B、C以及D，且该光接收单元被用作接收来自光盘的反射光的光接收单元。这里，在这种4分割光接收单元中，基于由排列在光盘上的凹坑(图中阴影部分)所形成的轨迹(作为参照)，利用沿轨迹的长度方向(线方向)延伸的分割线与沿轨迹的短边方向(光盘的径向)延伸的分割线进行分割，来形成区域A、B、C以及D。具体地，在DPD方案中，区域A和B组成的群组以及区域C和D组成的群组中的每个群组是通过沿轨迹的长度方向的分割线进行分割而获得的群组，且区域A和D组成的群组以及区域B和C组成的群组中的每个群组是通过沿轨迹的短边方向的分割线进行分割而获得的群组。此外，当基于凹坑随着光盘旋转而前进的方向(作为参考)来定义上游侧和下游侧时，区域A和B组成的群组被布置在上游侧，并且区域C和D组成的群组被布置在下游侧。

图10的A图解地示出了相对于光接收单元正在通过的凹坑的转变(时间点t1至t5)的情况。在时间点t1处示出了凹坑的起始边缘部到达光接收单元的上游侧端部附近的状态，在时间点t2处示出了起始边缘部到达光接收单元的轨迹短边方向分割线附近的状态，在时间点t3处示出了起始边缘部到达光接收单元的下游侧端部附近的状态，在时间点t4处示出了凹坑的末尾边缘部到达光接收单元的轨迹短边方向分割线附近的状态，并且在时间点t5处示出了末尾边缘部到达光接收单元的下游侧端部附近的状态。在纸面的左边示出了相对于轨迹中心向左侧离轨(detracking)的光斑的情况，在纸面的中间示出了追踪轨迹中心的光斑的情况，且在纸面右边示出了相对于轨迹中心向右侧离轨的光斑的情况。

在DPD方案中，基于光接收单元中的四个区域A至D的光接收结果生成信号(A+C)以及信号(B+D)，并且对这些信号之间的相位差(由于光干涉而在光接收单元中产生的相位差)进行检测以生成寻轨误差信号TES。注意，信号(A+C)表示根据各个区域A与C的光接收结果产生的信号A与信号C的相加结果，并且信号(B+D)表示根据各个区域B与D的光接收结果产生的信号B与信号D的相加结果。

图10的B分别示出了在图10的A所示的时间点t1至t5期间向左侧(纸面左边)离轨时、追踪轨迹中心(纸面的中间)时、以及向右侧(纸面右边)离轨时获取的信号(A+C)与信号(B+D)的波形。如图所示，在追踪轨迹中心时，信号(A+C)与信号(B+D)之间没有出现相位差。向左侧离轨时，以信号(A+C)的相位超前的方式出现相位差，相反，向右侧离轨时，以信号(B+D)的相位超前的方式出现相位差。

图10的C示出基于DPD方案从信号(A+C)以及信号(B+D)生成寻轨误差信号TES的情况。如图所示，检测信号(A+C)与信号(B+D)之间的相位差(包括其极性信息(哪个相位是超前的/延迟的))，并且根据结果生成寻轨误差信号TES。本图针对信号(A+C)和信号(B+D)、它们的极性信号、信号(A+C)与信号(B+D)之间的相位差检测信号(包含极性信息)以及从相位差检测信号生成的寻轨误差信号TES示出了光斑从左侧到右侧经过轨迹中心时获取的波形的示例。

图11以示例的方式示出了在采用DPD方案的情况下所需的相位比较器。图11所示的相位比较器是所谓的EXOR(EX-OR：异或)相位比较器。如图所示，EXOR相位比较器至少配备有EXOR电路、触发器、运算放大器以及两个AND门电路，其中EXOR电路和触发器各自被输入二值化信号(A+C)以及二值化信号(B+D)。

在图中，当两个输入信号彼此不同时，EXOR电路的输出是"1"，当两个输入信号彼此相同时，其输出是“0”。底部的触发器区分出被EXOR电路检测的信号之间的差异以表示相位超前或表示相位延迟，从而确定相位比较器输出的极性。

这种相位比较器的使用例如能够生成如用图10的C所说明的基于DPD方案的寻轨误差信号TES。

引用列表

专利文献

专利文献1：JP 3769888B

专利文献2：JP S63-175234A

发明内容

顺便一提，近年来随着光盘的记录密度的增加，稳定的DPD寻轨误差信号的生成处于困难境地。这是因为以下原因。

(1)作为在线方向上增大记录密度的结果，在MTF(空间频率)的影响下，来自短凹坑的回放信号衰减，由此难以区分回放信号。

(2)作为窄的轨迹间距的结果，由串扰引起的偏移的影响变大。

(3)作为多层化发展的结果，回放信号振幅衰减，并且使S/N(信噪比)变差。

(4)随着数据速率的增大，回放信号的频率增大。

由于条目(1)至(3)的影响，使对来自区域A至区域D的光接收信号进行二值化而获取的信号A至信号D的信号质量劣化。这里，如图12所示，信号劣化的具体模式的示例可以包括抖动、脉宽波动以及局部信号缺失。条目(1)至(3)的影响使这些现象高频度地出现。

此外，条目(4)的影响使DPD寻轨误差信号的信号生成模块要求响应速度增加，并由此其实现是困难的。

以下将具体讨论这些问题。

a.由二值化信号的脉宽波动引起的相位检测误差

上面的图11所示的EXOR相位检测器引起如下问题，即，信号A至信号D的脉宽的波动导致相位检测误差。

图13是由脉宽波动引起的相位检测误差的解释性图。具体地，图13示出如下情况，即，在EXOR相位比较器中，当相位彼此一致并且脉宽彼此不同的信号被输入作为信号(A+C)以及信号(B+D)时，则出现错误的相位检测。假定，虽然信号(A+C)本来应当提供由图中虚线所表示的波形，但由于脉宽波动的出现，信号(A+C)提供了由图中的实线所表示的波形。在这种情况下，如图中的"相位比较器输出"所示，最终的相位比较结果表示：带有长脉宽的信号的相位超前。例如，在出现物镜偏移或由于一些其他原因而出现光斑的位置偏移的情况下，脉宽波动持续地出现。在这个阶段，即使在下游使用LPF(低通滤波器)来执行平滑化，也不能避免寻轨误差信号的波动出现。

b.由二值化信号的抖动引起的相位检测误差

如图14所示，存在被称作边缘检测相位比较器的相位比较器。例如，专利文献2也公开了边缘检测相位比较器。在边缘检测相位比较器中，即使出现了上面[a]部分所指出的脉宽波动，因脉宽波动而产生的输出也是正负脉冲输出。因此，下游LPF的平滑化能够抵消该影响。

应注意，边缘检测相位比较器引起如下问题，即，当抖动更多地出现在输入信号之中的一个信号时，出现相位检测误差。

图15是由抖动造成的相位检测误差的解释性图。具体地，图15示例性地示出了在本来应当具有相同的脉宽和相同的相位的信号(A+C)以及信号(B+D)之中，仅在信号(A+C)侧出现抖动时由边缘检测相位比较器获取的相位比较器的输出。

例如，当相对于S/N劣化的信号输出而发生物镜偏移时，或当由于一些其他原因而发生激光光斑的位置偏移时，如图所示，在输入信号之中的一个信号中高频度地发生抖动的情况能够持续。一旦获取到如图所示的相位比较器的输出，那么，即使在下游使用LPF来执行平滑化也不能避免寻轨误差信号的波动出现。

在这里，如果抖动相似地发生在两个输入信号中，那么，虽然在相位检测结果中没有偏移，但本来应该被检测到的相位差衰减了，并且作为结果，同样发生了寻轨误差的错误检测。

注意，这种关于抖动的问题同样出现在使用EXOR相位比较器的情况下。具体地，在使用EXOR相位比较器的情况下发生抖动时，无法使用触发器正确地执行相位超前/延迟的判断，这导致无法通过使用LPF进行平滑化来处理的寻轨误差信号的波动的发生。

c.关于回放信号频率增大的问题

为了实现如上面的图10的C所示的寻轨误差检测技术，需要相位比较器高精度地输出比通道时钟更短的脉冲，以用于正确地检测信号(A+C)以及信号(B+D)的边缘位置之间的差。

这里，例如，在以六倍速(sextuple-speed，6x)回放BD时，作为最短标记长度的2T信号频率高达198MHz左右。换言之，传统的相位比较器需要能够正确地输出如下脉冲的门元件，该脉冲的信号相位差的时间宽度远短于这种2T信号的间隔。这里，如果门元件引起延迟和/或上升沿特征与下降沿特征之间的失衡，那么这最终导致偏移波动、振幅波动以及寻轨误差信号的信噪比的降低。在还考虑到与温度有关的波动以及固体不均匀性时高精度地确保高速响应是设计时的阻碍因素。

此外，一些传统的DPD寻轨误差检测电路采用在数字同步电路中处理二值化信号以检测相位差的方法。这种情况下的相位比较器需要频繁地以不小于通道时钟的时钟频率进行操作。例如，假定当在上面提到的六倍速下的BD的条件下需要直接检测2T信号周期的大约1/4的相移时，那么这种情况下的数字同步电路需要在至少400MHz的时钟下进行操作。这是不小于普通读通道操作时钟的速度，并且其仍然能够引起设计时的障碍因素。

d.根据凹坑深度产生的信号A和信号B之间以及信号C和信号D之间的相位差

虽然本问题与上面的条目(1)至条目(4)并不相关，但其是从提出DPD方案以来一直正在解决的问题中的一个问题。

上面的专利文献1同样提到了这个由凹坑深度引起的问题。具体地，该问题是由于光盘中形成的凹坑的深度而在信号A与信号B之间以及信号C与信号D之间出现相位差。

如果不考虑该问题而执行信号A与信号C的模拟信号相加以及信号B与信号D的模拟信号相加，那么信号振幅衰减，这导致寻轨误差的错误检测。注意，为了解决该问题，专利文献1提出例如在信号C与信号D侧添加可变延迟电路的方法。

鉴于上述问题而设计了本发明，且解决的问题在于能够基于由于光学记录介质的记录密度增加而劣化的光接收信号来稳定地检测寻轨误差，并且此外，能够解决由高回放速度引起的问题以及由凹坑深度引起的信号A与信号B之间以及信号C与信号D之间的相位差的问题。

为了解决上述问题，在本发明中，针对光学记录介质驱动装置提出了以下构造。换言之，本发明的光学记录介质驱动装置包括利用光来照射光学记录介质的光照射单元。此外，还包括光接收单元，其接收来自所述光学记录介质的反射光，在所述光接收单元中利用线方向分割线以及寻轨方向分割线分割地形成有第一区域、第二区域、第三区域以及第四区域这四个区域，所述线方向分割线在与所述光学记录介质中形成的轨迹的长边方向相对应的方向上延伸，所述寻轨方向分割线在与所述轨迹的短边方向相对应的方向上延伸，所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别被所述线方向分割线分割，所述第一区域和所述第四区域以及所述第二区域和所述第三区域分别被所述寻轨方向分割线分割，并且所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别布置在以所述轨迹的前进方向为参照的上游侧和下游侧。此外，还包括二值化单元，其基于由所述光接收单元中的用于光接收的各个所述区域获得的光接收信号来获得二值化信号，以分别作为第一信号、第二信号、第三信号以及第四信号。此外，还包括延迟单元，其分别使所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号以及所述第四信号延迟。此外，还包括：第一异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第一信号与经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；第二异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第一信号与未经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；第三异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第二信号与经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或；以及第四异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第二信号与未经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或。此外，还包括运算单元，其计算分别由所述第一异或计算单元和所述第三异或计算单元计算的异或的和与分别由所述第二异或计算单元和所述第四异或计算单元计算的异或的和之间的差。

在这里，将由第一至第四异或计算单元计算的异或分别设置成<1>、<2>，<3>以及<4>。应当确认，<1>是未经延迟的第一信号与经延迟的第三信号之间的异或，<2>是经延迟的第一信号与未经延迟的第三信号之间的异或，<3>是未经延迟的第二信号与经延迟的第四信号之间的异或并且<4>是经延迟的第二信号与未经延迟的第四信号之间的异或。此外，如上所述，第一与第二信号是布置在上游测的光接收区域的二值化信号。另一方面，第三与第四信号是布置在下游测的光接收区域的二值化信号。首先，假定，<1>与<3>的和以及<2>与<4>的和不具有由各延迟单元实现的延迟，那么已知的是，这些和是相同的信号且均为“第一和第三信号之间的异或与第二和第四信号之间的异或的和”。如后面提到的，基于“第一与第三信号之间的异或与第二与第四信号之间的异或的和”的信号，在追踪轨迹中心时，倾向于取其最小值，并且当离轨时(不考虑其方向)，倾向于随着离轨大小而增加其增幅(参照图5中信号<5>)。具体地，在轨迹中心处，该信号取其最小值，并且在轨迹中心之间的中点，该信号取其最大值。仅就其相位的形式来说，相对于理想的寻轨误差信号，上述信号是具有90度的偏移(超前)的信号。以下，这种基于“第一和第三信号之间的异或与第二和第四信号之间的异或的和”的信号是指“跨轨迹信号”。这里，如上所述，第一和第二信号以及第二和第四信号分别是布置在上游测与下游侧的光接收区域的二值化信号。考虑到这些，已知的是，由运算单元计算的<1>与<3>的和是使下游侧的信号相对相同的跨轨迹信号(第一和第三信号之间的异或与第二和第四信号之间的异或的和)延迟的信号。同时，已知的是，由运算单元计算的<2>与<4>的和是使上游侧的信号相对于相同的跨轨迹信号延迟的信号。关于相同的跨轨迹信号，当构成上述跨轨迹信号的下游侧的信号被延迟时，可以使相位延迟对应于延迟时间的大小，并同时，当对上游侧的信号赋予延迟时，则可以使相位超前对应于延迟时间的大小。在这个阶段，恰当地设定延迟时间，以作为由运算单元计算的<1>与<3>的和的信号，从而获得使跨轨迹信号的相位延迟90度的信号。同时，对于<2>与<4>的信号，可以获得使跨轨迹信号的相位超前90度的信号。换言之，作为<1>与<3>的和的信号，可获得与理想寻轨误差信号的相位一致的信号。作为<2>与<4>的和的信号，可获得与<1>与<3>的和的信号反相(即，与理想寻轨误差信号相位相反)的信号。在这个阶段，应注意，基于"第一和第三信号之间的异或与第二和第四信号之间的异或的和"的信号(跨轨迹信号)以及与相位变化的信号相对应的<1>和<3>的和的信号以及<2>和<4>的和的信号被叠加了由二值化信号因为记录密度增加等而劣化引起的偏移(例如，参照图5中的X)。考虑到这一点，如上所述，在本发明中，计算了<1>和<3>的和与<2>和<4>的和之间的差。通过这样做，可抵消偏移成分。结果，可获得与理想的寻轨误差信号的相位一致并且正确地表示出寻轨误差的极性的信号。换言之，即使由记录密度增加等引起二值化信号劣化，也能够产生正确的寻轨误差信号，并且能够执行稳定的寻轨误差检测。

这里，由于基于上述原因记录密度的增加而出现脉宽波动、抖动等，传统的DPD检测电路趋向于遭受寻轨误差检测的精度的大幅下降。相反，在本发明中，脉宽波动、抖动等的影响表现为信号偏移(上述的叠加在<1>和<3>的和的信号以及<2>和<4>的和的信号上的偏移)。如上所述，由于在寻轨误差信号的产生过程中抵消了偏移，所以能够防止由脉宽波动、抖动等引起的寻轨误差检测精度的降低。相应地，能够有效地避免发生上面的[a]部分与[b]部分中的相位检测误差的问题。此外，在本发明中，由于无需与通道时钟约同样快的高速操作，能够避免发生上面的[c]部分中回放信号频率的增加引起的问题。此外，至于[d]部分中的由于凹坑深度而在信号A与B之间以及信号C与D之间分别引起的相位差的问题，在本发明中，不进行信号A与C的相加或信号B与D的相加中的任意一者，而是对A与C之间的相位关系(第一信号与第三信号之间的相位关系)以及B与D之间的相位关系(第二信号与第四信号之间的相位关系)进行检测。利用这种信息进行寻轨误差检测。通过这样做，即使由凹坑深度引起信号A、B间以及信号C、D间出现相位差，也能够正确地检测寻轨误差。

发明的有益效果

如上所述，根据本发明，能够基于由于光学记录介质的记录密度的增加而劣化的光接收信号来执行稳定的寻轨误差检测。此外，能够解决由增大的回放速度引起的问题。而且，也能够解决由因为凹坑深度引起而在信号A、B之间以及信号C、D之间出现的相位差引起的错误检测寻轨误差的问题。

附图说明

图1是作为实施例的光学记录介质驱动装置的内部构造的框图。

图2是根据实施例的光学记录介质驱动装置中包括的光接收单元的构造的解释性图。

图3是主要图示了根据第一实施例的光学记录介质驱动装置中包括的寻轨误差信号的生成系统的构造的框图。

图4是将传统的EXOR相位比较器的操作(图4A)与根据实施例的EXOR电路的操作(图4B)相比较的图。

图5是示出了根据实施例产生的信号的波形的图像的图。

图6是解释用于使用跨轨迹信号来实现寻轨伺服(tracking servo)的引入控制(pull-in control)的构造的框图。

图7是主要示出了根据第二实施例的光学记录介质驱动装置中包括的寻轨误差信号生成系统的构造的框图

图8示出了用于切换延迟时间/操作时钟的具体处理程序的流程图。

图9是示出了异步数字电路中的示例性实施的图表。

图10是基于DPD方案的寻轨误差检测技术的解释性图。

图11是示例性地示出了传统的相位比较器的图表。

图12是由于光盘的记录密度增加的信号劣化的具体模式的解释性图。

图13是由脉宽波动引起的相位检测误差的解释性图。

图14是边缘检测相位比较器的解释性图。

图15是由抖动引起的相位检测误差的解释性图。

具体实施方式

下面，说明根据本发明的实施例。注意，以下面的顺序进行说明。

1.第一实施例

1-1.回放装置的整体构造

1-2.寻轨误差信号生成系统的构造

1-3.实施例中的寻轨误差信号

1-4.使用跨轨迹信号的方法

2.第二实施例

3.变形例

1.第一实施例

1-1.回放装置的构造

图1是示出了作为根据本发明的光学记录介质的驱动装置的实施例的回放装置1的内部构造的框图。注意，在图1中，仅主要示出用于回放装置1的光盘D中所记录的信号的回放系统与伺服系统(寻轨伺服以及聚焦伺服)，并且省略了其他的部件。

首先，在图中示出的主轴电机(SPM)2安装在回放装置1中所设置的转台(未示出)上的状态下，根据预定的旋转驱动方法，由主轴电机2驱动光盘D以使其旋转。由未示出的主轴伺服电路来执行主轴电机2的旋转控制。

这里，假设根据实施例的光盘D为回放专用ROM光盘，并且具体地，诸如BD(蓝光光盘：注册商标)之类的高记录密度光盘在例如后面提到的物镜3的孔径比NA大约为0.85以及激光波长大约为405nm的条件下进行回放。

随着光盘D被主轴电机2驱动而旋转，图中的光学拾取部OP读取记录信号。光学拾取部OP包括作为激光光源的激光二极管(未示出)、用于将来自激光二极管的激光聚集到光盘D的记录面上以照射光盘D的物镜3、以及检测上述激光的来自光盘D的反射光的4分割检测器5。而且，设置了双轴机构4，双轴机构4以在寻轨方向以及聚焦方向上可位移的方式保持物镜3。双轴机构4包括寻轨线圈以及聚焦线圈。将来自后面提到的伺服电路7的寻轨驱动信号TD以及聚焦驱动信号FD提供给寻轨线圈以及聚焦线圈，从而在寻轨方向以及聚焦方向上驱动物镜3。需要确认的是，寻轨方向是形成于光盘中的轨迹的短边方向。换言之，其是与光盘D的旋转方向(轨迹的长边方向)呈垂直关系的方向。此外，聚焦方向是朝向以及远离光盘D的方向。

这里，参照图2来说明光学拾取部OP中的4分割检测器5的检测器(A、B、C以及D)的布置。如图2所示，这种情况下的4分割检测器5的区域是由线方向分割线以及寻轨方向分割线进行分割而成的，从而形成四个检测器A、B、C以及D，其中线方向分割线在与光盘上的轨迹的长边方向相对应的方向上延伸，且寻轨方向分割线在与轨迹的短边方向(径向)相对应的方向上延伸。具体地，检测器A至D提供了由检测器A和检测器B组成的群组以及由检测器C和检测器D组成的群组，并提供了由检测器A和检测器D组成的群组以及由检测器B和检测器C组成的群组，其中由检测器A和检测器B组成的群组以及由检测器C和检测器D组成的群组中的每个群组是通过使用线方向分割线进行划分而获得的，而由检测器A和检测器D组成的群组以及由检测器B和检测器C组成的群组中的每个群组是通过使用寻轨方向分割线进行划分而获得的。此外，虽然在图中由单箭头指出了光盘旋转方向，但当根据作为参照的轨迹(凹坑行)随着光盘D的旋转而前进的方向来定义上游侧与下游侧时，检测器A与检测器B组成的群组是形成于上游侧的群组，检测器C与检测器D组成的群组是位于下游侧的群组。应当确认的是，上游侧是指凹坑先到达的那一侧。

返回图1进行说明，4分割检测器5获得的光接收信号被提供给矩阵电路6。矩阵电路6基于光接收信号来生成回放信号RF、寻轨误差信号TES以及聚焦误差信号FES。此外，在本例中，矩阵电路6也生成跨轨迹信号CTS。注意，以下重新说明矩阵电路6中的生成系统的构造，特别是寻轨误差信号TES以及跨轨迹信号的生成系统的构造。

矩阵电路6生成的寻轨误差信号TES、聚焦误差信号FES以及跨轨迹信号CTS被提供给伺服电路7。伺服电路7对寻轨误差信号TES以及聚焦误差信号FES中每者执行诸如用于相位补偿等的滤波和回路增益处理之类的预定操作，以生成寻轨伺服信号TS以及聚焦伺服信号FS。然后，伺服电路7基于寻轨伺服信号TS以及聚焦伺服信号FS来生成寻轨驱动信号TD以及聚焦驱动信号FD，以将这些信号提供给光学拾取部OP中的双轴机构4的寻轨线圈以及聚焦线圈。

这里，伺服电路7执行以上的操作，从而上述4分割检测器5、矩阵电路6、伺服电路7以及双轴机构4形成了寻轨伺服回路以及聚焦伺服回路。寻轨伺服回路与聚焦伺服回路的形成使照射光盘D的激光光斑追踪形成在光盘D中的轨迹(凹坑行)并且使聚焦状态(焦点对准状态)得到正确保持。

此外，响应于来自后面提到的控制器13的轨迹跳跃指令，伺服电路7关断寻轨伺服回路，并输出作为上面提到的寻轨驱动信号TD的跳跃脉冲，从而执行轨迹跳跃操作。此外，在如上的轨迹跳跃等之后，伺服电路7还执行引入控制，以用于开启寻轨伺服回路并再次执行寻轨伺服控制。注意，将在下面重新说明伺服电路7中的用于引入寻轨伺服的构造。

此外，伺服电路7基于控制器13的访问执行控制来生成滑板驱动信号SD，并且驱动图中的滑板机构SLD。(在图中省略了细节的)滑板机构SLD具有由保持光学拾取部OP的主轴、滑板电机、传动齿轮等构成的机构，并且响应于滑板驱动信号SD来驱动滑板电机，使得光学拾取部OP执行必要的滑动运动。此外，伺服电路7还生成作为寻轨误差信号TES的低频成分获得的滑板误差信号SE，并且基于滑板误差信号SE生成并输出滑板驱动信号SD，从而执行所谓的滑板伺服控制。

矩阵电路6生成的回放信号RF被输入到锁相环(phase locked loop，PLL)电路12，PLL电路12根据回放信号RF生成系统时钟SCL。由PLL电路12生成的系统时钟SCL被提供给需要的部件作为操作时钟。

此外，由矩阵电路6产生的回放信号RF被分支，且还被提供给均衡器(EQ)8。然后，被均衡器8执行了波形形成(waveform forming)的回放信号RF被提供给维特比(Viterbi)解码器9。均衡器8以及维特比解码器9使用基于所谓的PRML(Partial Response Maximum Likelihood，局部响应最大似然)的位检测方法来执行二值化处理。换言之，上述的均衡器8执行波形形成处理，以获取适合于PR类的维特比解码器9的回放信号RF。然后，维特比解码器9根据已经如上地进行过波形形成的回放信号RF来执行基于维特比检测方法的位检测，从而获取回放数据信号(二值化信号)DD。

由维特比解码器9获取的回放数据信号DD被输入到解调器10。调制器10执行处理，以对作为RLL(1，7)PP(Parity preserve/prohibit(奇偶校验保护/禁止)；RLL：Run Length Limited(限制游程长度))调制数据而获取的回放数据信号DD进行解调。然后，将已经如上进行过RLL(1，7)PP解调的数据提供给ECC模块11以进行误差纠正处理以及去交错(deinterleave)处理等。由此，获得了光盘D所记录的数据的回放数据。

控制器13例如由包括CPU(中央处理单元)、ROM(只读存储器)以及RAM(随机存取存储器)等的微型计算机构成，并且例如通过执行根据存储在诸如ROM之类的预定存储装置中的程序的处理来完全地控制回放装置1。例如，控制器13执行如上所述的轨迹跳跃指令，并且使伺服电路7执行用于实现轨迹跳跃操作的操作。此外，例如当要读取在光盘D中的预定地址处记录的数据时，控制器13将该地址作为目标，并执行对伺服电路7的搜索操作控制。换言之，控制器13指示伺服电路8并使其执行将预定地址作为目标的操作以及由光学拾取部OP形成的光斑的移动。

1-2.寻轨误差信号生成系统的构造

接着，使用图3的框图来说明生成系统的构造，特别是图1所示的矩阵电路6中的寻轨误差信号TES的生成系统的构造。注意，图3中还示出了形成于矩阵电路6中的用于跨轨迹信号CTS的生成系统以及图1所示的4分割检测器5。

在矩阵电路6中，寻轨误差信号TES的生成系统包括图中的I/V转换放大器15A至15D、BPF(带通滤波器)16A至16D、二值化电路17A至17D、缓冲器18A至18D、延迟电路19A至19D、EXOR(EX-OR：异或)电路20-1至20-4、运算单元21以及LPF(低通滤波器)22。跨轨迹信号CTS的生成系统与寻轨误差信号TES的生成系统共用I/V转换放大器15A至15D、BPF 16A至16D、二值化电路17A至17D以及缓冲器18A至18D，且跨轨迹信号CTS的生成系统还包括EXOR电路23-AC、EXOR电路23-BD以及BPF 25。

在图3中，来自检测器A的光接收信号被输入到I/V转换放大器15A。相似地，来自检测器B的光接收信号被输入到I/V转换放大器15B，来自检测器C的光接收信号被输入到I/V转换放大器15C，并且来自检测器D的光接收信号被输入到I/V转换放大器15D。这些I/V转换放大器15将输入的光接收信号转换成电压信号。

来自I/V转换放大器15A的输出信号被输入到BPF 16A，来自I/V转换放大器15B的输出信号被输入到BPF 16B，来自I/V转换放大器15C的输出信号被输入到BPF 16C，并且来自I/V转换放大器15D的输出信号被输入到BPF 16D。这些BPF 16使输入信号中包含的DC成分以及超过回放信号频率的噪声成分衰减。

这里，在实施例中，如后所述，由于允许超过(后面提到的)同步电路模块的操作时钟的输入信号频率，所以BPF 16不需要具备作为抗锯齿(anti-aliasing)滤波器的效果。此外，如后所述，根据实施例的寻轨误差检测技术，由于可以增强抖动容限，所以不需要增大短标记长度信号的振幅以防止抖动的EQ特性。

来自BPF 16A的输出信号被输入到二值化电路17A，来自BPF 16B的输出信号被输入到二值化电路17B，来自BPF 16C的输出信号被输入到二值化电路17C，并且来自BPF 16D的输出信号被输入到二值化电路17D。这些二值化电路17包括比较器，并执行输入信号的二值化。注意，在本实施例的情况下，二值化电路17中包括的比较器不需要采用用于抑制抖动的迟滞比较器(hysteresis comparator)。

下面，"信号A"代表二值化电路17A获取的二值化信号，并且"信号B"代表二值化电路17B获取的二值化信号。相似地，"信号C"代表二值化电路17C获取的二值化信号，并且"信号D"代表二值化电路17D获取的二值化信号。

这里，图中的由虚线包围并且位于二值化电路17的下游的模块是根据共同的操作时钟进行操作的同步电路模块。

来自二值化电路17A的信号A被输入到缓冲器18A，来自二值化电路17B的信号B被输入到缓冲器18B，来自二值化电路17C的信号C被输入到缓冲器18C，并且来自二值化电路17D的信号D被输入到缓冲器18D。这些缓冲器18执行用于同步的缓冲。

已通过缓冲器18A的信号A被输入到EXOR电路20-1，并且还经由延迟电路19A被输入到EXOR电路20-2。此外，已通过缓冲器18C的信号C被输入到EXOR电路20-2，并且还经由延迟电路19C被输入到EXOR电路20-1。换言之，未经延迟的信号A与经延迟的信号C被输入到EXOR电路20-1，并且经延迟的信号A与未经延迟的信号C被输入到EXOR电路20-2。

此外，已通过缓冲器18B的信号B被输入到EXOR电路20-3，并且还经由延迟电路19B被输入到EXOR电路20-4。此外，已通过缓冲器18D的信号D被输入到EXOR电路20-4，并且还经由延迟电路19D被输入到EXOR电路20-3。换言之，未经延迟的信号B与经延迟的信号D被输入到EXOR电路20-3，并且经延迟的信号B与未经延迟的信号D被输入到EXOR电路20-4。

EXOR电路20-1计算从缓冲器18A输入的信号A与经由延迟电路19C输入的信号C之间的异或。此外，EXOR电路20-2计算经由延迟电路19A输入的信号A与从缓冲器18C输入的信号C之间的异或。

EXOR电路20-3计算从缓冲器18B输入的信号B与经由延迟电路19D输入的信号D之间的异或。此外，EXOR电路20-4计算经由延迟电路19B输入的信号B与从缓冲器18D输入的信号D之间的异或。

以下，<1>代表由EXOR电路20-1计算的异或，并且<2>代表由EXOR电路20-2计算的异或。此外，<3>代表由EXOR电路20-3计算的异或，并且<4>代表由EXOR电路20-4计算的异或。

由EXOR电路20-1获得的信号<1>、由EXOR电路20-2获得的信号<2>、由EXOR电路20-3获得的信号<3>以及由EXOR电路20-4获得的信号<4>被输入到运算单元21。基于这些输入信号，运算单元21计算"<1>和<3>的和与<2>和<4>的和之间的差"。具体地，计算：(<1>+<3>)-(<2>+<4>)。

利用运算单元21的计算获得的信号经由LPF 22被输出，以作为上面提到的寻轨误差TES。

此外，在本例中，与寻轨误差信号TES一起还产生了跨轨迹信号CTS。具体地，利用来自缓冲器18A至18D的输出来产生跨轨迹信号CTS。

来自缓冲器18A的输出信号以及来自缓冲器18C的输出信号被输入到EXOR电路23-AC，并且来自缓冲器18B的输出信号以及来自缓冲器18D的输出信号被输入到EXOR电路23-BD。

EXOR电路23-AC计算从缓冲器18A输入的信号A与从缓冲器18C输入的信号C之间的异或，并且EXOR电路23-BD计算从缓冲器18B输入的信号B与从缓冲器18D输入的信号D之间的异或。来自EXOR电路23-AC的异或与来自EXOR电路23-BD的异或被输入到运算单元24。

运算单元24计算由EXOR电路23-AC获得的异或与由EXOR电路23-BD获得的异或的和。由运算单元24获得的这些异或的和经由BPF 25被输出，以作为跨轨迹信号CTS。

注意，以下，<5>代表由运算单元24计算的和信号(信号A与信号C之间的异或与信号B与信号D之间的异或的和的信号)。

在这里，说明了根据实施例的寻轨误差信号生成系统中的操作时钟(与跨轨迹信号生成系统中的相同)。在本实施例中，使用与通道时钟异步的时钟作为寻轨误差信号生成系统与跨轨迹信号生成系统的操作时钟。此外，只要满足后面提到的条件，那么可上述操作时钟的频率配置成低于通道时钟的频率。

图4是用于比较传统EXOR相位比较器(图4的A)的操作与根据实施例的EXOR电路(图4的B)的操作的图表。首先，在图4的A所示的传统EXOR相位比较器的情况下，其以与通道时钟的频率大约相同的相对高的频率进行操作，并且利用EXOR电路来检测信号(A+C)以及信号(B+D)之间的相位差。

上面的传统相位比较器提供的作为来自EXOR电路的输出的信号具有取决于距轨迹中心的误差量的脉宽，即，具有PWM(脉宽调制)方式下的特性。

另一方面，在本实施例的情况下，如图4的B所示，操作时钟与通道时钟异步，并且在本例中，其频率远低于通道时钟的频率。图4的B示出了图3所示的同步电路模块(虚线部分)的操作时钟、信号A(或信号B)与信号C(或信号D)的波形的示例以及它们之间的异或之间的关系(来自EXOR电路23的输出信号：未考虑延迟电路19造成的延迟)。在本实施例的情况下，由于当光斑位于轨迹中心时，两个输入信号的相位彼此一致，所以来自EXOR电路的输出理想地为"0"(如后所述，由于增加的记录密度而在输入信号之间出现偏移，所以实际上不为"0")。另一方面，在光斑从轨道中心偏移时，相位差在输入信号之间出现，并且按照基于操作时钟的时序被检测，这使得来自EXOR电路的输出是"1"。这里，即使当使用异步操作时钟时，距轨迹中心的误差越大，输入信号间的相位差被检测到的可能性也越高。于是，距轨迹中心的误差越大，来自EXOR电路的输出信号的结果为“1”的频率增加得越多。换言之，距轨迹中心的误差越小，来自EXOR电路的输出为"0"的频率增加得越多。

如上，传统相位比较器呈现出PWM方式下的特性，而在本实施例中，获得了其脉冲密度根据距轨迹中心的误差量而改变的信号，即，具有PDM(脉冲密度调制)方式下的特性。

1-3.实施例中的寻轨误差信号

下面，基于上述前提来说明根据实施例的寻轨误差信号TES。为了理解根据实施例的寻轨误差信号TES，首先对跨轨迹信号CTS进行说明。

如基于上面的说明所理解的那样，跨轨迹信号CTS是与从缓冲器18A输入的信号A和从缓冲器18C输入的信号C之间的异或与从缓冲器18B输入的信号B和从缓冲器18D输入的信号D之间的异或的和相对应的信号。换言之，跨轨迹信号CTS对应于未经延迟的信号A和信号C之间的异或与未经延迟的信号B和信号D之间的异或的和。

这里，根据实施例的寻轨误差信号TES是与“未经延迟的A信号和经延迟的C信号之间的异或与未经延迟的B信号和经延迟的D信号之间的异或的和(上面提到的"<1>+<3>")”与“经延迟的A信号和未经延迟的C信号之间的异或与经延迟的B信号与未经延迟的D信号之间的异或的和("<2>+<4>")”之间的差相对应的信号。

考虑到这一点，已知的是，跨轨迹信号CTS对应于从用于构成寻轨误差信号TES的"<1>+<3>"和"<2>+<4>"中的信号排除延迟。

这里，图5示出了在实施例中形成的信号的波形的图像，其包括信号A和C之间的异或与信号B和D之间的异或的和的信号(<5>，对应于跨轨迹信号CTS)。具体地，图5按从上到下的顺序示出了当光斑沿光盘D的径向移动时所获得的寻轨误差信号TES的波形(理想波形)、信号<5>的波形、信号"<1>+<3>"的波形、信号"<2>+<4>"的波形以及信号(<1>+<3>)-(<2>+<4>)的波形各自的图像。注意，图中的信号<5>、"<1>+<3>"、"<2>+<4>"以及(<1>+<3>)-(<2>+<4>)的波形表示各自平均化的波形。

首先，作为前提，如图最上面的部分所示，理想的寻轨误差信号TES的振幅水平随着其从轨迹中心(作为参照)离开而在离开轨迹中心(由图中的TC表示)的方向上正/负振荡。这里，在这里的说明中，作如下假设，理想地，当寻轨误差信号TES也在轨迹中心CT之间的中点(由图中的Ct-t表示)处与零水平交叉时，轨迹中心CT经历从负到正的零交叉，并相反地，中点Ct-t经历从正到负的零交叉。

如图所示，与跨轨迹信号CTS相对应的信号<5>趋向于在轨迹中心CT处取其最小值，在中点Ct-t处取其最大值，并且其振幅随着距轨迹中心CT的误差变大而变大。上面的信号<5>仅在其相位方面与寻轨误差信号TES存在偏移90度(超前90度)的关系。

在这里，关注信号<5>有关的轨迹中心CT。当获得了未受由增加的记录密度等引起的劣化的影响的理想二值化信号(信号A、B、C以及D)时，由于这些信号在轨迹中心CT处是相同的信号，所以振幅水平应当是"0"。然而实际上，由于诸如上面提到的抖动、脉宽波动以及局部信号缺失之类的二值化信号劣化的影响，在轨迹中心CT处，信号<5>不再精确地为"0"，这导致图中的由"X"表示的DC偏移。根据二值化信号的劣化程度，偏移X的水平增加或减小。

此外，由于二值化信号的劣化的影响以及具有相位差的信号A+C和信号B+D的影响，信号<5>的底部具有锅底形。因此，即使假设采用用于计算信号<5>的最低水平的技术，也不能准确地检测轨迹中心CT。换言之，很难单独地使用跨轨迹信号CTS进行寻轨误差检测。

为了获得理想的寻轨误差信号TES，那么将信号<5>的相位延迟90度并且将其偏移X从其移除即可。相应地，在本实施例中，生成了通过延迟信号C和D而成的信号"<1>+<3>"以及通过延迟信号A和B而成的信号"<2>+<4>"，并计算上述两者之间的差，即，(<1>+<3>)-(<2>+<4>)，其中信号A和C以及信号B和D用于构成信号<5>。

在这里，参照上面的图2，明显可见，信号C与D是来自布置在下游侧的检测器的信号，并且信号A与B是来自布置在上游侧的检测器的信号。考虑到这一点，已知的是，信号"<1>+<3>"是通过延迟与信号<5>有关的下游侧信号C与D而成的信号，并且"<2>+<4>"是通过延迟与信号<5>有关的上游侧信号而成的信号。

当构成相同信号<5>的下游侧信号被延迟时，可以使其相位延迟与延迟时间相对应的量。另一方面，当上游侧信号被延迟时，可以使其相位超前与延迟时间相对应的量。适当地配置延迟时间，可以获得使信号<5>的相位延迟90度的信号，以用于信号"<1>+<3>"，并且同时，可以获得使信号<5>的相位超前90度的信号，以用于信号"<2>+<4>"。换言之，可以获得其相位与理想寻轨误差信号TES的相位一致的信号，以作为信号"<1>+<3>"，且可以获得其相位与理想寻轨误差信号TES的相位相反的信号，作为信号"<2>+<4>"。

如上，在本实施例中，计算(<1>+<3>)-(<2>+<4>)以作为"<1>+<3>"与"<2>+<4>"之间的差。如图所示，信号(<1>+<3>)-(<2>+<4>)的相位与理想寻轨误差信号TES的相位一致，并且其DC偏移X已被去除。结果，获得了大体上与理想寻轨误差TES相同的信号。

这里，对于实现上述的寻轨误差检测技术，延迟电路19有关的延迟量(延迟时间)是重要的。可按照如下方式配置延迟量即可。换言之，在这种情况下的延迟量基本上可以配置成"出现在轨迹中心CT与中点Ct-t之间的信号偏移时间的一半的时间"即可。通过如上地配置延迟时间，能够实现如上所述的90度相移。

应注意，根据二值化信号的劣化程度，期望小的延迟量。具体地，由经验已知，在延迟量为小的情况下，信号"<1>+<3>"与"<2>+<4>"的DC偏移趋向于减小，而其AC振幅趋向于增大。因此，考虑到这一点，期望将延迟量配置成稍短于"在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间"。

当实际上确认了操作时，即使在延迟量相对于与“在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间”相对应的延迟量以大约±3dB波动的情况下，也不会使寻轨误差信号TES的振幅较大地衰减。此外，在两倍延迟量或一半延迟量的条件下测量轨误差信号TES的情况下，尽管振幅出现大的衰减，但即使在这种情况下，可以确认的是寻轨误差信号TES中的零交叉的部分仍保持在轨迹中心CT上。

这里，为了确认，补充了"在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间"。首先，作为前提，当光斑处在轨迹中心CT的中点Ct-t时，信号(A+C)与信号(B+D)之间的相位差处于其最大值。这个阶段的相位差被设置成最大相位差Δmax。可以基于诸如轨迹间距、光斑大小、光盘D的旋转速度(线速度)以及线密度等等之类的光学条件来计算最大相位差Δmax具有多大的近似值(见下面的参考文献1)。

参考文献1：JP H7-296395A

"在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间"是指与最大相位差Δmax的1/2相对应的时间。例如，在BD的情况下，轨迹间距大约为320nm，并由此轨迹中心CT与中点Ct-t之间的距离大约为160nm。当已知出现的信号(A+C)与信号(B+D)之间的信号相位差(信号偏移时间)以与该160nm的错误寻轨相对应的方式出现时，则其一半的时间长度大约是应当配置的延迟时间。假设，最大相位差Δmax大约为2T，则延迟时间被配置成1T即可，即为最大相位差Δmax的一半。

注意，在本实施例中，延迟电路18根据上述操作时钟进行操作。在这种情况下，作为操作时钟需要满足的条件，操作时钟应当如上所述地与通道时钟异步，且还需要满足能够获得基于"在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间"的延迟量的条件。

顺便一提，如基于上面的说明所理解，在本实施例中，获得了具有PDM方式下的特性的信号，以作为由运算单元21计算出的(<1>+<3>)-(<2>+<4>)。图3所示的LPF 22对具有PDM方式下的特性的信号执行适当的LPF处理，这对于改进寻轨误差检测的精度来说是重要的。

这里，通过设置LPF 22，获得了对(以如上的PDM方式提取的)相位关系信息的积分效果。结果，可以降低各个脉冲中包括的误差对寻轨误差信号TES的影响，由此获得准确的寻轨误差检测。

LPF 22的带域应当被配置成至少小于如下带域，该带域对于实际执行伺服控制的下游模块(伺服电路7)的操作时钟来说具有抗锯齿效果。在这个阶段，LPF带域可以在获得所需伺服带域的范围内被配置得更低。由此，能够增大积分效果，并且可以获得更高质量的寻轨误差信号TES。

注意，为了在经LPF处理后的信号上正确地反映出输入信号的所有信息，考虑到LPF 22的位精度，期望LPF 22以如下方式实施：舍入误差的影响为小。作为在BD的两倍速(132MHz的通道时钟)以及上述操作时钟＝50MHz的条件下的操作的实际确认结果，通过使用可被简单地作为LPF 22实施的具有32位寄存器的位移型LPF，来获得优良的寻轨误差信号TES。

如上所述，根据实施例的寻轨误差检测技术，即使当光盘D的记录密度的增加引起脉宽波动、抖动等的发生时，其影响表现为信号偏移(在<1>与<3>的和信号与<2>与<4>的和信号之中的每者的偏移X)，并且在如上所述的寻轨误差信号TES的生成处理中补偿偏移，由此能够防止由脉宽波动、抖动等引起的寻轨误差检测精度的劣化的情况的发生。结果，能够有效地防止上面的[a]和[b]部分所指出的相位检测误差的问题的发生。换言之，能够基于由于增加的记录密度而劣化的光接收信号执行稳定的寻轨误差检测。

此外，根据本实施例，由于不需要大约与通道时钟一样快的高速操作，也能避免发生由增加的回放信号频率引起的上面[c]部分的问题。

此外，关于[d]部分的由(因凹坑深度而)出现在A信号与B信号之间以及C信号与D信号之间的相位差所引起的问题，在本实施例中，不将信号A与信号C或信号B与信号D相加，而是检测信号A与信号C之间(EXOR)以及信号B与信号D之间(EXOR)的相位关系，并且使用上述信息检测寻轨误差。通过这样做，即使当信号A与信号B之间以及信号C与信号D之间产生由凹坑深度所引起的相位差时，也能够正确地检测寻轨误差。

注意，应当确认的是，对于跨轨迹信号CTS，相似地，也不将信号A与信号C或信号B与信号D相加，而是单独地检测信号A与信号C之间(EXOR)以及信号B与信号D之间(EXOR)的相位关系，并且生成信号。因此，能够防止凹坑深度所引起的信号误差。

在这里，在DPD(差分相位检测)检测电路之中，存在一些使用数字移相器的检测电路。移相器根据输入信号进行移相。为了实现上述目的，需要准确地检测输入信号的周期。高密度光盘高频度地遭受诸如抖动、脉宽波动以及局部信号缺失之类现象，由此高频度地引起移相器的错误操作。

相反，在本实施例中，虽然在产生信号"<1>+<3>"以及"<2>+<4>"时执行了与相移相似的处理，但是该处理是由延迟电路18实现的。相应地，在本实施例中，并不需要使用移相器。因此，没有出现由移相器所引起的问题。注意，如上所述，根据本实施例的延迟时间是根据诸如激光光斑直径、轨迹间距、线密度以及倍速等各种条件确定的。因此，不需要如使用移相器的情况下的响应于输入信号的动态控制。

此外，一些最近的DPD检测电路使用用于后续处理的多位ADC(A/D转换器)将信号A至D转换成各个数字数据。在这种系统中，需要装备仅一个用于读取普通光盘驱动控制LSI(集成电路)中的通道的高速ADC以及两到四个具有相同性能且专用于寻轨信号生成的高速ADC，这引起LSI的芯片面积的增加，并增加了功率消耗与成本。

相反，在本实施例中，尤其不需要使用ADC进行信号A至信号D的数字转换，这能够防止发生这种问题。

此外，例如，在使用乘法器式相位比较器的情况下，存在有一些如下DPD检测系统，这些DPD检测系统使用模拟AGC(自动增益控制)放大器，使得信号A至信号D的振幅彼此一致。此外，在采用用于抑制二值化信号中的抖动的迟滞比较器的情况下，存在有如下系统，该系统使用二到四个峰值/最低值保持电路来执行输入信号的水平检测以便始终配置合适的迟滞水平。这些系统中所使用的模拟电路在小型化的光盘LSI芯片中占据了大的面积，并且其功率消耗相对地大。为了使电路高速和高精度地操作，它们的设计是困难的。

相反，在本实施例中，无需任何如上的模拟AGC放大器或迟滞比较器，这能够防止发生上面的问题。

1-4.使用跨轨迹信号的方法

随后，说明使用跨轨迹信号CTS的方法。这里，如上所述，在寻轨误差信号TES的每个周期中，出现两个零交叉点。在这些零交叉点之中，在代表实际轨迹中心CT的一个零交叉点(在图5的示例中，从负到正的零交叉点)处，能够稳定地应用寻轨伺服。

然而，当光斑穿过轨迹的方向不明确时，仅基于寻轨误差信号TES不能确定哪一个零交叉点代表实际的轨迹中心CT。

如参照上面的图5可知，跨轨迹信号CTS的振幅只在轨迹中心CT处具有最小值。通过利用该性质，能够使用跨轨迹信号CTS来确定是否是真实的轨迹中心CT。

具体地，在本例中，跨轨迹信号CTS被执行二值化。在已被二值化的跨轨迹信号CTS为“0”的区间内，那么确定的是，在寻轨误差信号TES中获得的零交叉点代表实际的轨迹中心CT。反之，在为"1"的区间内，那么确定的是，在寻轨误差信号TES中获得的零交叉点不是实际的轨迹中心CT。

在本例中，示例性地说明了例如在引入寻轨伺服时相应地执行这种确定处理的情况。

图6是说明通过使用跨轨迹信号CTS来实现寻轨伺服的引入控制的构造的框图。首先，从上面的图3所示的LPF 22输出的寻轨误差信号TES被输入到设置在伺服电路7中的T伺服滤波器30(T是寻轨的缩写)。T伺服滤波器30执行用于上述相位补偿等的滤波、环路增益处理等以生成寻轨伺服信号TS。如图所示，寻轨伺服信号被输入到开关SW。

此外，寻轨误差信号TES也被输入到图中的引入控制单元32。来自上面的图3所示的BPF 25的跨轨迹信号CTS在图中的二值化电路31中已被执行二值化，并被输入到引入控制单元32。此情况下的引入控制单元32通过选择开关SW来实现寻轨伺服的引入。这种情况下的引入控制单元32也执行用于轨迹跳跃的跳跃脉冲的输出以及制动脉冲(breakingpulse)的输出。这些输出脉冲被输出到开关SW。

引入控制单元32基于寻轨误差信号TES与二值化后的跨轨迹信号CTS执行引入控制。具体地，引入控制单元32监视寻轨误差信号TES以及二值化后的跨轨迹信号CTS的振幅。当满足寻轨误差信号TES的零交叉出现并且二值化后的跨轨迹信号CTS为“0”(处于低电平)的条件时，引入控制单元32使开关SW选择寻轨伺服信号TS。换言之，响应于出现与轨迹中心之间的中点Ct-t相对应的轨误差信号TES的零交叉并且光斑位置位于轨迹中心CT附近的状态，执行寻轨伺服的引入。在这种构造中，能够稳定地引入寻轨伺服。

这里，执行这种控制，以例如作为滑板机构SLD执行长范围搜寻以宽广地驱动光学拾取部OP后的寻轨伺服的引入，或作为聚焦伺服引入之后的寻轨伺服的引入。

此外，跨轨迹信号CTS也可以优选地被用于轨迹跳跃时的制动控制(braking control)。具体地，在制动控制时，期望实现准确的(稳定的)跳跃操作，其中光斑的移动方向是明显的。在制动控制时，跨轨迹信号CTS也可以被优选地用于确定光斑的移动方向。

这里，如基于上面的说明所理解，应当理解，在寻轨伺服的引入时、在轨迹跳跃操作时等，在穿过轨迹的条件下，获得本例中所使用的跨轨迹信号CTS即可。鉴于此，仅通过上述的BPF 25就足以去掉由运算单元24输出的信号<5>的DC成分(偏移X)。注意，如有必要，可以设置偏移减法器电路来代替BPF 25，以产生保持了DC成分(偏移X)的跨轨迹信号CTS。

2.第二实施例

如基于上面的说明所理解，实施例中的被给予到信号A至D的延迟时间应当配置成其时间长度与光盘D的轨迹间距、光斑大小、旋转速度(线速度)及其线密度等相一致。鉴于此，期望根据光盘D的介质类型(例如，BD、DVD或CD等的区别)以及根据即使在相同的介质类型的情况下的线速度来变化地配置延迟时间。因此，在第二实施例中，提出了变化地配置延迟时间的构造。

图7是示出作为第二实施例的寻轨误差信号生成系统(包括跨轨迹信号生成系统)的构造的框图。注意，在图7中，用相同的符号标记与上面已经说明过的部件相同的部件，并省略其说明。在这种情况下，回放装置(不包括控制器13)的整体构造与图1所示的构造相同。

如与上面的图3的比较可见，根据第二实施例的寻轨误差信号生成系统的构造与根据第一实施例的寻轨误差信号生成系统相比具有如下差异：设置具有可变的延迟时间的延迟电路19Av、19Bv、19Cv以及19Dv来代替延迟电路19A、B、C以及D，并且增加了延迟时间/操作时钟切换单元36。此外，在这种情况下，设置执行下面的图8所示的处理的控制器35来代替控制器13。

这里，在本例中，延迟时间/操作时钟切换单元36也执行操作时钟(由虚线示出的同步电路模块的操作时钟)以及延迟时间的切换。可考虑如下方法，即，该方法将操作时钟配置成具有与回放装置能够处理的最大倍速相对应的频率的时钟。然而，当根据倍速来配置操作时钟时，期望如下情形：在数字电路的功率消耗方面，操作时钟被最优化。考虑到这一点，在本例中，也执行操作时钟的切换。

响应于来自控制器35的指示，延迟时间/操作时钟切换单元36配置延迟电路19Av至19Dv的延迟时间以及操作时钟。

用图8的A及图8的B所示的流程图来说明控制器35切换延迟时间/操作时钟的具体的处理程过程。图8的A示出了根据光盘D的安放而执行的示例性处理过程。图8B示出了在安放光盘D之后线速度改变的情况下相应地执行的示例性处理过程。

在图8的A中，在步骤S101中，控制器35等待光盘D的安放。然后，当光盘D被安放时，在步骤S102中，确定光盘D的介质类型。例如，可以基于光盘的反射率的测量结果来确定介质类型。另外，也可以基于被记录于光盘D中的介质类型识别信息的读取来确定介质类型。

在步骤S102中确定介质类型之后，在步骤S103中，使用与介质类型与线速度相对应的延迟时间以及操作时钟，来指示延迟时间/操作时钟切换单元36。

这里，通过参照转换表来配置与介质类型以及线速度相对应的延迟时间和操作时钟频率，其中转换表是提前准备的，且用于表示上述参数之间的关系。对于转换表，针对每个预期的介质类型与线速度的组合，计算延迟时间(大约是上面提到的"在轨迹中心CT与中点Ct-t之间出现的信号偏移时间的一半的时间")以及用于实现延迟时间的操作时钟频率。将用于把上述参数彼此相关联的信息存储在由控制器35可读的存储器中。基于在步骤S102确定的介质类型的信息以及将要执行的回放操作时的倍速(线速度)信息，控制器35从转换表读取对应的延迟时间和操作时钟频率的信息。控制器35指示延迟时间/操作时钟切换单元36配置延迟时间及操作时钟频率。

响应于步骤S103中的指示，延迟时间/操作时钟切换单元36在延迟电路19Av至19Dv中配置与介质类型与线速度相对应的延迟时间，并配置与介质类型与线速度相对应的操作时钟。

接着，在图8的B中，在步骤S201中，控制器35等待线速度的改变。然后，当线速度改变时，在步骤S202中，与上面的步骤S103相似地，控制器35使用与介质类型与线速度相对应的延迟时间与操作时钟来指示延迟时间/操作时钟切换单元36。注意，应当确认的是，响应于上面的图8的A的步骤S102的光盘D的安放，已经确定了介质类型。

注意，当采用等角速度(Constant Angular Velocity，CAV)方法作为光盘D的旋转控制方法时(当CLV格式的光盘被执行CAV回放时)，由于在回放开始之后，线速度总是改变，所以在这种情况下，图8的B所示的处理特别有效。

3.变形例

以上，已经说明了根据本发明的实施例，然而本发明不应限制于上述具体示例。例如，在上面的说明中，虽然与寻轨误差信号TES(以及跨轨迹信号CTS)的操作相关的各个部件(缓冲器18、延迟电路19、EXOR电路20、23)以示例方式被配置成在相同的操作时钟下来操作，即，进行同步操作。但也可以使这些与信号的操作相关的各个部件进行异步操作。

图9是示例性地示出了异步数字电路的具体实现的图表。附图的示例示出了通过异步数字电路和模拟电路的组合来实现根据实施例的寻轨误差信号TES的操作系统的构造的情况。在这种情况下，省略了用于同步的缓冲器18。信号A被输入到EXOR电路20-1'以及延迟电路19A'，信号C被输入到EXOR电路20-2'以及延迟电路19C'，信号B被输入到EXOR电路20-3'以及延迟电路19B'，并且信号D被输入到EXOR电路20-4'以及延迟电路19D'。来自延迟电路19A'的输出被输入到EXOR电路20-2'，来自延迟电路19C'的输出被输入到EXOR电路20-1'，来自延迟电路19B'的输出被输入到EXOR电路20-4'，并且来自延迟电路19D'的输出被输入到EXOR电路20-3'。

此外，在跨轨迹信号CTS的生成系统中，信号A与信号C被输入到EXOR电路23-AC'，并且信号B与信号D被输入到EXOR电路23-BD'。

这里，EXOR电路21-1'、21-2'、21-3'、21-4'、23-AC'以及23-BD'输出输入信号间的各个异或，并且具有与图3和图7所示的EXOR电路中的其他部件不在共同的操作时钟下操作的差异。此外，延迟电路19A'、19B'、19C'及19D'与延迟电路19A、B、C及D相同，且同样地将预定量的延迟给予输入信号以输出它们。但延迟电路19A'、19B'、19C'及19D'与延迟电路19A、19B、19C及19D的差异在于，前者不在共同的操作时钟下操作。

在这种情况下，来自EXOR电路21-1'、21-2'、21-3'以及21-4'的输出分别被输入到图中的LPF 22-1、21-2、21-3以及21-4，其中它们各自的后缀数字彼此对应。相似地，LPF 22-1至22-4执行与上述的LPF 22相似的LPF处理以对输入信号执行平滑化。

来自LPF 21-1至22-4的输出在放大器40中以预定的方式被相加/相减。具体地，假设来自LPF 21-1的输出是<1>'，来自LPF21-2的输出是<2>'，来自LPF21-3的输出是<3>'并且来自LPF 22-4的输出是<4>'，为了获得"<1>'+<3>'"与"<2>'+<4>'"之间的差，执行相加/相减运算(<1>'+<3>')-(<2>'+<4>')。

来自放大器40的输出在LPF41中经历了LPF处理(其考虑到用于下游侧A/D转换的抗锯齿)，并且在A/D转换器42中受到A/D转换以作为寻轨误差信号TES被输出。

此外，在跨轨迹信号CTS的运算侧，来自EXOR电路23-AC'的输出被输入到LPF 22-AC，并且来自EXOR电路23-BD'的输出被输入到LPF22-BD。基于与上面的LPF 22相同的LPF处理对这些输出执行平滑化。然后，来自LPF 22-AC'以及LPF 22-BD'的输出在放大器43中相加，并且在与上面的BPF 25'相似的BPF 25'中经历滤波处理(除去DC成分)以作为跨轨迹信号CTS被输出。注意，在使用上面的图6说明的使用方法中，仅由二值化电路31来执行跨轨迹信号CTS的二值化即可。

图9示出的构造的优点包括：无需任何诸如缓冲器18之类的用于同步的电路结构，其与传统的DPD检测电路的实施模式相似，并在使用具有相对低的记录密度的光盘D的共同电路来生成寻轨误差信号TES(以及跨轨信号CTS)时是合适的。

注意，虽然上述说明示例性地介绍了将本发明应用到仅能够回放光盘D的回放装置的情况，但本发明也可以被较好地应用到还能够记录光盘D的记录/回放装置。

此外，也可如下配置本发明。

(1)一种光学记录介质驱动装置，其包括：

光照射单元，其对光学记录介质执行光照射；

光接收单元，其接收来自所述光学记录介质的反射光，在所述光接收单元中利用线方向分割线以及寻轨方向分割线分割地形成有第一区域、第二区域、第三区域以及第四区域这四个区域，所述线方向分割线在与所述光学记录介质中形成的轨迹的长边方向相对应的方向上延伸，所述寻轨方向分割线在与所述轨迹的短边方向相对应的方向上延伸，所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别被所述线方向分割线分割，所述第一区域和所述第四区域以及所述第二区域和所述第三区域分别被所述寻轨方向分割线分割，并且所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别布置在以所述轨迹的前进方向为参照的上游侧和下游侧；

二值化单元，其基于由所述光接收单元中的用于光接收的各个所述区域获得的光接收信号来获得二值化信号，以分别作为第一信号、第二信号、第三信号以及第四信号；

延迟单元，其分别使所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号以及所述第四信号延迟；

第一异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第一信号与经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；

第二异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第一信号与未经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；

第三异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第二信号与经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或；

第四异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第二信号与未经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或；以及

第一运算单元，其计算分别由所述第一异或计算单元和所述第三异或计算单元计算的异或的和与分别由所述第二异或计算单元和所述第四异或计算单元计算的异或的和之间的差，

其中，所述第一异或计算单元至所述第四异或计算单元以及所述第一运算单元以与通道时钟异步的方式操作。

(2)根据(1)的光学记录介质驱动装置，

其中，在当伴随所述光照射单元的光照射形成的光斑处于所述轨迹的中心之间的中点时将所述第一信号和所述第三信号的和信号与所述第二信号和所述第四信号的和信号之间的相位差作为最大相位差的情况下，在所述延迟单元中，设定与所述最大相位差的一半相对应的延迟时间。

(3)根据(1)或(2)的光学记录介质驱动装置，其包括：

低通滤波器，其对所述第一运算单元的输出信号执行平滑化。

(4)根据(1)至(3)中任一项的光学记录介质驱动装置，其包括：

延迟控制单元，其变化地设定所述延迟单元的延迟时间。

(5)根据(4)的光学记录介质驱动装置，

其中，所述延迟控制单元根据所述光学记录介质的类型和线速度来变化地设定所述延迟单元的延迟时间。

(6)根据(1)至(5)中任一项的光学记录介质驱动装置，其包括：

第五异或计算单元，其计算所述第一信号与所述第三信号之间的异或；

第六异或计算单元，其计算所述第二信号与所述第四信号之间的异或；以及

第二运算单元，其计算由所述第五异或计算单元和所述第六异或计算单元分别计算的异或的和，

其中，所述第五异或计算单元和所述第六异或计算单元以及第二运算单元以与所述通道时钟异步的方式操作。

附图标记说明

1        回放装置、        OP      光学拾取部、

SLD     滑板机构、          2      主轴电机、

3      物镜、              4      双轴机构、

5      4分割检测器、       6      矩阵电路、

7      伺服电路、          12     PLL电路、

13、35       控制器、      15A至15D      I/V转换放大器、

16A至16D      BPF、      17A至17D      二值化电路、

18A至18D      缓冲器、

19A至19D、19Av至19Dv      延迟电路、

20-1至20-4、20-1'至20-4'、23-AC、23-BD、23-AC'及23-BD'EXOR电路、

21、24      运算单元、

22、22-1至22-4、22-AC、22-BD      LPF 、

25、25'    BPF、           31     二值化电路、

32    引入控制单元、

36    延迟时间/操作时钟切换单元、

40、43      放大器、       D     光盘

Claims (7)

1.一种光学记录介质驱动装置，其包括：

光照射单元，其对光学记录介质执行光照射；

光接收单元，其接收来自所述光学记录介质的反射光，在所述光接收单元中利用线方向分割线以及寻轨方向分割线分割地形成有第一区域、第二区域、第三区域以及第四区域这四个区域，所述线方向分割线在与所述光学记录介质中形成的轨迹的长边方向相对应的方向上延伸，所述寻轨方向分割线在与所述轨迹的短边方向相对应的方向上延伸，所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别被所述线方向分割线分割，所述第一区域和所述第四区域以及所述第二区域和所述第三区域分别被所述寻轨方向分割线分割，并且所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别布置在以所述轨迹的前进方向为参照的上游侧和下游侧；

二值化单元，其基于由所述光接收单元中的用于光接收的各个所述区域获得的光接收信号来获得二值化信号，以分别作为第一信号、第二信号、第三信号以及第四信号；

延迟单元，其分别使所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号以及所述第四信号延迟；

第一异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第一信号与经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；

第二异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第一信号与未经由所述延迟单元输入的所述第三信号之间的异或；

第三异或计算单元，其计算未经由所述延迟单元输入的所述第二信号与经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或；

第四异或计算单元，其计算经由所述延迟单元输入的所述第二信号与未经由所述延迟单元输入的所述第四信号之间的异或；以及

第一运算单元，其计算分别由所述第一异或计算单元和所述第三异或计算单元计算的异或的和与分别由所述第二异或计算单元和所述第四异或计算单元计算的异或的和之间的差，

其中，所述第一异或计算单元至所述第四异或计算单元以及所述第一运算单元以与通道时钟异步的方式操作。

2.根据权利要求1所述的光学记录介质驱动装置，

其中，在当伴随所述光照射单元的光照射形成的光斑处于所述轨迹的中心之间的中点时将所述第一信号和所述第三信号的和信号与所述第二信号和所述第四信号的和信号之间的相位差作为最大相位差的情况下，所述延迟单元中的延迟时间设定成与所述最大相位差的一半相对应。

3.根据权利要求2所述的光学记录介质驱动装置，其包括：

低通滤波器，其对所述第一运算单元的输出信号执行平滑化。

4.根据权利要求1所述的光学记录介质驱动装置，其包括：

延迟控制单元，其变化地设定所述延迟单元的延迟时间。

5.根据权利要求4所述的光学记录介质驱动装置，

其中，所述延迟控制单元根据所述光学记录介质的类型和线速度来变化地设定所述延迟单元的延迟时间。

6.根据权利要求1所述的光学记录介质驱动装置，其包括：

第五异或计算单元，其计算所述第一信号与所述第三信号之间的异或；

第六异或计算单元，其计算所述第二信号与所述第四信号之间的异或；以及

第二运算单元，其计算由所述第五异或计算单元和所述第六异或计算单元分别计算的异或的和，

其中，所述第五异或计算单元和所述第六异或计算单元以及第二运算单元以与所述通道时钟异步的方式操作。

7.一种寻轨误差检测方法，其包括：

在光接收步骤中，通过光接收单元来接收用于照射光学记录介质的光的反射光，在所述光接收单元中，利用线方向分割线以及寻轨方向分割线分割地形成有第一区域、第二区域、第三区域以及第四区域这四个区域，所述线方向分割线在与所述光学记录介质中形成的轨迹的长边方向相对应的方向上延伸，所述寻轨方向分割线在与所述轨迹的短边方向相对应的方向上延伸，所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别是被所述线方向分割线分割，所述第一区域和所述第四区域以及所述第二区域和所述第三区域分别被所述寻轨方向分割线分割，所述第一区域和所述第二区域以及所述第三区域和所述第四区域分别布置在以所述轨迹的前进方向为参照的上游侧和下游侧；

在二值化步骤中，基于由所述光接收单元中的用于光接收的各个所述区域获得的光接收信号获得二值化信号，以分别作为第一信号、第二信号、第三信号以及第四信号；

在延迟步骤中，分别延迟所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号以及所述第四信号；

在第一异或计算步骤中，计算未经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第一信号与经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第三信号之间的异或；

在第二异或计算步骤中，计算经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第一信号与未经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第三信号之间的异或；

在第三异或计算步骤中，计算未经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第二信号与经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第四信号之间的异或；

在第四异或计算步骤中，计算经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第二信号与未经由所述延迟步骤的延迟而被输入的所述第四信号之间的异或；以及

在第一运算步骤中，计算在所述第一异或计算步骤和所述第三异或计算步骤中分别计算的异或的和与在所述第二异或计算步骤与所述第四异或计算步骤中分别计算的异或的和之间的差，

其中，所述第一异或计算步骤至所述第四异或计算步骤以及所述第一运算步骤中的计算以与通道时钟异步的方式执行。