CN104054272A - 双变换双载波射频接收器 - Google Patents

Abstract

在双载波双变换正交频分复用(OFDM)接收器中，频率合成器生成接收器的第一下变换级的第一本机振荡器信号。分频器用于从第一本机振荡器信号得到第二本机振荡器信号，由此消除了对用于第二下变换级的单独频率合成器的需要。控制器确定第一本机振荡器信号的频率和除数M以将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。

Description

双变换双载波射频接收器

背景技术

本发明一般涉及双变换接收器，并且更具体地说，涉及用于多载波通信系统的双载波双变换接收器。

常规无线通信系统在单个载波上将数据传送到用户。为满足无线高速数据服务的需求，在高级长期演进(LTE-A)网络中引入了载波聚合。载波聚合通过允许在多个载波上的同时传送支持更宽的传送带宽。与常规单载波系统相比，诸如LTE-A的多载波系统提供了诸如更高的数据率、更短的等待时间及改进的对服务质量(QoS)的支持的优点。

多个多载波接收器体系结构是可能的。一种解决方案是在模拟前端中提供单独的接收器路径。对于相邻或足够靠近的载波，第一本机振荡器能够用于将来自射频的两个载波信号下变换到中频，并且第二本机振荡器能够用于将中频信号下变换到基带。然而，在模拟前端中两个接收器路径的使用要求重复的组件，这增大了成本、功耗和空间要求。

单个接收器前端能够用于接收两个载波。第一本机振荡器可用于将来自射频的两个载波信号下变换到中频，并且第二本机振荡器用于将中频信号下变换到基带。在到基带的下变换期间分离载波信号。虽然此方案降低了组件的数量，但仍要求两个本机振荡器：一个用于到中频的下变换，以及一个用于到基带的下变换。

尽管在无线电接收器体系结构中有改进，但仍有进一步降低射频组件的需要以便满足对具有长电池寿命的紧凑型移动装置的增大的消费者需求。

发明内容

本发明的实施例涉及用于正交频分复用(OFDM)系统的双载波双变换射频接收器。双载波接收器包括配置成生成用于接收器的第一下变换级的第一本机振荡器信号的单个频率合成器。分频器用于从第一本机振荡器信号得到第二本机振荡器信号，由此消除了对用于第二下变换级的单独频率合成器的需要。

分频器被约束成执行整数除法时，下变换可不将两个载波与DC完全对齐。产生的频率转换误差可导致如下面将更详细描述的严重干扰。为了减轻频率转换误差的影响，只要在容限内副载波网格与DC对齐，便可相对于DC将载波移位。例如，在具有15kHz的副载波间隔的OFDM系统中，可将载波移位等于副载波间隔N倍的量，例如，20x15kHz＝300kHz。通过仔细选择第一振荡器信号频率和除数M，副载波网格与DC的对齐是可能的。通过将载波与副载波网格对齐，能够在FFT操作前在数字域中进行最终频率转换而不显著影响性能。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于正交频分复用(OFDM)系统的双载波接收器。双载波接收器包括：第一混频器，配置成将具有第一和第二OFDM载波的接收的双载波信号下变换以生成中频双载波信号；频率合成器，配置成生成所述第一混频器的第一本机振荡器频率，所述第一本机振荡器频率在第一与第二载波之间；第二混频器，配置成分离第一和第二载波并且将所述第一和第二载波下变换以生成第一和第二基带信号；分频器，耦合到所述频率合成器并且配置成将第一本机振荡器频率除以除数M以生成所述第二混频器的第二本机振荡器频率；以及控制器，配置成选择第一本机振荡器频率和除数M以将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成选择用于分频器的整数除数M的控制器。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成选择第一本机振荡器频率以降低由第一本机振荡器频率除以整数除数产生的频率转换误差的影响的控制器。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成按照整数除数M的函数选择第一本机振荡器频率的控制器。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成按照副载波网格的频率间隔和除数的函数选择第一本机振荡器频率的控制器。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成通过执行以下操作选择第一本机振荡器频率的控制器：确定在第一与第二载波之间的初始本机振荡器频率；以及确定在加到所述初始本机振荡器频率时将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐的频率调整。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成通过执行以下操作确定频率调整的控制器：按照第一参数和副载波间隔的函数，计算将用于第一基带信号的副载波网格与DC对齐的第一频率转换；按照第二参数和副载波间隔的函数，计算将用于第二基带信号的副载波网格与DC对齐的第二频率转换；选择第一和第二参数以最小化在第一和第二载波的实际与期望频率转换之间的差别；以及按照第一和第二参数之一或两者的函数，计算频率调整。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成选择用于第一和第二参数的整数值的控制器。

在一些实施例中，双载波接收器可还包括配置成选择第一本机振荡器频率和除数M使得第一和第二基带信号中的至少一个具有非零中心频率的控制器。

根据本发明的第二方面，提供了一种包括如上所述双载波接收器的无线通信装置。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于将包括第一和第二载波的双载波正交频分复用(OFDM)信号下变换到基带的方法。方法包括：生成在第一与第二载波之间的第一本机振荡器频率；通过混合收到的双载波信号和第一本机振荡器频率，将收到的双载波信号下变换以生成中频双载波信号；通过将第一本机振荡器频率除以除数M，从第一本机振荡器频率生成第二本机振荡器频率；分离第一和第二载波；通过混合第一和第二载波与第二本机振荡器频率，将第一和第二载波下变换以生成第一和第二基带信号；以及选择第一本机振荡器频率和除数M以将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率和除数M可还包括选择用于分频器的整数除数M。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率和除数M还包括选择第一本机振荡器频率以降低由第一本机振荡器频率除以整数除数产生的频率转换误差的影响。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率和除数M还包括按照整数除数M的函数选择第一本机振荡器频率。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率和除数M还包括按照副载波间隔和除数M的函数选择第一本机振荡器频率。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率可还包括确定在第一与第二载波之间的初始本机振荡器频率，以及确定在加到所述初始本机振荡器频率时将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐的频率调整。

在一些实施例中，确定频率调整可包括：按照第一参数和副载波间隔的函数，计算将第一基带信号的副载波网格与DC对齐的第一频率转换；按照第二参数和副载波间隔的函数，计算将第二基带信号的副载波网格与DC对齐的第二频率转换；选择第一和第二参数以最小化在第一和第二载波的实际与期望频率转换之间的差别；以及按照第一和第二参数之一或两者的函数，计算频率调整。

在一些实施例中，第一和第二参数可包括整数值。

在一些实施例中，选择第一本机振荡器频率和除数M可包括选择第一本机振荡器频率和除数M，使得第一和第二基带信号中的至少一个具有非零中心频率。

在一些实施例中，方法可在无线通信装置中实现。

本文中所述方法和设备使能接收器的前端中的组件的减少。组件计数的减少导致更低的空间要求、更低的成本和更低的功耗。

附图说明

图1示出根据一示范实施例，具有第一和第二下变换级的双载波双变换射频接收器。

图2示出具有在第二下变换级中用于两个载波的单个复混频器的双载波双变换接收器。

图3示出具有在第二下变换级中用于每个载波的单独复混频器的双载波双变换接收器。

图4示出在下变换的信号中DC偏移的影响。

图5示出具有在第二下变换级中用于每个载波的单独混频器的双载波双变换接收器。

图6示出将双载波信号下变换到基带的示范方法。

图7A和7B示出将双载波信号下变换到基带的方法的详细实现。

具体实施方式

参照图1，示出了根据本发明的一个实施例的示范双载波双变换射频接收器10(下文称为“双载波接收器10”)。双载波接收器10包括第一下变换器级20、第二下变换器40、频率生成电路60及控制器80。第一下变换器级20将收到的双载波信号下变换到中频。第二下变换级40将中频信号下变换到基带并且分离载波。频率生成电路60生成分别用于在第一和第二下变换级40、60中的下变换的本机振荡器(LO)信号。控制器80如下文所述控制频率生成电路60以便将第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。例如，适用于在OFDM系统接收器中使用的接收器10中的控制器80操作以将下变换后的基带信号的副载波网格与DC(0Hz)对齐。

图2更详细示出第一和第二下变换级20和40。第一下变换级20包括低噪声放大器(LNA)22、正交解调器24及中频滤波器(IFF)26。LNA22提升从一个或多个天线获得的双载波信号。然后，提升的双载波信号被输入正交解调器24。正交解调器24充当第一下变换器。正交解调器24组合收到的双载波和频率生成电路60提供的本机振荡器信号RFLO_I和RFLO_Q，以生成具有以下两个分量信号的复中频(IF)信号：实分量信号(I)和虚分量信号(Q)。IFF26过滤相应分量信号以在进一步处理前降低阻塞信号的电平，以减轻对下游组件的动态范围要求。然后，复IF信号被输入第二下变换级40。

第二下变换级40包括复混频器42、信道选择滤波器(CSF)44及模数变换器46。在此实施例中，单个复混频器42充当两个载波的第二下变换器。复混频器42将中频信号下变换到基带并且分离载波。频率生成电路60为复混频器42提供本机振荡器信号IFLO_I和IFLO_Q以驱动下变换。CSF44过滤载波以选择期望信号，并且拒绝或衰减感兴趣的信道外的信号。模拟载波然后由ADC46变换成数字形式并且被输入基带处理单元。

在第一实施例中的频率生成电路60包括诸如锁相环(PLL)的频率合成器62以生成第一下变换级20的RFLO信号。频率生成电路60还包括分频器64以生成第二下变换级的IFLO信号。在图2的实施例中，单个IFLO信号用于两个载波到基带的下变换。

控制器80(图1)可包括一个或多个处理器、硬件、固件或其组合。在本发明的上下文中，控制器80配置成选择到第一下变换级20的RFLO信号的频率f_RFLO，并且分频器M64配置成生成第二下变换级40的IFLO信号。

图3示出在第二下变换级40中使用两个复混频器42的双载波接收器10的第二实施例。第二实施例类似于第一实施例。因此，类似的标号用于指示类似的组件。

双载波接收器10的第二实施例中的第一下变换级20与前面所述相同。第二下变换级40包括用于每个载波的单独复混频器42而不是使用单个复混频器42。复混频器42充当用于相应载波的第二下变换器。双载波接收器10的第二实施例中的频率生成电路60和控制器80与前面所述相同。

在上述双载波接收器10中，收到的信号包括频率接近的两个载波。两个载波的中心频率分别表示为f_c1和f_c2(参见图3顶部左侧)。驱动正交调制器24的本机振荡器信号RFLO的频率f_RFLO设在载波的中心频率f_c1与f_c2之间，即，f_c1＜f_RFLO＜f_c2。在现有技术双载波接收器中，f_RFLO等于中心频率f_c1和f_c2的中点。正交调制器24的复输出使得区分在DC的相对侧上的两个载波成为可能。第二下变换级40分离两个载波，同时也将它们下变换到基带。此下变换要求具有等于中频的频率f_IFLO的第二本机振荡器信号IFLO。

在到第二下变换级的输入的复中频信号可表示为：

$s_{\mathrm{IF}}=m_1\·e^{j2\mathrm{\π}(f_{c1}-f_{\mathrm{RF},\mathrm{LO}})}+m_2\·e^{j2\mathrm{\π}(f_{c2}-f_{\mathrm{RF},\mathrm{LO}})}=m_1\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}+m_2\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}},---\left(0.1\right)$

其中，m₁和m₂分别表示第一和第二载波的复值调制。复混频器的用途是将此输入信号乘以两个相量和产生如下两个复值基带信号：

$s_1=e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}(m_1\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}+m_2\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}})=m_1+m_2\·e^{j4\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}---\left(0.2\right)$

$s_2=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}(m_1\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}+m_2\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}})=m_1\·e^{-j4\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF},\mathrm{LO}}}+m_2---(0.3)$

在双倍IFLO频率的分量由CSF46去除。因此，第一和第二载波(s₁和s₂)的实际转换频率f_ft1和f_ft2的绝对值分别由以下给出：

f_ft1＝f_RFLO-f_IFLO   (0.4)

f_ft2＝f_RFLO+f_IFLO   (0.5)

在现有技术双载波接收器中，两个LO频率相互独立生成，这意味着要求两个LO合成器。在增大的硅面积和功耗方面，以及在由于在两个LO合成器之间的耦合效应的寄生噪声生成的风险增大方面，两个LO合成器的要求是缺点。

本发明的实施例只使用单个LO合成器来生成第一下变换级20的RFLO信号。第二下变换级40的IFLO信号从RFLO信号得到。因此，IFLO信号和RFLO信号的生成能够通过使用单个LO合成器完成。例如，可使用常规分频器得到表示如下的IFLO信号：

f_IFLO＝f_RFLO/M    (0.6)

其中，M是整数。实际转换频率f_ft1和f_ft2表示为：

f_ft1＝f_RF,LO-f_IF,LO＝f_RF,LO ^-f_RF,LO/M＝f_RF,LO(1-1/M)   (0.7)

f_ft2＝f_RF,LO+f_IF,LO＝f_RF,LO+f_RF,LO/M＝f_RF,LO(1+1/M)   (0.8)

理想的情况是最好实际转换频率f_ft1和f_ft2与载波的中心频率f_c1和f_c2一致以将载波下变换到基带(在DC)。然而，由于对分频器分频比M的限制，在实际转换频率与载波频率之间将存在差别，在等式(0.9)和(下面所示0.10)中示为频率转换误差。

Δf₁＝f_tf1-f_c1   (0.9)

Δf₂＝f_tf2-f_c2   (0.10)

因此，在实际频率转换与期望频率转换之间存在由第一LO信号除以整数产生的差别。

为了示出这些频率转换误差的原因，考虑如图2和3所示相同IFLO信号(无符号的)用于将两个载波下变换的情况。为了使基带信号都居中在DC，RFLO信号的频率f_RFLO应正好设置在中心频率f_c1和f_c2的中点。在此情况下，RFLO信号的频率f_RFLO表示为：

f_RFLO＝(f_c2+f_c1)/2   (0.11)

适当地将载波转换到基带的频率f_IFLO则变成：

f_IFLO＝(f_c2-f_c1)/2   (0.12)

然而，如果f_IFLO是f_RFLO除以整数M的结果，则将不可能适当地将两个载波均进行频率转换，除非：

f_RFLO/M＝(f_c2-f_c1)/2   (0.13)

找到满足等式(0.13)的整数值M在大多数情况下将是不可能的，而是将要求中心频率f_c1和f_c2的特定选择。

在本发明的实施例中，从导致转换频率f_ft1和f_ft2接近期望值的可能值的集合中选择M的值。然后，在数字域中能够进行最终的小的频率转换。

例如，考虑具有中心频率f_c1＝2630MHz和f_c2＝2680MHz的两个载波。在此情况下，等式(0.11)给出的期望频率f_RFLO是2655MHz，并且(0.12)给出的期望频率f_IFLO是25MHz。将f_IFLO除以f_RFLO得到等于106.2的小数M。如果M设为等于106，则(0.6)给出的值f_IFLO变成25.047MHz，这导致与期望值47kHz的转换误差。在此示例中，转换频率f_ft1等于2680.047MHz，并且转换频率f_ft2等于2629.953MHz。

由于模拟电路的非理想行为，甚至由下变换产生的小频率转换误差能够带来问题。由于频率转换误差增大，频率转换误差导致越来越高的干扰电平。基带信号s₁和s₂横跨DC时，没有用于分离信号和DC分量而不影响信号本身的简单方式。此问题对于诸如长期演进(LTE)系统的OFDM系统尤其具挑战性。

在OFDM系统中，双载波信号包括调制到两个不同分量载波上的两个单独的OFDM信号，所述两个不同分量载波分别居中在第一和第二频率上。每个OFDM信号包括在频率域相等间隔的多个副载波。在LTE中，副载波的间隔是15kHz。收到的信号通过快速傅立叶变换(FFT)操作从时间域变换到频率域。在FFT操作前，应对齐副载波网格与DC以避免载波间干扰(ICI)。

图4示出在下变换后由频率转换误差造成的问题。如在图4的左侧所看到的，当模拟电路造成DC偏移并且频率转换将副载波之一正好定位在DC(0Hz)上时，DC偏移将只干扰位于DC的副载波，并且传送一般是足够鲁棒的以便处理单个副载波的丢失。然而，在进入数字域前下变换的载波未与DC对齐时，如图4的右侧上所示，在FFT操作前在数字域中执行最终频率转换。不过，此最终频率转换将产生未与副载波网格对齐的不期望的音调。存在不期望的音调能够导致对FFT操作后的若干个副载波的严重干扰。

假设基带信号的副载波网格与DC对齐，则能够减轻产生的频率转换误差的有害影响。只要副载波网格与DC对齐，便能够在进行FFT操作前在数字域中进行最终频率转换而不对性能造成大影响。相应地，在本发明的实施例中，将第一本机振荡器频率f_RFLO从载频的中点移位某个量Δf_RFLO以便确保下变换的载波的副载波网格与DC(0Hz)对齐。频移Δf_RFLO降低了由第一本机振荡器频率除以整数除数产生的频率转换误差的影响。

第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐所需的频率调整Δf_RFLO由以下给出：

f_o1＝Δf_RFLO(1-1/M)  (0.14)

f_o2＝Δf_RFLO(1+1/M)  (0.15)

其中，f_o1和f_o2是在相应副载波的副载波网格与DC之间的频率偏移。为了说明，假设M＝106，具有对于两个载波的偏移7.5kHz。

适当转换f_c1到DC所要求的频率调整Δf_RFLO为7.571kHz。

适当转换f_c2到DC所要求的频率调整Δf_RFLO为7.430kHz。

允许大于示为f_scs的副载波间隔的频率调整以便将两个副载波网格与DC对齐。

为了考虑大于f_scs的频率调整，等式(0.14)和(0.15)能够按以下所示进行修改：

f_RFLO(1-1/M)＝f_o1+N₁·f_scs   (0.16)

f_RFLO(1+1/M)＝f_o2+N₂·f_scs   (0.17)

其中，f_o1和f_o2是与载波相关联的频率偏移，并且参数N₁和N₂是相对于DC将下变换的基带信号移位以便将基带信号的副载波网格与DC对齐的移位参数。参数N₁和N₂具有整数值，并且N₁≤N₂。在将载波的中心频率与DC对齐的要求被去除时，等式(0.16)和(0.17)中的术语N₁·f_scs和N₂·f_scs提供在频率转换后将载波与副载波网格更紧密对齐的所需自由度。应注意的是，在通常情况下，N₂的值一般将是大于N₁的值，这是因为在M大时分频比(1-1/M)/(1+1/M)将接近但不统一相等。在大多数情况下，频率偏移f_o1和f_o2相同，例如，所有LTE载波应与相同网格对齐。通过允许它们不同，能够考虑两个载波不对齐的更普遍情况，例如，在多RAT接收的情况下。

能够应用等式(0.16)和(0.17)以找到将对齐载波与副载波网格的最小频率调整Δf_RFLO。为Δf_RFLO解等式(0.16)和(0.17)并且将它们设置相等产生了以下等式：

$\frac{1-1/M}{1+1/M}=\frac{M-1}{M+1}=\frac{f_{o1}/f_{\mathrm{scs}}+N_1}{f_{02f}/f_{\mathrm{scs}}+N_2}---\left(0.18\right)$

除N₁和N₂外，等式(0.18)中的量已知。假定N₂＝N₁+1，则找到满足等式(0.18)的对(N₁,N₂)是相对简单的任务。给定有满足等式(0.18)的N₁和N₂，则能够根据等式(0.16)或等式(0.17)计算Δf_RFLO。然后，能够根据以下等式计算第一下变换级20的频率f_RFLO：

f_RFLO＝(f_c2+f_c1)2+Δf_RFLO   (0.19)

太大的频率调整Δf_RFLO可造成一些副载波在第二频率转换后移到接收器的带宽外，使得CSF44将衰减这些副载波。因此，可对转换的信号可从DC移位多远施加限制。例如，可将N₁和N₂的值限制成小于50。在对N₁和N₂的值施加限制时，不可能找到完全满足等式(0.18)的对(N₁,N₂)。在此情况下，选择产生最小频率偏移的对(N₁,N₂)。

回到上面给出的示例，其中，f_c1＝2630MHz，并且f_c2＝2680MHz，以及M等于106，并且假设两个载波的初始频率偏移为7.5kHz，则等式(0.18)产生以下等式：

$\frac{105}{107}=\frac{0.5+N_1}{0.5+N_2}---\left(0.20\right)$

简要的检查将显示对(52,53)满足等式(0.20)中给出的等式。将N₁插入等式(0.14)或将N₂插入等式(0.15)产生了等于795kHz的Δf。

然后，将此值插入等式(0.19)产生了等于2655.795MHz的f_RFLO。

参数的任意设置一般将不导致准确的解。此外，如上所述，可定义最大允许移位，这设置了N₁和N₂的上限N_MAX。在此类情况下，对于N₁的所有允许值，可为N₂解等式(0.18)(或反之亦然)。然后，在N₂上不产生误差或产生最小相对误差的N₁值可构成解。

为了说明上限的影响，考虑上述示例具有两个载波的2kHz的频率偏移f_o＝f_o1＝f_o2和上限N_MAX＝50。在此示例中，退化的解N₁＝N₂＝0提供最小误差。将这些值插入等式(0.16)和等式(0.17)产生了Δf_c1＝2.019kHz和Δf_c2＝1.981kHz。在此情况下，通过选择Δf＝2.0kHz而将剩余的频率转换误差散布在两个载波之间，这导致在两个载波上19Hz的频率转换误差。

又如，考虑f_c1＝2630MHz，f_c2＝2680MHz，M等于60，以及f_o＝f_o1＝f_o2＝5kHz，其中上限N_MAX＝50的情况。在此情况下，对(29,30)产生了等式(0.18)的最佳解。将这些值插入等式(0.16)和等式(0.17)分别产生了Δf_RFLO,c1＝447.457kHz和Δf_RFLO,c2＝447.540kHz。在此示例中，在Δf_RFLO,c1与Δf_RFLO,c2之间的差为83Hz。在等式(0.19)中使用Δf_RFLO的平均值447.499kHz产生了用于第一载波的455.083kHz和用于第二载波的440.163kHz的总频率调整。与初始5kHz偏移相组合，分别仅剩余83Hz和163Hz的残余频率转换误差。

又一优化可用于将剩余频率转换误差散布到两个载波上。作为参考，从位于与副载波n相距f_off的DC分量的泄露将泄漏到邻近副载波n+1中等于sinc((f_scs-f_off)/f_scs)的量。对于上述示例中163Hz的误差f_e，泄漏的量将为-39dBc。为了比较，位于两个副载波中间的DC分量对应地将泄漏-4dBc的量。

图5示出在第二下变换级40中使用两个复混频器42的双载波接收器10的第二实施例。第二实施例类似于第一实施例。因此，类似的标号用于指示类似的组件。

双载波接收器10的第二实施例中的第一下变换级20与前面所述相同。主要的不同在于第二下变换级40包括用于每个载波的单独复混频器42而不是单个复混频器42。为每个载波使用单独混频器42允许表示为f_IFLO,c1和f_IFLO,c2的不同IFLO信号用于不同载波的下变换。

第二实施例中的频率生成电路60包括如前面所述的PLL62以生成第一下变换级20的RFLO信号。在此实施例中，提供了两个分频器以生成第二下变换级40的IFLO信号。第二实施例中的控制器80配置成选择到第一下变换级20的RFLO信号的频率f_RFLO和除数M₁、M₂，以生成第二下变换级40的IFLO信号。

为两个载波选择不同除数M₁和M₂的能力提供了进一步降低要求的频率调整Δf_RFLO而不引入另一本机振荡器或频率合成器的另一自由度。在分别选择M₁和M₂时，第一和第二载波的转换频率f_ft1和f_ft2由以下给出：

f_ft1＝f_RFLO-f_RFLO/M₁＝f_RFLO(1-1/M₁)  (0.21)

以及

f_ft2＝f_RFLO+f_RFLO/M₂＝f_RFLO(1+1/M₂)  (0.22)

此外，等式(0.18)给出的等式能够一般化为：

$\frac{1-1/M_1}{1+1/M_2}=\frac{f_{o1}/f_{\mathrm{scs}}+N_1}{f_{02}/f_{\mathrm{scs}}+N_2}---\left(0.23\right)$

如果使用具有不同带宽的载波和/或通过多个无线电接入技术(RAT)执行双载波接收，则不同条件可应用到不同载波，例如在要求的频率准确性、副载波间隔等方面，这可为找到LO参数的最佳设置提供另外的自由度。

本发明解决了使用双变换接收器，即，需要具有不同频率的至少两个LO信号的缺点。对于诸如LTE的基于OFDM的通信标准，本发明的实施例允许通过适当选择第一LO的频率f_RFLO，从第一LO信号得到第二LO信号。如果两个载波的带宽不同，则在载波频率与实际转换频率之间的允许最大差别可取决于带宽，如具有更小带宽的载波将允许更小差别，并且具有更大带宽的载波将允许更大差别。

图6示出由双载波接收器10实现的下变换的示范方法。频率生成电路60生成第一本机振荡器信号RFLO(框210)，并且在第一下变换级20将收到的双载波信号下变换到中频(框220)。频率生成电路60也从第一本机振荡器信号RFLO生成第二本机振荡器信号IFLO(框230)。例如，频率生成电路60可包括将第一本机振荡器信号RFLO除以整数M以得到第二本机振荡器信号IFLO的分频器64。

在一些实施例中，双载波接收器10如图2和3所示得到单个第二本机振荡器信号IFLO。如图5所示，在其它实施例中，生成两个第二本机振荡器信号IFLO_c1和IFLO_c2。在第二下变换级40中，双载波接收器10分离载波(框240)，并且将载波下变换到基带附近频率以生成第一和第二基带信号(框250)。下变换可如图2所示由单个复混频器42执行，或者如图3和5所示由单独的复混频器42执行。为降低下变换后的频率转换误差的影响，控制器80选择第一本机振荡器信号RFLO的频率f_RFLO和除数M，使得第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐(框260)。例如，在OFDM系统中，可选择第一本机振荡器信号RFLO的频率f_RFLO以将第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。应认识到的是，可相对于DC将基带信号移位。因此，至少一个或可能两个基带信号可具有非零中心频率，即，不与DC对齐的中心频率。相应地，可在数字域中执行最终频率转换以将载波与DC对齐(框270)。

图7A和7B示出将双载波信号下变换到基带的方法300的详细实现。方法300是基于确立最大允许频率转换误差f_MAX以及这如何用于确定M、Δf_RFLO、N₁及N₂。

根据方法300，确定载波频率f_c1和f_c2(框310)，并且也确定允许的最大允许频率转换误差f_max(框320)。确定f_RFLO的起始值(框330)，并且确定f_IFLO的理想值(框340)，如下所示：

f_RFLO,0＝(f_c1+f_c2)/2   (0.24)

f_IFLO,0＝(f_c1-f_c2)/2   (0.25)

根据等式(0.26)确定分频器分频比(即，“除数”)M的理想值(框350)，如下所示：

M₀＝f_RFLO,0/f_IFLO,0   (0.26)

从最接近M₀的允许分频器分频比的集合中选择分频器分频比M(框360)。然后，基于分频器分频比M确定频率转换误差(框370)，如下所示：

Δf₁＝f_c1-f_RFLO,0(1-1/M)   (0.27)

Δf₂＝f_c2-f_RFLO,0(1+1/M)  (0.28)

然后，确定满足下面等式(0.29)和(0.30)的Δ_fRFLO的允许范围(框380)：

|f_c1-(f_RFLO,0+Δf_RFLO)(1-1/M)|＜f_max  (0.29)

|f_c2-(f_RFLO,0+Df_RFLO)(1+1/M)|＜f_max  (0.30)

基于Δ_fRFLO的允许范围，确定N1和N2的允许范围(框390)，如下所示：

Δf_RFLO(1-1/M)＝f_e1+N₁xf_scs   (0.31)

Δf_RFLO(1+1/M)＝f_e2+N₂xf_scs   (0.32)

从允许的Δf_RFLO、N₁和N₂的给定集合中，选择产生两个载波的最小绝对频率转换误差的配置(框400)。

本文中所述方法和设备使能接收器的前端中的组件的减少。组件计数的减少产生了更低的空间要求、更低的成本和更低的功耗。

当然，在不脱离本发明范围和基本特性的情况下，本发明可以用不同于本文所述那些方式外的其它特定方式实现。因此，所示实施例在所有方面均要视为说明性的而不是限制性的，并且在随附权利要求的意义和等同范围内的所有改变意图涵盖在其中。

Claims (20)

1. 一种用于正交频分复用(OFDM)系统的双载波接收器(10)，包括：

第一下变换器(24)，配置成将具有第一和第二OFDM载波的收到的双载波信号下变换以生成中频双载波信号；

频率合成器(62)，配置成生成所述第一下变换器的第一本机振荡器频率，所述第一本机振荡器频率在第一与第二载波之间；

第二下变换器(42)，配置成分离所述第一和第二载波并且将所述第一和第二载波下变换以生成第一和第二基带信号；

分频器(64)，耦合到所述频率合成器并且配置成将所述第一本机振荡器频率除以除数M以生成所述第二下变换器的第二本机振荡器频率；以及

控制器(80)，配置成选择所述第一本机振荡器频率和所述除数M以将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。

2. 如权利要求1所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器(80)还配置成选择用于所述分频器(64)的整数除数M。

3. 如权利要求2所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器还配置成选择所述第一本机振荡器频率以降低由所述第一本机振荡器频率除以整数除数产生的频率转换误差的影响。

4. 如权利要求2或3所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成按照所述整数除数M的函数选择所述第一本机振荡器频率。

5. 如权利要求1-4任一项所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成按照所述副载波网格的频率间隔和所述除数的函数选择所述第一本机振荡器频率。

6. 如权利要求1-5任一项所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成通过以下操作选择所述第一本机振荡器频率：

确定在所述第一与第二载波之间的初始本机振荡器频率；以及

确定在加到所述初始本机振荡器频率时将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐的频率调整。

7. 如权利要求6所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成通过以下操作操作确定所述频率调整：

按照第一参数和所述副载波间隔的函数，计算将所述第一基带信号的所述副载波网格与DC对齐的第一频率转换；

按照第二参数和所述副载波间隔的函数，计算将所述第二基带信号的所述副载波网格与DC对齐的第二频率转换；

选择所述第一和第二参数以最小化在所述第一和第二载波的实际与期望频率转换之间的差别；以及

按照所述第一和第二参数之一或两者的函数，计算所述频率调整。

8. 如权利要求7所述的双载波接收器(10)，其中所述第一和第二参数包括整数值。

9. 如前面权利要求任一项所述的双载波接收器(10)，其中所述控制器配置成选择所述第一本机振荡器频率和除数M，使得所述第一和所述第二基带信号至少之一具有非零中心频率。

10. 一种包括如前面权利要求任一项所述的双载波接收器的无线通信装置。

11. 一种将包括第一和第二正交频分复用(OFDM)载波的收到的双载波信号下变换到基带的方法(200)，所述方法包括：

生成(210)在第一与第二载波之间的第一本机振荡器频率；

通过混合所述收到的双载波信号和所述第一本机振荡器频率，将所述收到的双载波信号下变换(220)以生成中频双载波信号；

通过将所述第一本机振荡器频率除以除数M，从所述第一本机振荡器频率生成(230)第二本机振荡器频率；

分离(240)所述第一和第二载波；

通过混合所述第一和第二载波与所述第二本机振荡器频率，将所述第一和第二载波下变换(250)以生成第一和第二基带信号；以及

选择(260)所述第一本机振荡器频率和所述除数M以将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐。

12. 如权利要求11所述的方法(200)，其中选择所述第一本机振荡器频率和除数M还包括选择用于所述分频器的整数除数M。

13. 如权利要求12所述的方法(200)，其中选择所述第一本机振荡器频率和除数M还包括选择所述第一本机振荡器频率以降低由所述第一本机振荡器频率除以所述整数除数产生的频率转换误差的影响。

14. 如权利要求12或13所述的方法(200)，其中选择所述第一本机振荡器频率和除数M还包括按照所述整数除数M的函数选择所述第一本机振荡器频率。

15. 如权利要求11-14任一项所述的方法(200)，其中选择所述第一本机振荡器频率和除数M还包括按照所述副载波间隔和所述除数M的函数选择所述第一本机振荡器频率。

16. 如权利要求11-15任一项所述的方法(200)，其中选择所述第一本机振荡器频率还包括：

确定在所述第一与第二载波之间的初始本机振荡器频率；以及

确定在加到所述初始本机振荡器频率时将所述第一和第二基带信号的副载波网格与DC对齐的频率调整。

17. 如权利要求15所述的方法(200)，其中确定频率调整包括：

按照第一参数和所述副载波间隔的函数，计算将所述第一基带信号的所述副载波网格与DC对齐的第一频率转换；

按照第二参数和所述副载波间隔的函数，计算将所述第二基带信号的所述副载波网格与DC对齐的第二频率转换；

选择所述第一和第二参数以最小化在所述第一和第二载波的实际与期望频率转换之间的差别；以及

按照所述第一和第二参数之一或两者的函数，计算所述频率调整。

18. 如权利要求17所述的方法(200)，其中所述第一和第二参数包括整数值。

19. 如权利要求11-18任一项所述的方法(200)，其中选择(260)所述第一本机振荡器频率和除数M包括选择所述第一本机振荡器频率和所述除数M，使得所述第一和所述第二基带信号至少之一具有非零中心频率。

20. 如权利要求11-19任一项所述的方法(200)，由无线通信装置实现。