CN103947149A - 接收使用载波聚合传送的数据的方法、对应接收机 - Google Patents

Abstract

一种使用本地振荡器来接收使用载波聚合、经由射频信号的组合传送的数据的接收机。每个射频信号占用相应的射频频带，并且射频频带(504、502、524)被布置在在频率上被第一频率区域分隔的两个组、第一组和第二组中，该组中的每一个组包括一个或多个射频频带，并且第一组(534)比第二组(532)占用更宽的频率区域。在处理期间，通过将本地振荡器设置到从两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移的频率(506)来使用该本地振荡器处理射频信号。

Description

接收使用载波聚合传送的数据的方法、对应接收机

技术领域

本发明涉及用于接收的方法和用于无线电通信系统的接收机，并且具体地但不排他地涉及非连续载波聚合方案。

背景技术

长期演进(LTE)高级是由第三代合作伙伴计划(3GPP(RTM))提出并且在3GPP版本10中首次标准化的移动通信标准。为了提供如由国际电信联盟无线电通信(ITU-R)部门所定义的第4代系统的峰值带宽要求，同时保持与传统移动通信设备的兼容性，LTE高级提出了多载波信号的聚合，以便提供比经由单载波信号进行传送时可用的带宽更高的聚合带宽。该载波聚合(CA)的技术需要在接收机处解调每个所利用的载波信号，此后来自每个信号的消息数据可以被组合以便重新构建原始数据。也可以在诸如高速分组接入(HSPA)的其他无线电通信协议中使用载波聚合。

载波信号通常由被调制成占用相应射频载波信号频带的载波频率构成。连续载波聚合涉及占用连续射频载波信号频带的载波信号的聚合。连续射频载波信号频带可以被保护频带分隔，保护频带是频谱中的小的未使用的部分，其被设计成通过减小在相邻频带中传送的信号之间的干扰的可能性来改善接收机处的滤波器可以选择单独信号的便利性。非连续载波聚合包括占用非连续射频载波信号频带的载波信号的聚合，并且可以包括一个或多个连续载波信号的集群(cluster)的聚合。非连续射频载波信号频带通常被如下频率区域分隔，该频率区域不可用于包括载波信号的网络的运营商并且可以被分配给另一运营商。该情况对于载波信号的接收可能有问题，因为分隔处于比期望载波信号更高的功率电平处的非连续载波的频率区域中可能存在信号。

直接变频接收机(DCR)通常被采用以用于接收蜂窝无线电信号，并且通常提供了接收机的经济和功率有效的实现方式。DCR使用设置在由待接收信号所占用的射频带宽内的本地振荡器来将信号直接转换到基带。本地振荡器的高侧的信号与本地振荡器的低侧的信号一样被混合到相同的基带频带，并且为了分离出高侧信号和低侧信号，有必要将该信号与正交的本地振荡器的两个分量混合(即，彼此相差90度的相位)，以在基带处产生同相(I)和正交(Q)信号分量。I和Q分量分别被数字化，并且可以被数字地处理以重新构建分离的高侧信号和低侧信号。重新构建的高侧信号和低侧信号可以在数字域中被滤波以分离在DCR的接收机带宽内接收到的载波信号。

如果要使用DCR来接收包括非连续载波聚合信号的一个频带，则在分隔非连续载波集群的区域中较高功率信号的存在产生特定问题。具体地，由于较高功率信号在接收机带宽内，所以接收机的动态范围需要包括通常以彼此类似的功率被接收的期望载波信号的功率和较高功率信号。这可能特别对模拟到数字转换器(A/D)的动态范围产生严格的要求。此外，由于在I通道和Q通道的振幅和相位之间的不可避免的不平衡而导致重新构建分离的高侧信号和低侧信号的过程经历有限程度的镜像分量的消除；也就是说，一些高侧信号突破到重新构建的低侧信号中，并且反之亦然。镜像信号的抑制程度可以被称为镜像抑制比(IRR)。如果较高功率信号是高侧信号，则由于有限IIR而可能导致对接收到的低侧信号产生干扰，并且类似地，如果较高功率信号是低侧信号，则可能对接收到的高侧信号产生干扰。

一种接收非连续载波聚合信号的常规方法是提供两个DCR接收机级，每一个都具有被调谐为接收连续载波的集群的本地振荡器，并且因此在数字化之前抑制集群之间的频率区域中的信号。然而，该方法可能是昂贵的并且消耗功率，并且可能经受紧密间隔的本地振荡器之间的干扰。

本发明的目的在于解决现有技术系统的至少一些限制。

发明内容

根据本发明的第一示例性实施例，提供了一种使用本地振荡器接收使用载波聚合、经由至少多个射频信号的组合传送的数据的方法，该方法包括：

使用所述本地振荡器来处理至少所述多个射频信号，每个射频信号占用多个射频频带中的相应频带，多个射频频带被布置在在频率上被第一频率区域分隔的两个组、即第一组和第二组中，所述组中的每个组包括一个或多个射频频带，并且第一组比第二组占用更宽的频率区域，以及

在所述处理期间，将所述本地振荡器设置到从所述两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移的频率，

其中，本地振荡器被设置到的频率被设置在从第一组所占用的频率区域的中心和第二组所占用的频率区域的中心之间的中间频率起的所述多个射频频带中的一个射频频带的带宽的四分之一内。

根据本发明的第二示例性实施例，提供了一种用于接收使用载波聚合、经由至少多个射频信号的组合传送的数据的接收机，每个射频信号占用多个射频频带中的相应频带，多个射频频带被布置在在频率上被第一频率区域分隔的两个组中，该两个组中的第一组比第二组占用更宽的频率区域，该接收机包括：

控制器，被配置成确定从两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移的频率；以及

信号处理器，用于使用被设置到所确定的频率的本地振荡器来处理所述多个射频信号。

在从属权利要求中限定了本发明的特定实施例。

从仅通过示例的方式给出的本发明的优选实施例的以下描述中，本发明的其他特征和优点将是显而易见的。

附图说明

图1是示出通过第一运营商的无线电接入网络进行的载波聚合信号的传输和来自另一无线电接入网络的信号的传输的示意图；

图2是示出在非连续载波聚合方法中的载波和在高电平接收到的来自另一运营商的载波的幅度-频率图；

图3是示出传统直接变频接收机的示意图；

图4是图示在直接变频接收机中的有限镜像抑制比的效果的图；

图5是图示在低IF接收机中的非连续聚合载波的接收的图；

图6是示出传统低IF接收机的示意图；

图7是图示直接变频接收机中的非连续聚合载波的接收中的问题的图；

图8是图示在本发明的实施例中在直接变频接收机中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图；

图9是图示在本发明的实施例中对于高侧信号和低侧信号具有不同带通滤波器的接收机中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图；

图10是示出在本发明的实施例中具有每一个都具有不同带通滤波器的两个零IF分支的接收机的示意图；

图11是示出在本发明的实施例中具有每一个都具有不同带通滤波器的两个零IF分支的替代接收机的示意图；

图12是图示如在RFIC中实现的传统直接变频接收机的图；

图13是图示直接变频接收机中的非连续聚合载波的接收中的问题的频率-幅度图，示出了RF频率中的等效位置处的镜像频率；

图14是图示通过使用每一个都具有不同本地振荡器频率的两个接收机用于非连续聚合载波的接收的传统解决方案的频率-幅度图；

图15是图示通过使用每一个都具有单独RFIC和不同本地振荡器频率的两个接收机用于非连续聚合载波的接收的RF IC实现方式的示意图；

图16是图示通过使用每一个都在单个RFIC上具有不同本地振荡器频率的两个接收机用于非连续聚合载波的接收的RF IC实现方式的示意图；

图17是图示在本发明的实施例中、在期望载波信号之间具有来自另一运营商的单个信号的情况下对非连续聚合载波的接收的幅度-频率图；

图18是图示本发明的实施例中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图，示出了在载波聚合集群之间的来自另一运营商的单个信号和镜像频率的影响；

图19是图示本发明的实施例中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图，示出了在载波聚合集群之间的来自另一运营商的两个信号和镜像频率的影响；

图20是图示本发明的实施例中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图，示出了在载波聚合集群之间的来自另一运营商的三个信号和镜像频率的影响；

图21是图示本发明的实施例中的非连续聚合载波的接收的幅度-频率图，示出了用于高侧信号和低侧信号的接收的不同滤波器带宽；

图22是图示非连续聚合载波的接收的幅度-频率图，示出了a)复数滤波器特性的使用、b)示出有叠加的数字滤波器特性的复数滤波器特性的效果以及c)复数滤波器和数字滤波器的组合效果；

图23(上部)是示出具有复数滤波器和数字数据路径的接收机架构的示意图；以及

图23(下部)是示出具有实数滤波器和具有镜像抑制混频的数字数据路径的接收机架构的示意图。

具体实施方式

通过示例的方式，将在使用E-UTRA无线电接入技术支持通信的无线通信系统的上下文中与LTE系统中的E-UTRAN无线电接入网络相关联地描述本发明的实施例。然而，应当理解，这仅是示例的方式，并且其他实施例可以涉及使用其他无线电接入技术的无线网络，诸如UTRAN、GERAN或IEEE802.16WiMAX系统。

图1示出了通过无线电接入网络对接收机8的射频信号10a、10b和10c的传输。射频信号中的每一个都占用相应的载波信号频带，如图2中的振幅-频率图所示。载波信号频带是由包括射频信号的、调制的射频载波所占用的射频频谱的一部分。射频信号10a、10b和10c占用射频频带14a、14b和14c，如图2所示。使用射频信号10a、10b和10c的组合来接收数据，并且图2中示出的频带14a、14b和14c表示使用载波聚合传送的、可以被称为分量载波的射频信号的集合。可以从图2中看出使用了非连续载波聚合，这是因为来自发送数据的运营商之外的另一运营商的射频信号存在于分隔频带14b和14c的频率区域中。在图1中，从由运营商A操作的第一基站4发送射频信号。由不同的运营商、运营商B操作的第二基站6位于第一基站4的覆盖2的区域内，并且传送了由用户设备8接收到的射频信号12。可以看出，第二基站比第一基站更接近用户设备8。因此，可以从图2看出，在用户设备8处以明显更高的功率电平接收到射频信号，如运营商B所传送的频带16的幅度所示。

图3是示出传统直接变频接收机的示意图。信号由天线100接收，并且通过前端滤波器102来滤波，这移除了带外信号，保护低噪声放大器(LNA)104不会由于强的带外信号而饱和。本地振荡器106通常被设置到期望射频(RF)频带的中心处的频率。比本地振荡器频率高(高侧)和低(低侧)的RF信号与本地振荡器混合以将RF信号下变频到基带频率，该基带频率是RF和本地振荡器频率之间的差。对于预期的接收频带内的信号，这些差分频率被布置为落在直接变频接收机的低通滤波器114、116的通带内。为了在本地振荡器的高侧源发的RF信号和在本地振荡器的高侧源发的RF信号之间进行区分，有必要将RF信号与正交(即彼此90度的相位差)的本地振荡器的两个分量混合，以在基带处产生同相(I)和正交(Q)信号分量。如图3所示，本地振荡器在分离器(splitter)108中被分割成0度和-90度分量，并且每个分量与相应混频器110、112中的进入的RF信号混合。I分量和Q分量分别被低通滤波，并且每个经滤波的信号在模拟到数字转换器(A/D)118、120中被转换到数字域，以产生具有I分量和Q分量122、124的数据流。I分量和Q分量可以被数字地处理以重新构建分离的高侧信号和低侧信号。重新构建的高侧信号和低侧信号可以在数字域中被滤波以分离在DCR的接收机带宽内接收到的载波信号。然而，如已经提到的，由于I通道和Q通道的振幅和相位之间的不平衡而导致重新构建分离的高侧信号和低侧信号的过程经受有限程度的镜像(image)分量消除，使得一些高侧信号突破到重新构建的低侧信号，反之亦然。镜像信号的抑制程度可以被称为镜像抑制比(IRR)。

图4示出了在射频下以大约相同的功率电平接收到两个频带202、204的情况下在直接变频接收机中的有限镜像抑制比的效果。可以看出，这两个频带与本地振荡器206混合并且被下变频到可以被称为DC(直流)的、包括零频率的频带。在图4中，高侧信号204被示出为被下变频成正频率210，并且低侧信号202被示出为被下变频为负频率208。这是常规的情况，并且可以调换正频率和负频率的指定。正频率和负频率的概念仅在复数信号域内有意义，其中信号由I分量和Q分量表示。负频率具有在与正频率的相量(phasor)相反的方向上旋转的、由其I分量和Q分量定义的相量。通过由信号处理、例如使用快速傅里叶变换(FFT)或复数数字混频器来在正频率和负频率之间进行区分，作为高侧RF信号源发的信号可以与作为低侧RF信号源发的信号分离地被接收。所以，如图4中所示，只要信噪比(SNR)没有由于处于与下变频的低侧信号202相同的频带208中的高侧信号204的镜像分量214以及处于与下变频的高侧信号204相同的频带210中的低侧信号202的镜像分量212而不可接受地被劣化，那么数据可以从两个接收到的载波信号频带中被提取。对于以大约相同的功率电平接收到的信号，SNR通常不会由于有限的镜像抑制比而不可接受地被劣化。

图5是图示非连续聚合载波的接收的图。在该示例中，期望的分量信号频带302和304被可能从另一运营商源发的较高功率射频信号318分隔。从图5可以看出，本地振荡器306可以位于由三个分量信号频带302、304、318所限定的接收频带中间。从图5可以看出，从有限镜像抑制比得到的较高功率射频信号的镜像在该情况下不会落在下变频的较弱信号之上，而是落在较高功率射频信号的下变频的分量320内。

图6是示出可以用于接收图5中所示的信号的传统低IF接收机的示意图。可以看出，低IF接收机与传统DCR接收机的不同之处在于，如图3中所示的传统DCR接收机的低通滤波器已经被带通滤波器614、616替代，用于分别对I信号和Q信号进行滤波。带通滤波器的带通特性已经在图5中被示出为围绕期望的分量信号频带308、310的虚线324、322。可以看出，较高功率射频信号的下变频的分量320通过在I信号路径和Q信号路径中的带通滤波器而被抑制，使得由于较高功率射频信号的未滤波的下变频的分量320而导致的A/D转换器的饱和可以被避免。

图7是图示在直接变频接收机中对非连续聚合载波的接收中的问题的图。这图示了图2中所示的情况，其中非连续载波聚合系统中的分量信号频带524、502、504被布置在两个组或集群中，第一组比第二组占用更宽的频率区域。较高功率信号518位于第一组和第二组之间的频率区域之间。在该情况下，与图5所示的情况相比，可以看出，从有限镜像抑制比得到的较高功率射频信号的镜像528直接落在与下变频的分量信号频带之一508相同的频带中。根据较高功率信号的接收功率和期望接收信号的接收功率之间的差以及镜像抑制比，该情况可能妨碍了频带508中的信号的可靠传输。

图8示出了本发明的实施例中的对由图7所图示的问题的解决方案。可以看到，本地振荡器从包含期望信号的频带的中心偏移，也就是说从由信号的两个组占用的频率区域和之间的频率区域的组合所限定的频带530的中心偏移，即从由两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移。

当如图8中所示设置LO频率时，可以看出，从有限镜像抑制比得到的较高功率射频信号的镜像528仅部分地与下变频的分量信号频带508重叠。可以看出，频带的一部分受到镜像的影响，而其他部分不受影响。由于子载波的交织和纠错编码的使用，诸如正交频分复用(OFDM)的典型调制格式可以容许一部分的频带的劣化，而当劣化施加于整个频带时将是不可容许的。因此，图8中的情况可以允许分量信号频带508的可接受的接收，而在图7中的情况可能不行。从图8可以看出，优选地，LO被设置为使得从LO到两个期望集群532、534中的每一个的中心的距离相等。以该方式设置本地振荡器的优点在于，最小化了由于有限镜像抑制比而导致的从期望信号集群之间的非期望信号得到的干扰，并且还最小化了来自与远离本地振荡器频率的期望信号集群相邻的非期望信号的干扰。在本发明的实施例中，可以根据多个射频信号中的至少一个的信号质量(诸如信干噪比)的测量来确定本地振荡器频率的偏移。例如，如果在高频侧与远离本地振荡器频率的期望信号集群相邻的非期望信号大于在低频侧与远离本地振荡器频率的期望信号集群相邻的另一非期望信号，则可以确定本地振荡器偏移应当被设置在对期望信号产生最小总干扰的位置处。这可以基于对于期望信号中的每一个的信干噪比测量来确定。

图9示出了可以结合具有两个带通滤波器特性540、538的接收机使用的本地振荡器的设置，该两个带通滤波器特性中的一个538比另一个540更宽。带通特征可以被设置为适用于接收相应的信号组中的分量信号频带。

图10是示出本发明的实施例中的如图9中图示的具有两个带通滤波器特性的接收机的示意图。该接收机具有两个分支。第一分支是具有I通道和Q通道的低IF接收机，其中的每一个通道都包括具有第一带宽的带通滤波器814、816。第二分支也被配置为如图10中所示的低IF接收机，并且也具有I通道和Q通道，其中的每一个通道都包括具有与第一带宽不同的第二带宽的带通滤波器836、838。下变频的无线电信号的第一子集可以使用第一分支来接收，并且下变频的无线电信号的第二子集可以使用第二分支来接收。

图11是示出本发明的实施例中的具有每一个都具有不同带通滤波器的两个分支的替代接收机的示意图，其中单个正交混频器集合在两个分支之间共享。

现在将更加详细地描述本发明的实施例。本发明的实施例涉及使用载波聚合的多载波无线系统。运营商可以拥有非连续频谱分配；这可能在例如运营商购买另一运营商的业务时发生。如果频谱恰好是不相邻的，则分配是不连续的。运营商通常希望尽可能有效地利用其频谱，所以对于非连续的多载波系统的需要增加。这样的情况的示例在图2中示出。在诸如图2中所示的情况中，单个接收机链架构的问题可能存在问题，该问题在于在两个非连续载波之间的间隙中分配的是什么可能并不是已知的或保证是先验的。通常，另一运营商的许可频谱可能存在于间隙中。此外，无法保证其他运营商的信号(即部署的频谱)不明显强于接收机输入处的期望信号。这在动态范围和镜像抑制性能方面可能对接收机性能施加大的要求。

下面的表1给出了在单个频带内的载波块的可能分配的示例。在表1中，在标题为“配置”的列中，“C”代表5MHz的分量载波，并且间隙长度被表示为以MHz为单位的数。

表1.运营商情况的概要

两个或更多非连续分量载波的接收导致对于仅包含一个接收分支的接收机的若干设计挑战。在图12中呈现了典型的直接变频接收机(DCR)的简化框图。信号在被下变频成零中频(IF)之前在低噪声放大器(LNA)中被放大。对于相位调制的和频率调制的信号，必须利用正交本地振荡器(LO)信号来执行下变频，以防止信号边带彼此混淆。在模拟到数字转换(ADC或A/D)之前，该信号被低通滤波和放大，使得用于ADC的信号处于足够的电平。DCR通常用于蜂窝用户设备(UE)中，例如在GSM、WCDMA、HSPA和例如版本7、8或9LTE中的单载波LTE模式中。从集成电路发展的角度来看，与其他接收机类型相比，DCR具有若干优点，诸如低复杂度和功耗、小的硅面积和低数目的片外组件。

对于如图12中所示的包括传统DRC硬件的单个接收机UE，在图2中所示的情况是具有挑战性的。首先，由于所示出的运营商B的部署频谱位于期望通道中，所以其通过模拟电路而不进行任何滤波。因此，模拟到数字转换器(ADC)的动态范围需要被增加在非期望载波和期望载波之间的功率差的量。除了接收非连续聚合载波所需要的增加的带宽，动态范围要求使得ADC的设计更具挑战性和消耗功率。

第二，接收机的增益控制变得更具挑战性，因为在不同的RF前端块(LNA、混频器、滤波器)中的最大增益设定是由强的非期望载波主导的，以防止接收机饱和和/或削波。结果，增益可以被设置为比较弱载波所需要的理想的值低的值，从而使较弱的载波的信噪比性能劣化。

第三，在实践中，由于诸如在下变频混频器和模拟基带滤波器中的组件失配和来自本地振荡器的正交信号的质量这样的缺陷而导致在同相(I)和正交相位(Q)分支之间存在有限的幅度和相位平衡。这就是说，在同相和正交信号路径的相位和幅度之间的匹配中存在误差。如已经提到的，这导致有限的镜像抑制比(IRR)。

图13描绘了诸如可以从在利用具有有限IQ性能的解调器接收和下变频的强的非期望载波的情况下从4载波高速下行链路分组接入(4C-HSDPA)得到的情况。由于有限的镜像抑制比(IRR)，更强的非期望载波将生成与位于LO的相对侧的较弱载波重叠的强的镜像信号。这可能无法实现用于接收较弱载波的足够的信噪比(SNR)。

因此，如已经提到的，传统DCR接收机中的非连续CA信号的接收呈现了关于ADC设计(动态范围相对功率消耗)、RF/模拟增益控制和RF镜像的挑战。这些挑战适用于在HSDPA和LTE中的非连续(NC)载波聚合的接收和对于用于实现高峰值数据速率的未来标准的非连续载波聚合的使用。此外，需要高SNR数字以能够以64QAM调制进行操作从而实现最高的数据速率。结果，由于运营商B信号的存在而导致的信号质量或动态范围的小的损失将会具有显著影响。

优选的是在预期接收NC-HSDPA(或非连续LTE)的用户设备中使用单个直接变频接收机，因为用户设备还可以被配置用于较低的数据速率和单载波操作，并且当以较低数据速率(即，在非载波聚合模式中)进行操作时用户期望与传统UE类似或更好的电池寿命。然而，如已经提到的那样，具有传统单个接收机路径的UE不太可能能够接收具有最大SNR的频带内非连续载波。

接收非连续载波聚合信号的一个可能的方法是接收分离的接收机链中的分离的分量载波的集群，每一个都具有其自己的LO信号。这在图15中被描绘，其中集群1和集群2中的每一个由分离的相应接收机链来处理，如图15中所示。然而，图15所示的解决方案可能由于对信号分离的需要和对最小化信道之间的本地振荡器耦合的需要而增加前端模块(FEM)的复杂度，这进而可能导致较高的成本和增加的插入损耗。此外，在图16中所示的解决方案中，使两个LO合成器以彼此接近的频率进行操作可能经受LO下拉(pulling)，这可能导致增加的相位噪声、不稳定和边带音调的存在。在单个管芯内，在彼此之间具有小的频率分离的两个LO之间实现足够的隔离是具有挑战性的。可能的话，两个同时运行的合成器可以以两个完全不同的RF频率进行操作，但是可以以不同的分频比(例如，4GHz除以2并且6GHz除以3)来生成最终LO频率。然而，该解决方案可能导致复杂的设计(可能需要分数或奇数分频比)，并且可能生成不期望音调。

在本发明的实施例中，DCR被配置为使得能够利用单个射频集成电路(RFIC)以改善的SNR来处理两个非连续集群。在本发明的实施例中，两个集群中的每一个以不同带宽滤波器来接收。

图17呈现了与图13中示出的情况类似的情况，除了现在呈现了第一和第二相邻信道。在本发明的实施例中，LO信号位于从图示的待接收的频带的中心偏移的位置，如图17中所示。这具有得到的镜像信号的影响被最小化的优点，如图18中所示。在LO频率被布置为图18中所示之后，非期望的相邻信道的镜像仅与所示的集群1中的期望信道部分重叠。由于镜像信号折叠(folding)(即由于有限镜像抑制比)而导致的跨频带的平均SNR损失由此在最受影响的频带中被减小，并以在本地振荡器的传统布置情况下不受影响的频带中的SNR损失降级为代价。可以看出，频带的一部分受信号折叠影响而其他部分不受影响。如已经提到的，由于子载波的交织和纠错编码的使用，诸如OFDM这样的典型的调制格式可以容许频带的一部分的劣化，而在劣化施加于整个频带时则不可容许。

在图19中呈现了另一示例，该情况类似于前一个，但是现在存在由处于频带中心的另一运营商所采用的两个载波，如图19(a)所示。在图19(b)中示出了用于图19(a)中示出的信号的接收的传统方法，其中LO被布置在两个非期望载波之间，但是结果是，期望载波中的一个遭受由于第一相邻高侧信道而导致的镜像信号。在本发明的实施例中，这通过将LO布置为使得从LO到两个期望集群中的每一个的中心的距离相同来减轻，如图19(c)中所示。结果，在下变频之后，窄集群中的期望载波的镜像位于两个期望载波之间，如图19(d)中所示。现在，由于相邻信道而导致的镜像信号仅与期望载波部分重叠，并且SNR劣化在信道上被平均。如已经提到的，典型的调制和编码格式可以容许在频带的一部分上的劣化的SNR。

图20给出了在期望集群之间存在三个非期望载波的情况的示例。如图20(a)和图20(b)所示，传统LO位置可以在最强载波的中心处。然后，由于该最强载波而导致的镜像将被布置在最强载波本身之上，如图20(b)所示。然而，在本发明的实施例中，当如图10(c)中所示，LO被布置在集群的中心之间的基本上一半时，或者至少在该位置的载波带宽的大约八分之一内时，最小化由于镜像折叠而导致的SNR劣化。

在本发明的实施例中，可以有利地结合低IF接收机来使用LO的改善的定位。低IF接收机可以通过以带通滤波器替换传统直接变频接收机的低通滤波器来如图6中所示地那样被实现。

图20(a)和图20(c)示出了低IF接收机的带通滤波器特性，示出的被称为RF频率。从图20(a)与图20(c)的比较可以看出，在图20(c)所示的情况中的带通滤波器比图20(a)所示的情况更有效地减弱了集群2的相邻信道。

在本发明的实施例中，可以有利地结合具有两个接收机分支的低IF接收机来使用LO的改善的定位，一个接收机分支具有与另一个不同的带通滤波器特性。这样的两分支低IF接收机在图10中被示出，并且替代实现方式在图11中被示出。如图21(b)所示，与使用相同的滤波器频带来接收高侧和低侧信号的情况、如图21(a)中所示的情况相比，使用较窄的带通滤波器来滤波较窄的集群(集群2)改善了对相邻信道的抑制。图21(a)可以表示例如其中使用了单个分支低IF接收机的情况。

因为干扰信号可以在转换之前被移除，所以使用模拟带通滤波器可以降低A/D转换器所需要的动态范围。

在本发明的实施例中，使用复数滤波方法来实现模拟(通常是带通)滤波器，也就是说，每个滤波器可以处理I通道和Q通道二者的分量。然后，如图22(a)中所示，滤波器响应相对于零频率是不对称的。在该情况下，位于零频率的相对侧的镜像信号可以被滤除。结果，数字域中的载波分离可以用典型的数字下变频混频器来实现，如图23的上部所示。替代地，如果使用传统的仅实数模拟滤波器，则数字下变频可以包括用于减弱镜像信号的复数方案，如图23的下部所示。

虽然这里参考附图描述的实施例的至少一些方面包括在处理系统或处理器中执行的计算机过程，但是本发明还扩展到适用于将本发明付诸实践的计算机程序，特别是在载体上或载体中的计算机程序。该程序可以具有非瞬态源代码、目标代码、代码中间源和目标代码的形式，诸如部分编译的形式或适用于在根据本发明的过程的实现中使用的任何其他非瞬态形式。载体可以是能够承载程序的任何实体或设备。例如，载体可以包括存储介质，诸如固态驱动(SSD)或其他基于半导体的RAM；ROM，例如CD ROM或半导体ROM；磁记录介质，例如软盘或硬盘；一般光学存储器设备；等等。

应当理解，这里引用的处理器或处理系统或电路可以在实践中通过单个芯片或集成电路或多个芯片或集成电路来提供，可选地作为芯片组、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等来提供。芯片可以包括电路(以及可能的固件)，该电路用于实现数据处理器、数字信号处理器、基带电路和射频电路中的至少一个或多个，其可配置为根据示例性实施例进行操作。在这方面，示例性实施例可以至少部分地通过存储在(非瞬态)存储器中并且可由处理器或者由硬件、或由有形地存储的软件和硬件(和有形地存储的固件)的组合执行的计算机软件来实现。

上述实施例应被理解为本发明的说明性示例。应当理解，关于任何一个实施例描述的任何特征可以单独使用或者结合所描述的其他特征来使用，并且还可以结合任何其他实施例中的一个或多个特征或任何其他实施例的任何组合来使用。此外，在不背离所附权利要求中所限定的本发明的范围的前提下，也可以采用以上没有描述的等同和修改。

Claims (21)

1.一种使用本地振荡器来接收使用载波聚合、经由多个射频信号的组合传送的数据的方法，所述方法包括：

使用所述本地振荡器来处理至少所述多个射频信号，每个射频信号占用多个射频频带中的相应频带，所述多个射频频带被布置在在频率上被第一频率区域分隔的两个组、第一组和第二组中，所述组中的每个组包括一个或多个射频频带，并且所述第一组比所述第二组占用更宽的频率区域，以及

在所述处理期间，将所述本地振荡器设置到从所述两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移的频率，

其中所述本地振荡器被设置到的所述频率处于从所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间频率起、所述多个射频频带中的一个射频频带的带宽的四分之一内。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述本地振荡器被设置到的所述频率处于从所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间频率起、所述多个射频频带中的一个射频频带的带宽的八分之一内。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述第一频率区域不用于传送所述数据。

4.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述第一频率区域包括未与所述多个射频信号聚合的射频信号所占用的射频频带。

5.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述组中的至少一个组包括非连续射频频带。

6.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述本地振荡器被设置到的所述频率基本上处于所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间。

7.根据任一前述权利要求所述的方法，所述方法包括：

根据所述多个射频信号中的至少一个射频信号的信号质量的测量来确定所述偏移。

8.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述处理包括：

使用正交混频来对所述多个射频信号进行下变频以给出同相分量和正交分量；

使用第一带通滤波器带宽来对所述同相分量和正交分量进行滤波，以给出经第一带通滤波的同相分量和正交分量；以及

使用与所述第一带通滤波器带宽不同的第二带通滤波器带宽来对所述同相分量和正交分量进行滤波，以给出经第二带通滤波的同相分量和正交分量。

9.根据权利要求8所述的方法，所述方法包括使用复数滤波器来执行下述步骤中的至少一个步骤：

使用第一复数滤波器来对所述同相分量和正交分量进行滤波以给出经第一带通滤波的同相分量和正交分量；以及

使用第二复数滤波器来对所述同相分量和正交分量进行滤波以给出经第二带通滤波的同相分量和正交分量。

10.根据权利要求7或权利要求8所述的方法，进一步包括：

使用所述经第一带通滤波的同相分量和正交分量来接收经下变频的多个射频信号的第一子集；以及

使用所述经第二带通滤波的同相分量和正交分量来接收经下变频的多个射频信号的第二子集，其中：

所述经下变频的多个射频信号的第一子集是从所述第一组中的射频频带下变频得到的；并且

所述经下变频的多个射频信号的第二子集是从所述第二组中的射频频带下变频得到的。

11.一种用于接收使用载波聚合、经由多个射频信号的组合传送的数据的接收机，每个射频信号占用多个射频频带中的相应频带，所述多个射频频带被布置在在频率上被第一频率区域分隔的两个组中，所述两个组中的第一组比第二组占用更宽的频率区域，所述接收机包括：

控制器，被配置成确定从所述两个组所占用的频率区域的外边缘所限定的频带的中心偏移的频率；以及

信号处理器，用于使用被设置到所确定的频率的本地振荡器来处理所述多个射频信号。

12.根据权利要求11所述的接收机，其中所述第一频率区域不用于传送所述数据。

13.根据权利要求11或权利要求12所述的接收机，其中所述第一频率区域包括未与所述多个射频信号聚合的射频信号所占用的射频频带。

14.根据权利要求11至权利要求13中的任何一项所述的接收机，其中所述控制器被配置成确定在从所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间频率起、所述多个射频频带中的一个射频频带的带宽的四分之一内的频率。

15.根据权利要求11至权利要求14中的任何一项所述的接收机，其中所述控制器被配置成确定在从所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间频率起、所述多个射频频带中的一个射频频带的带宽的八分之一内的频率。

16.根据权利要求14或权利要求15所述的接收机，其中所述控制器被配置成确定基本上处于所述第一组所占用的频率区域的中心和所述第二组所占用的频率区域的中心之间的中间的频率。

17.根据权利要求11至16中的任何一项所述的接收机，其中所述控制器被配置成根据所述多个射频信号中的至少一个射频信号的信号质量的测量来确定所述偏移。

18.根据权利要求11至17中的任何一项所述的接收机，其中所述信号处理器被配置成：

使用正交混频来对所述多个射频信号进行下变频，以给出同相分量和正交分量；

使用第一带通滤波器带宽来对所述同相分量和正交分量进行滤波，以给出经第一带通滤波的同相分量和正交分量；以及

使用与所述第一带通滤波器带宽不同的第二带通滤波器带宽来对所述同相分量和正交分量进行滤波，以给出经第二带通滤波的同相分量和正交分量。

19.根据权利要求18所述的接收机，所述接收机包括下述各项中的至少一项：

第一复数滤波器，被配置成执行对所述同相分量和正交分量的所述滤波以给出经第一带通滤波的同相分量和正交分量；以及

第二复数滤波器，被配置成执行对所述同相分量和正交分量的所述滤波以给出经第二带通滤波的同相分量和正交分量。

20.根据权利要求18或权利要求19所述的接收机，所述接收机被配置成：

从所述第一组中的射频频带进行下变频得到经下变频的多个射频信号的第一子集；

从所述第二组中的射频频带进行下变频得到所述经下变频的多个射频信号的第二子集；

使用所述经第一带通滤波的同相分量和正交分量来接收所述经下变频的多个射频信号的第一子集；以及

使用所述经第二带通滤波的同相分量和正交分量来接收所述经下变频的多个射频信号的第二子集。

21.根据权利要求20所述的接收机，其中所述接收机进一步包括：

多个模拟到数字转换器，被配置成对相应的经带通滤波的同相分量和正交分量进行数字化；以及

至少一个数字镜像抑制混频器，用于对经数字化的相应的经带通滤波的同相分量和正交分量进行下变频。