CN113261208A - 一种用于载波聚合的射频接收机 - Google Patents

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Abstract

提供了一种射频(radio frequency，RF)接收机(100)。所述RF接收机用于在单个接收机路径上同时接收至少两个射频频段。所述RF接收机包括单个本地振荡器(local oscillator，LO)，所述RF接收机用于使用中心频率可变的复合滤波器(50)对接收信号进行滤波。因此，可以实现用于接收多个载波的有效RF接收机。根据另一方面，组合多个RF接收机(100)以形成有效的载波聚合接收机。

Description

一种用于载波聚合的射频接收机
技术领域
本发明涉及一种射频接收机，尤其涉及一种适用于载波聚合的射频接收机。
背景技术
如今的4G电信标准中的射频(radio frequency，RF)接收机以及未来5G电信标准接收机都使用了大量的载波聚合。通过载波聚合，可以在多个载波上同时传输数据。通常在没有足够的连续频带可用于满足针对非常高的数据速率的带宽需求时使用载波聚合。扩大使用载波聚合将需要增加并行接收机、前端模块以及天线的数量。在移动设备中增加更多的天线存在物理限制，且前端模块的成本也将限制并行接收链的数量。
为了满足日益增多的带间非连续载波聚合情况，如果接收机带宽和动态范围足够大，RF集成电路(integrated circuit，IC)最好在一条接收机路径上同时接收多个频段。然而，在实现宽带宽的同时达到高动态范围需要较大的电流消耗和较大的硅面积。因此，通常更可行的是，向所述RF IC中的一个RF输入端口提供具有仅共享RF输入缓冲级的多条连接的并行接收机路径的接收机电路。
当两个单独的接收机为彼此接近的接收频带时，生成的两个下变频混频器的本地振荡器(local oscillator，LO)频率也彼此接近，从而造成两个压控振荡器(voltage-controlled oscillator，VCO)(或数控振荡器DCO)相互干扰。其中一个振荡器被迫在双倍甚至更高的频率下工作，从而使频率合成器和LO分频器的实现复杂化。
可选地，所述两个接收机路径可以共享同一个LO频率(自然只有一个频率合成器)，该LO频率位于两个所需频段之间，使用图5所示的低IF架构。为了最大化接收机选择性并放松对动态范围的要求，模拟基带滤波器实现为复合滤波器，即中心频率在正频率或负频率上的带通滤波器。这样的实现在K.W.Martin于2004年9月发表在IEEE电路和系统事务I中的常规论文的第51卷第9期第1823至1836页上的《复信号的处理并不复杂》中有所描述。
可以通过在I分支和Q分支之间交叉馈送滤波积分器反馈信号，从低通滤波器中实现复合滤波器。因此，可以将直接变频接收机(即零中频(intermediate frequency，IF))转换成中心频率位于正中频+fIF或负中频–fIF上的复合滤波器。低IF接收机中的模数转换器通常实现为复合ΔΣ模数转换(analogue to digital conversion，ADC)，从而在数字域中实现从IF频率到DC的下变频。
对于几十兆赫兹范围内的IF频率，具有复合基带滤波器的所述低IF架构能节省工作能量。随着IF频率的升高，在不显著增加频率响应随工艺、电源电压和温度的变化的情况下实现复合频率响应变得越来越困难。同样，由于过采样比的减小，所述复合ΔΣ模数转换(ADC)最终无法实现。
为了使用同一个接收机覆盖更高的IF频率范围，如图6所示，IF下变频应在所述ADC之前从数字域转移到模拟域。在图6中，多个(这里是两个)接收机一起实现载波聚合接收机。然而，数字IF下变频通常远比模拟IF下变频更加理想。数字混频功能不会造成I-Q失配，且在下混频之前增加数字滤波可以防止LO谐波混频。当所述IF下变频在所述ADC之前执行时，所述复合模拟基带滤波器的滤波要求会收紧，以防止LO谐波混频，或者可以使用谐波抑制混频器。
因此，需要一种改进的RF接收机，尤其是能够提供载波聚合接收的改进的RF接收机。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的RF接收机，同时提供一种改进的载波聚合接收机。
如所附权利要求中所述，这些目的和/或其他目的由所述RF接收机和所述载波聚合接收机实现。
根据本发明的第一方面，提供了一种射频(radio frequency，RF)接收机。所述RF接收机用于在单个接收机路径上同时接收至少两个射频频段。所述RF接收机包括单个本地振荡器(local oscillator，LO)，所述RF接收机用于使用中心频率可变的复合滤波器对接收信号进行滤波。因此，可以实现用于接收多个载波的有效RF接收机。
根据第一方面的第一种实现方式，所述复合滤波器的所述中心频率为可编程的中心频率。因此，所述中心频率能够容易适应不同的中心频率。
根据第一方面的第二种实现方式，所述复合滤波器的所述中心频率为等于所述RF接收机的中频(intermediate frequency，IF)的中心频率。因此，所述接收机能够有效地对相关频率进行滤波。
根据第一方面的第三种实现方式，所述中心频率为所述RF接收机的正中频(intermediate frequency，IF)或负中频。因此，所述正中频和所述负中频均可被滤波。
根据第一方面的第四种实现方式，所述复合滤波器包括与电压缓冲器连接的接地RC电路，所述复合滤波器还包括偏移电容器，所述偏移电容器用于偏移所述RC电路的中心频率。因此，可以获得所述复合滤波器的有效实现。
根据第一方面的第五种实现方式，所述RF接收机用于使用有限脉冲响应(finiteimpulse response，FIR)混频器进行中频(intermediate frequency，IF)下变频。因此，可以通过具有良好谐波抑制能力的下变频器有效地实现所述接收机。
根据第一方面的第六种实现方式，所述FIR混频器包括至少两条延迟路径。特别地，所述FIR混频器可以包括2至4条延迟路径。因此，可以改善谐波抑制。
根据第一方面的第六种实现方式，所述FIR混频器用于对所述FIR混频器的路径上的信号进行加权。因此，可以实现具有更好谐波抑制的更有效的接收机。
根据本发明的第二方面，提供了一种包括至少两个上述RF接收机的载波聚合接收机。因此，可以获得能够接收许多聚合载波的有效接收机结构。
根据第二方面的第一种实现方式，所述至少两个RF接收器用于使用中频(intermediate frequency，IF)频率的不同符号进行操作。因此，可以使用相同的接收机结构对正中频和负中频进行滤波。
根据第二方面的第二种实现方式，所述至少两个RF接收机用于使用不同的IF频率进行操作。因此，可以在相同的接收机结构中对不同的IF频率进行滤波。
根据第二方面的第三种实现方式，所述至少两个RF接收机中的每一个用于使用相同的LO进行操作。因此，可以实现易于同步的有效接收机实现。
根据第二方面的第四种实现方式，所述载波聚合接收机用于使用相同的模数转换(analogue to digital conversion，ADC)时钟对所述至少两个RF接收机中的每一个执行ADC。因此，可以实现易于同步的高效接收机实现。
根据第二方面的第四种实现方式，所述至少两个RF接收机的每一个的FIR混频器用于使用相同的ADC时钟。因此，可以实现易于同步的高效接收机实现。
附图说明
现在将通过示例并结合附图更详细地描述本发明，其中：
图1示出了能够过滤本振信号的电路；
图2示出了原始LO、有效LO和FIR滤波器响应的频谱；
图3示出了直接下变频接收机中的一种示例性实现方式；
图4示出了能够实现示例性实现方式的不同波形；
图5和图6示出了已知的接收机结构；
图7示出了用于接收具有聚合载波的RF信号的RF接收机；
图8a和8b示出了具有电流缓冲器和电压缓冲器的滤波器；
图9示出了电流缓冲器和电压缓冲器的实现方式；
图10示出了聚合载波接收机。
具体实施方式
下面将结合附图详细描述本发明，其中示出了本发明的某些实施例。但是，本发明可以体现为多种不同的形式，不应理解为仅限于本文所描述的实施例。相反，这些实施例通过示例示出，使得本公开将是彻底和完整的，并且将充分向本领域技术人员传达本发明的范围。在整个描述中，类似的数字指代类似的元素。
为了改善针对例如本地振荡器(local oscillator，LO)信号的谐波的滤波，可以使用实现FIR混频器的电路。所述FIR混频器在待审查的申请号为PCT/EP2018/059561的专利中有所描述。形成所述FIR混频器的电路可以由用于对所述LO信号进行滤波的FIR滤波器形成。这通过使用添加了原始LO的延迟版本的并行混频器实现，从而有效地为LO波形创建了有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器。可以对所述混频器进行加权以获得各种滤波器响应。此处描述的电路除了此处使用的谐波抑制示例之外，还可以具有各种应用。下面结合图1至图4描述所述FIR混频器。
图1示出了能够实现LO信号的FIR滤波的电路10。所述电路包括输入端子12。所述输入端子12可用于接收待与本振LO信号混频的信号。在第一混频器16中执行所述输入端子12处的输入信号与所述本振信号的混频。为了简化描述，所述LO信号的生成表示为本地振荡器(local oscillator，LO)14。然而，所述LO信号的生成方式并不重要，可以使用生成所述LO信号的任何设备，包括但不限于振荡器。因此，此处使用的术语“本地振荡器”应广义地解释为能够生成LO信号的任何设备。所述第一混频器16与所述输入端子12和所述本地振荡器14连接。所述第一混频器16的输出连接到输出端子20。为了对所述生成的振荡器信号中的谐波分量等进行滤波，所述输出端子处的信号可以和已与所述输入信号混频的所述振荡器信号的延迟版本组合。这可以以通过延迟元件22将所述LO信号馈送至第二混频器18的方式获得。所述第二混频器18用于将所述LO信号的延迟版本与所述输入信号混频。因此，所述第二混频器18连接到所述输入端子以及所述延迟元件22的输出。根据一些实施例，所述电路具有用于将所述输入信号与所述振荡器信号的进一步延迟版本进行混频的附加混频器24。由所述附加混频器24形成的信号可在所述输出端子处与来自所述第一混频器和所述第二混频器的其他输出信号组合。所述振荡器信号的延迟版本可由单个延迟元件22生成，或可以在所述电路10中提供附加延迟元件26。
实现FIR混频器的所述电路10的结构可以看作是针对所述振荡器信号的FIR滤波器，其中，所述本振信号的延迟版本与所述输入信号混频以形成输出信号。所述LO信号的延迟版本可以与所述输入信号的加权版本混频。为此，可以在所述输入端子和不同混频器之间的相应路径处提供权重。例如，在图1所示的实施例中，在混频器16、18和24之前提供权重31、32和33。如图1所示，可以在所述混频器之前提供用于加权所述输入信号的权重。在另一个实施例中，可以在所述输出端子处组合信号之前，在所述混频器之后提供所述权重。在此，提供用于对所述本振信号进行滤波的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器，其中，所述FIR滤波器用于接收待滤波的所述本振信号，所述FIR滤波器的权重基于输入信号的加权版本。例如，可以使用电阻实现所述权重。所述电阻的值可以配置为允许调整滤波器权重以适应特定应用。
在这样的FIR滤波器配置中，所述滤波器可用于使用所述输入信号的第一加权版本对所述本振信号的未延迟版本进行加权，以及使用所述输入信号的第二加权版本对所述本振信号的第一延迟版本进行加权。例如，在图1的实施例中，使用权重为b0的权重31对所述第一加权版本进行加权，使用权重为b1的权重32对所述第二加权版本进行加权。在使用所述本振信号的三个延迟版本的三个混频器的配置中，可以提供三种不同的权重。所述三种不同的权重的相对权重可以为：
Figure BDA0003120162660000051
这种权重31、32和33的选择可有利地用于至少过滤掉所述本振信号的第三谐波和第五谐波。
如图1所示，与所述第一混频器16和所述第二混频器18并行地添加附加混频器核心。混频器的数量以及各个混频器执行的与所述输入信号混频的所述振荡器信号的延迟版本的数量可取决于应用。用相应的系数bx加权每个混频器输入(或输出或输入和输出)。所述附加混频器由原始本振信号的进一步延迟版本驱动。在一个实施例中，所述LO信号延迟一个采样时钟周期t_s，所述采样时钟周期为LO时钟周期t_LO除以整数，例如8，下面以此为例。
为了实现对所述第三谐波和所述第五谐波的谐波抑制，图1中可以使用三个混频器，即第一混频器16和两个附加混频器核心18和24。如果按照上述选择所述系数的相对权重，即：
Figure BDA0003120162660000052
图2所示的滤波响应62应用于所述LO信号。在图2中，所述原始LO信号是占空比(duty cycle，DC)为25％的脉冲波61。除了期望的基音之外，所述原始LO信号还包含奇次谐波。在滤波后的LO信号63中，取消所述LO信号的第三谐波和第五谐波。在实际应用中，衰减受所述系数的实现精确度的限制。
当使用如上所述的电路时的示例应用可以位于直接下变频接收机中。这样的接收机40如图3a所示。在图3a中示出的示例性实施例中，根据上述结合图1描述的电路10分别用于所述接收机40的同相(in-phase，I)分支和正交(quadrature，Q)分支。
所述电路10可以分别具有三个混频器，以实现对所述LO信号的第三谐波和第五谐波的谐波抑制。然后，可以如上所述设置相对权重。
在图3b中，描述了图3a中的电路10的各个混频器。在图3b中，使用电阻器RPn和RNn(n＝0，1，2)实现各个正本振信号(positive local oscillator signal，LOPn)和各个负本振信号(negative local oscillator signal，LONn)，然后在基带跨导放大器的虚拟接地处对所述电阻器的电流进行求和。
因此，可以提供一种接收机40，尤其是一种直接下变频接收机，该接收机包括并有利地利用图1所示的电路10。图3a中的直接下变频接收机40包括输入低噪声放大器(low-noise amplifier，LNA)42，其中，将待发送至所述接收机40的输入信号馈送至该输入低噪声放大器42。所述输入信号通常是在所述直接下变频接收机40的情况下的射频模拟信号。要考虑的一个方面是，在任何时间加载至所述低噪声放大器(LNA)的电阻的绝对值应保持恒定以避免阻抗电平调制。此外，所述电路10针对各I分支和Q分支的输出可分别连接到放大器44和46，以形成针对各I分支和Q分支的输出信号，即Ip、In和Qp、Qn。
根据一个实施例，采样率fs是目标LO频率f_(LO，目标)的8倍。该场景如图4所示。图4分别示出了针对I分支和Q分支的每个混频器MIn、MQn(n＝0，1，2)的正(MinP，MQnP)和负(Minn，MQnN)LO波形。并且，图4示出了将所述混频器的输出信号相加后，针对I分支和Q分支的LOI和LOQ的有效LO波形。
当使用相同的单接收机构建覆盖较高IF频率范围的接收机时，应采用比广泛使用的基于运算放大器的有源RC滤波器更多的宽带滤波技术来实现复合滤波器。跨导C滤波器通常用于线性要求宽松的应用中。为了克服线性问题，使用相对线性的电压缓冲器和电流缓冲器来实现时间连续的复合IF谐振器。
或者，采用不同的时间离散的开关电容技术实现IF滤波器，从而导致高频开关驱动器引起的电流消耗相对较大，混叠和谐波混频会产生杂散音。
为了达到ADC的最佳动态范围和带宽折衷，在模拟域中的ADC之前执行IF的下变频。由于复合IF滤波器的选择性相当有限，所以所述IF下变频器应具有良好的谐波抑制能力。例如，这可以使用如上所述的根据所述ADC时钟进行操作的所述FIR混频器实现。
具有3个权重的FIR混频器可以提供高达IF频率，即fCLK/8的第五谐波的谐波抑制。只需小幅度地增加复杂性，就可以实现具有两个及以上抽头的FIR混频器，该混频器可以抑制IF谐波，最高可达fCLK/12的IF频率的第九谐波。下表1给出了2GHz的ADC时钟频率示例的更多组合的详细信息。因此，使用具有3、4或5个可调权重的FIR混频器和一个可选的分频因子，可以使用2GHz的ADC时钟支持一组范围为83MHz至250MHz的灵活的IF频率。
Figure BDA0003120162660000061
图7示出了使用可调谐复合滤波器50且IF频率可变的单接收机100以及使用模数转换(Analogue to Digital Converter，ADC)时钟进行操作的FIR混频器10。
由于所述FIR混频器10可以有效地抑制IF频率谐波，因此，信道滤波可以在低阶复合IF带通滤波器50和高阶基带低通滤波器60之间分离，从而进一步增加IC电路的面积和功率效率。即使所述复合IF滤波器50将图像和阻塞抑制仅提高了6dB，它也可以大大节省所述基带滤波器和ADC的功率和面积。如果基带底噪具有模拟噪声限制，若电阻噪声占主导地位，则6dB的低噪声将需要比关键部件的阻抗水平低4倍；或者，若闪烁噪声占主导地位，则需要比运算放大器(operation amplifier，OA)输入级高4倍。因此，可以实现用于在单个接收机路径上同时接收至少两个射频频带的接收机100。所述RF接收机100包括单个本地振荡器(local oscillator，LO)，且所述RF接收机用于使用所述复合滤波器50对接收信号进行滤波，所述复合滤波器50的中心频率可变，如下所述。
如图8a和8b所示，可以使用电流缓冲器AI和电压缓冲器AV实现所述复合滤波器50。在所述电压缓冲器AV没有驱动电容C2的情况下实现的电流缓冲器将表现为时间常数为R1C1的单极低通滤波器。可以通过使用图8a中所示的电路将所述电压缓冲器电容C2(也称为偏移电容C2)从0移至正频率或使用图8b所示的电路将所述电压缓冲器电容C2(也称为偏移电容C2)从0移至负频率的方式改变中心频率的复合频率。
滤波器级的复合转移阻抗针对于图8a和图8b中的两种配置。
Figure BDA0003120162660000071
中心频率为：
Figure BDA0003120162660000072
峰值转移阻抗也会增加。如果没有所述电压缓冲电容C2，直流DC转移阻抗将等于R1，但如果存在电压缓冲交叉连接，则
Figure BDA0003120162660000073
当C2＝2C1时，所述峰值转移阻抗为
Figure BDA0003120162660000074
因此，比不存在所述电压缓冲电容时，增益约为7dB。类似地，该电容比造成10dB以上的IF镜像抑制，从而放松了IF下变频混频器的镜像抑制要求。根据一些实现方式，中心频率是可编程的，从而可以容易改变所述中心频率。例如，可以对所述偏移电容进行编程以偏移RC电路的中心频率。特别地，可以将所述中心频率设置为等于RF接收机的中频(intermediate frequency，IF)的中心频率。
图9描述了所述电流缓冲器AI和所述电压缓冲器AV的示例性实现。在图9的示例性实现中，使用一个NMOS晶体管M1实现所述电流缓冲器AI，所述NMOS晶体管M1具有提供接地的DC电流路径的偏置电阻RB1，而负载电阻提供来自电源电压VDD的偏置电流。所述输入偏置电阻RB1有助于将进一步降低源端的NMOS晶体管输入阻抗(～1/gm(M1))。类似地，在所述电压缓冲器AV的实现中，电压跟随器的输出阻抗既取决于所述NMOS晶体管M2的跨导性，也取决于偏置电阻RB2。
有几种众所周知的技术可以改善电流和电压缓冲端口阻抗和线性度，如级联技术、超源极跟随器等。类似地，可以使用额外的偏置结构调整输入和输出DC电压电平，以优化每个电路节点中的电压摆幅，从而最大化动态范围。单端放大器还与伪差分I分支和Q分支放大器配对，也可能具有额外的共模电压抑制结构。
通过使用电流缓冲器和电压缓冲器来实现所述复合滤波器50，可以实现比运算放大器具有更低的功耗的更高频滤波器。由于可以用低复杂度结构线性地实现所述电流缓冲器和所述电压缓冲器，因此仍然获得了良好的线性性能。
为了增加灵活性，根据某些实现方式，可以使用旁路开关关闭并短路所述电压缓冲器，从而降低滤波器的中心频率和峰值增益。具有所述电流缓冲器和所述电压缓冲器的全复合滤波器的中心频率为250MHz，峰值转移阻抗增益约为49dBΩ(～282Ω)，而没有电压缓冲的话，所述滤波器的中心频率下降至100MHz，峰值增益低于47dBΩ。因此，所述电压缓冲器的可选旁路对于扩大所述中心频率的调谐范围、增加复合IF滤波器的增益非常有用。当然，在可能的情况下关闭所述电压缓冲器也可以节能。
通过使用多个(至少两个)如上所述的接收机100，可以实现全载波聚合接收机。图10示出了包括两个接收机100的载波聚合接收机200。因此，所述多个接收机100可以共享同一个RF LO合成器和同一个ADC时钟。与图6相比，在图10的实现中，图6中的LO1和LO2使用单个LO(LO1)实现，定时发生器利用述ADC时钟生成第二个LO(LO2)(或所需的任何额外LO)。
当两个(或更多)此类接收机共享RF输入和LO1频率源时，可能会有更多的频率组合。所述接收机可以独立地过滤正频率或负频率上的不同IF频率。还可以实现共享同一个RF输入和LO1频率源的三个并行的接收机路径。其中，所述至少两个RF接收机用于利用中频(intermediate frequency，IF)频率的不同符号进行操作。此外，此类载波聚合接收机可用于使用相同的ADC时钟针对每个RF接收机执行模数转换(analogue to digitalconversion，ADC)。每个RF接收机的FIR混频器也可以配置为使用相同的ADC时钟。
基于能够在兆赫兹范围内提供IF频率的电流缓冲器和电压缓冲器以及可以支持具有不同谐波抑制能力的不同IF频率的FIR混频器，这种载波聚合接收机架构可以提供线性且简单的复合IF滤波器。
此外，所述FIR混频器的可变3、4或5抽头配置有利于实现所述接收机架构，因为它可以提供一组有用的IF下混频频率，支持广泛的载波聚合使用情形，并为杂散避免提供额外的频率规划选项。

Claims (15)

1.一种射频(radio frequency，RF)接收机(100)，其特征在于，用于在单个接收机路径上同时接收至少两个射频频段，其中，所述RF接收机包括单个本地振荡器(localoscillator，LO)，所述RF接收机用于使用中心频率可变的复合滤波器(50)对接收信号进行滤波。
2.根据权利要求1所述的RF接收机，其特征在于，所述复合滤波器的所述中心频率为可编程的中心频率。
3.根据权利要求1或2所述的RF接收机，其特征在于，所述复合滤波器的所述中心频率等于所述RF接收机的中频(intermediate frequency，IF)。
4.根据权利要求3所述的RF接收机，其特征在于，所述中心频率为所述RF接收机的正中频(intermediate frequency，IF)或负中频。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的RF接收机，其特征在于，所述复合滤波器包括连接到电压缓冲器的接地RC电路，所述复合滤波器还包括偏移电容器，用于偏移所述RC电路的中心频率。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的RF接收机，其特征在于，所述RF接收机用于使用有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)混频器(10)进行中频(intermediatefrequency，IF)下变频。
7.根据权利要求6所述的RF接收机，其特征在于，所述FIR混频器包括至少两条延迟路径。
8.根据权利要求7所述的RF接收机，其特征在于，所述FIR混频器包括2至4条延迟路径。
9.根据权利要求7或8中任一项所述的RF接收机，其特征在于，所述FIR混频器用于对所述FIR混频器的路径上的信号进行加权。
10.一种载波聚合接收机(200)，其特征在于，包括至少两个根据权利要求1至9中任一项所述的RF接收机(100)。
11.根据权利要求10所述的载波聚合接收机，其特征在于，所述至少两个RF接收机用于使用中频(intermediate frequency，IF)频率的不同符号进行操作。
12.根据权利要求10或11所述的载波聚合接收机，其特征在于，所述至少两个RF接收机用于使用不同IF频率进行操作。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的载波聚合接收机，其特征在于，所述至少两个RF接收机中的每一个用于使用相同的LO进行操作。
14.根据权利要求10至13中任一项所述的载波聚合接收机，其特征在于，所述载波聚合接收机用于对使用相同的模数转换(analogue to digital conversion，ADC)时钟对所述至少两个RF接收机中的每一个执行ADC。
15.根据权利要求10至14中任一项所述的载波聚合接收机，其特征在于，所述至少两个RF接收机中的每一个的FIR混频器用于使用相同的ADC时钟。
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