JP2022523237A - Ｏｆｄｍレーダシステムの動作方法 - Google Patents

Abstract

ベースバンドでのアナログ送信信号を発生させるステップと、アナログ送信信号を第１の周波数（ｆＬＯ）での第１の混合信号と混合するステップであって、この第１の混合信号の第１の周波数（ｆＬＯ）が、送信帯域の２つの側波帯（ＳＢ１、ＳＢ２）の間の真ん中にあるステップと、受信信号を受信するステップと、受信信号を第２の周波数（ｆＬＯ２）での第２の混合信号とベースバンドへと混合するステップであって、この第２の混合信号の第２の周波数（ｆＬＯ２）が、規定通りに受信信号の全帯域幅（２Ｂ）の横にあるステップとを有する、ＯＦＤＭレーダシステム（１００）の動作方法。【選択図】図３

Description

本発明はＯＦＤＭレーダシステムの動作方法に関する。本発明はさらにＯＦＤＭレーダシステムの送信装置に関する。本発明はさらにＯＦＤＭレーダシステムの受信装置に関する。本発明はさらにＯＦＤＭレーダシステムに関する。本発明はさらにコンピュータプログラム製品に関する。

レーダシステムは信号を送信し、この信号がレーダチャネル内のオブジェクトによって反射される。反射された信号が受信され、車両のセンサに対する距離、速度、および角度を捕捉するために評価される。使用および変調される信号は、ＯＦＤＭ（英語：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）によっても生成され得る。

独国特許出願公開第１０２０１５２１０４５４号明細書は、ＯＦＤＭレーダ装置の動作方法を開示しており、このＯＦＤＭレーダ装置では、ＯＦＤＭおよびＭＩＭＯから成る従来の組合せに対して遜色ない間隔分離能が得られ、その際、一義的に推定可能な間隔範囲は減少していない。

本発明の課題は、ＯＦＤＭレーダシステムの改善された動作方法を提供することである。

本課題は、第１の態様によれば、
－ ベースバンドでのアナログ送信信号を発生させるステップと、
－ アナログ送信信号を第１の周波数での第１の混合信号と混合するステップであって、この第１の混合信号の第１の周波数が、送信帯域の２つの側波帯の間の真ん中にあるステップと、
－ 受信信号を受信するステップと、
－ 受信信号を第２の周波数での第２の混合信号とベースバンドへと混合するステップであって、この第２の混合信号の第２の周波数が、規定通りに受信信号の全帯域幅の横にあるステップとを有する、ＯＦＤＭレーダシステムの動作方法によって解決される。

このようにして、受信信号の帯域幅の増加に基づいてＯＦＤＭレーダシステムの改善された距離分解能が提供されるかまたは比較的低い距離分解能では比較的少ない技術的努力しか必要ない方法が提供される。

第２の態様によれば、本課題は、
－ デジタル送信信号を保存するためのメモリ機構と、
－ メモリ機構と機能的に結合しており、アナログ送信信号を発生させるための第１のＤ／Ａ変換器と、
－ 第１のＤ／Ａ変換器と機能的に結合した第１のミキサ機構と、
－ 第１のミキサ機構と機能的に結合した第１の発振機構とを有し、第１の発振機構および第１のミキサ機構により、アナログ送信信号が２つの側波帯を有する送信スペクトルへと混合され、第１の発振機構の第１の周波数が両方の側波帯の間の真ん中にあり、アナログ送信信号が送信アンテナによって放射される、ＯＦＤＭレーダシステムのための送信装置によって解決される。

このようにして、ＯＦＤＭレーダシステムの従来の送信装置に対して半分の経路しか有さない送信装置が提供されることが有利である。これにより結果的に、さらにＯＦＤＭレーダシステムの距離分解能も２倍になり得ることが有利である。

さらなる一態様によれば、本課題は、
－ 受信信号を受信するための受信アンテナ、
－ 機能的に受信アンテナと結合しており、受信信号をベースバンドへと混合するための第２のミキサ機構、
－ 第２のミキサ機構と機能的に結合しており、第２の周波数での第２の混合信号を発生させるための第３のミキサ機構、
－ 第２のミキサ機構と機能的に結合したＡ／Ｄ変換器を有し、
－ 第２の混合信号の第２の周波数が、受信信号の帯域幅に対して規定通りにずれている、ＯＦＤＭレーダシステムの受信装置によって解決される。

これにより、ＯＦＤＭレーダシステムの受信装置は、従来技術に対してわずかな追加コストで実現されるという有利な点を有する。

提案される方法および提案され受信装置の好ましい実施形態は、従属請求項の対象である。

方法の好ましい有利な一つの変形例は、第２の混合信号の第２の周波数が、第１の混合信号の第１の周波数から生成されるように構成される。このために１つの発振器しか設けられていないので、混合信号を生成するための費用が最小限に抑えられ得る点で有利である。

方法のさらなる好ましい一変形例では、第２の混合信号の第２の周波数が、第１の混合信号の第１の周波数から独立して生成されるように構成される。この場合、両方の周波数の位相ノイズの規定の相関関係が提供される。有利なのは、混合信号を発生させるために独立した発振器が使用されるので、送信装置と受信装置の物理的間隔を比較的大きく形成することも可能とされる。

受信装置の有利な一変形例では、第２の混合信号の第２の周波数が、受信信号の帯域幅の上または下にあるように構成される。これにより、ＯＦＤＭレーダシステムの設計に応じて、混合信号のための異なる周波数が選択され得る。

受信装置のさらなる有利な一変形例では、第２の周波数と第１の混合信号の第１の周波数との周波数ずれが、デジタルモジュールによって生成されるように構成される。これにより、混合信号間の周波数ずれの簡単な生成が実現され得る点で有利である。

受信装置のさらなる有利な一変形例では、混合信号の周波数間の周波数ずれが、ＰＬＬモジュールと組み合わせた電圧制御モジュールによって生成されるように構成される。これにより、混合信号の周波数ずれを発生させる代替的な方式が生じるという有利な点を有する。

受信装置のさらなる有利な一変形例では、第２の周波数が第１の周波数から生成され、またはこれに関し、第２の周波数が独立して生成される。これにより、第２の混合信号を提供するための異なる可能性が生じる点において有利である。

受信装置のさらなる有利な一変形例では、第２の周波数と受信信号の帯域幅との間隔が、受信信号の側波帯の周波数線の間隔の整数倍であるように構成される。これにより、ＯＦＤＭレーダシステム全体がＯＦＤＭ信号の構造に適合されており、それによりＯＦＤＭレーダシステム全体の距離分解能が最適化されている点で有利である。

以下では、複数の図に基づいて、さらなる特徴および利点と共に本発明を詳細に説明する。その際、すべての説明されるまたは図示される特徴は単独でまたは任意の組合せにおいて、請求項またはその従属請求項での特徴の記載に関係なく、および明細書または図面での特徴の記載または図示に関係なく本発明の対象である。同じまたは機能的に同じ要素は同じ符号を有している。

開示している方法の特徴は、開示される対応する装置の特徴から類似的に明らかであり、かつその逆も成り立つ。これはとりわけ、方法に関する特徴、技術的利点、および実施形態が、送信装置および受信装置の対応する実施形態、特徴、および利点から類似的に明らかであり、かつその逆も成り立つことを意味する。

従来のＯＦＤＭレーダシステムの原理ブロック図である。 ＯＦＤＭレーダシステムの提案している送信装置の一実施形態の原理ブロック図である。 ＯＦＤＭレーダシステムの提案している受信装置の受信スペクトルの原理図である。 ＯＦＤＭレーダシステムの提案している受信装置の一実施形態の原理ブロック図である。 ＯＦＤＭレーダシステムの提案している受信装置のさらなる一実施形態の原理ブロック図である。 図４の受信装置をより高い詳細度で示す図である。 ＯＦＤＭレーダシステムの提案している動作方法の原理フロー図である。 提案しているＯＦＤＭレーダシステムのブロック図である。

ＯＦＤＭ信号は、送信器内では側波帯モードにおいてアップコンバートされ、かつ受信器内では両方の側波帯を評価するために中間周波数とダウンコンバートされる。２倍の生成される帯域幅により、２倍高い分解能も生じる。

図１は、直交周波数分割多重方法ＯＦＤＭに基づく従来のレーダシステム１００の簡略化した概要図を示している。電子メモリ機構１ａ（例えばＲＡＭ）内では、送信信号のデジタル情報、例えば送信すべき離散した等間隔の送信周波数またはＯＦＤＭサブキャリアのシーケンスが格納されている。例えば、逆高速フーリエ変換ｉＦＦＴによりベースバンド送信信号の複素サンプル値が生成され、これらの値が電子メモリ機構１ａ内に格納され、電子メモリ機構１ａからこれらの値が周期的に読み出され得る。

Ｄ／Ａ変換器２ａは、周期的にメモリ機構１ａから読み出されたシーケンスから、周期的な複素アナログベースバンド信号を生成する。

第１のミキサ機構３および発振機構４により、ベースバンド送信信号が所望の周波数範囲（例えば７７．．．７８ＧＨｚ）に、自動車分野では例えば７７ＧＨｚのキャリア周波数によってシフトされ、その後、送信アンテナ５によって放射される。

単純なミキサが使用される場合、これにより２つの側波帯ＳＢ１、ＳＢ２が生じる。受信器が同じキャリア周波数とベースバンド（ほぼｆ＝０Ｈｚ）において混合すると、これらの側波帯が互いに畳み込まれ、とりわけ動的シナリオでは、望ましくない障害を引き起こす。したがって送信器内で、第２の側波帯を抑圧するＩＱミキサが使用され得る。ただしこれにより、Ｉ信号およびＱ信号をそれぞれ別々にＤ／Ａ変換器を介して発生させ、かつ予め保存しなければならないので、送信器内のハードウェア費用が２倍に増加する。望ましくない側波帯を抑圧するために、送信器かおよび受信器内でフィルタを使用する中間周波数システムを使用することもできる。

第２のメモリ機構１ｂおよび第２のＤ／Ａ変換器２ａを備えた送信装置１０の第２の経路が認識され、この第２の経路は、第１の側波帯ＳＢ１を十分に除去するために利用される。これは、受信チャネル内でベースバンドが処理され得るために行われる。

図２は、ＯＦＤＭレーダシステム１００用の提案している送信装置１０の第１の実施形態を示している。ここではもう、第１の発振機構４と共にアナログ送信信号をアップコンバートするために利用されるメモリ機構１ａおよびＤ／Ａ変換器２ａを備えた１つの経路しか存在していないことが認識される。ＯＦＤＭ変調された送信信号は、第１のミキサ機構３（両側波帯ミキサ）によって生成され、したがってベースバンド信号の変調帯域幅がＢであれば２×Ｂの送信帯域幅を有する。これにより結果的に、図２に示したような、２つの側波帯ＳＢ１、ＳＢ２を有する送信信号の送信スペクトルが生じ、その際、混合信号の周波数ｆＬＯは、両方の側波帯ＳＢ１、ＳＢ２の間の真ん中にある。しかしこの形態では、送信スペクトルは受信機構によって処理され得ない。なぜならダウンコンバートの際にミラー効果が生じ、それにより側波帯が相互に重なり合うからである。

送信装置１０が両側波帯モードで働くことにより、送信装置１０は、従来技術でのようなＩＱミキサを必要としない。したがって、従来の送信装置１０の第２のＤ／Ａ変換器２ａおよびそのために必要なデジタルメモリ機構１ｂがなくなることが有利である。そのうえ、この送信装置１０で同じサンプリングレートの場合、送信装置１０の生成されるアナログ信号帯域幅が２倍に増加し、これがＯＦＤＭレーダシステムの可能な距離分解能を２倍にすることが有利である。

この送信装置１０によって送信された送信信号を処理するために、図３に示したような受信スペクトルが得られるＯＦＤＭレーダシステム用受信装置２０がさらに提案される。帯域幅Ｂだけずれた周波数ｆＬＯ２をもつ発振器信号が提供されている場合、提案している受信装置２０のために、両側波帯ミキサの形態での第２のミキサ２２が用いられ得る。これは、受信信号のサンプリングのために１つのＡ／Ｄ変換器２５しか用いないことを可能にする。この場合には、発振器信号の周波数ｆＬＯ２は、図３で認識できるように受信信号の全帯域幅の横にある。図３の場合には周波数ｆＬＯ２が第１の側波帯ＳＢ１の下にあるが、周波数ｆＬＯ２は第２の側波帯ＳＢ２の上にあってもよい（不図示）。

通信技術における適用とは異なり、レーダ適用ではサブキャリア上のコード化情報が使用されるのではなく、受信装置２０内でスペクトル分割により除去され、これによりキャリア上のチャネル情報だけが残る。第２の側波帯ＳＢ２は、この場合には第１の側波帯ＳＢ１の複素共役でミラー化されたコピーなので、両方の側波帯ＳＢ１、ＳＢ２は同じコードを含み、ただしチャネル内で別の周波数点を通り、したがって冗長でないチャネル情報を有する。

提案している受信装置２０では、中間周波数により、両方の側波帯ＳＢ１、ＳＢ２が評価され得るように混合される。その際、Ａ／Ｄ変換器２５のサンプリングレートは、両方の側波帯ＳＢ１、ＳＢ２が一義的かつ全体的にサンプリングされるように調整されなければならない。このようにして評価される帯域幅（距離分解能）は、この場合、送信装置１０によって発生した送信信号の帯域幅の２倍である。

混合信号のための発振器周波数は、５７ＧＨｚ～３００ＧＨｚの間であることができ、自動車用レーダに好ましいのは７６ＧＨｚ～８１ＧＨｚの間である。混合信号の周波数ｆＬＯとｆＬＯ２の間隔は、下式で計算される。
ｆＬＯ２≒ｆＬＯ±Ｂ （１）
式中：
Ｂ．．．ＯＦＤＭ信号の変調帯域幅（例えば１ＭＨｚ～２ＧＨｚの間）

図４は、提案している受信装置２０の第１のバリエーションの原理ブロック図を示している。提案している送信装置１０と提案している受信装置２０の間の位相ノイズの相関関係を保証するために、送信装置１０および受信装置２０に対して同じ発振器信号が使用され得る。送信装置１０および受信装置２０のための必要な中間周波数は、ＺＦ機構２３と、ＩＱミキサの形態での第３のミキサ機構２４と、第２の周波数源（例えばＤＤＳ（英語：ｄｉｒｅｃｔ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ、不図示）またはＶＣＯ（英語：ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、不図示））とによって生成され得る。中間周波数は低い周波数で生成され得るので（例えば１ＧＨｚで）、これにより、加算される位相ノイズは比較的小さい。キャリア周波数および中間周波数は、一般的に固定周波数で混合されるので、第３のミキサ機構２４は、この周波数挙動に正確に合わせられ得る。

これは、図４の受信装置２０によって達成される。この受信装置２０では、受信信号が、帯域幅Ｂだけずれた発振器信号と混合され、かつサンプリングされる。したがって、このためにＩＱ受信ミキサを必要とすることなく両方の送信された側波帯ＳＢ１、Ｂ２が復調され得る。

中間周波数機構２３と一緒に、機能的に第３のミキサ機構２４と結合している第１の発振機構４が認識される。これにより、受信アンテナ２１を介して受信された受信信号を、第２のミキサ機構２２によりベースバンドへと混合でき、その後、Ａ／Ｄ変換器２５によって評価することができる。したがってＡ／Ｄ変換器２５の出力では、ベースバンドでのデジタル複素時間信号が提供される。このためにＡ／Ｄ変換器２５は、完全な受信スペクトルをサンプリングできるように形成されなければならない。このようにして、受信信号に関して帯域幅２Ｂが得られ、これは、提案しているＯＦＤＭレーダシステム１００の距離分解能をかなり改善し得る。

提案している受信装置２０の第２のバリエーションを図５が示している。この場合には、受信信号の混合信号のための周波数が、送信装置１０とは別に生成され、このために、送信装置１０および受信装置２０のそれぞれ別々の発振機構４、２６が使用される。この構成では、両方の発振機構４、２６の位相ノイズはもう相関関係になく、ただしこれは、両方の発振機構４、２６のカップリング（例えば同一の基準を介した、不図示）によって改善され得る。

図６は、図４の受信装置の細部を示しており、ここでは、送信装置１０の発振器周波数ｆＬＯと受信装置２０の発振器周波数ｆＬＯ２との周波数ずれの生成の一方式がより詳しく図示されている。この場合、第３のミキサ機構２４に、上記の発振器周波数ｆＬＯ、ｆＬＯ２の差が供給され、かつ第１の発振機構４により、図３による受信帯域へとアップコンバートされる。

下表は、従来のＯＦＤＭレーダシステムと提案しているＯＦＤＭレーダシステムを比較して幾つかの技術的パラメータを示している。

本発明によるＯＦＤＭレーダシステム１００の主要な技術的パラメータは数的に半減しており、したがってその実現には実質的に半分の技術的努力しか必要ないことが認識される。

図７は、ＯＦＤＭレーダシステム１００の提案している動作方法の原理フローを示している。

ステップ２００では、ベースバンドでのアナログ送信信号の発生が行われる。
ステップ２１０では、アナログ送信信号と、第１の周波数ｆＬＯでの第１の混合信号との混合が行われ、この第１の混合信号の第１の周波数ｆＬＯは、送信帯域の２つの側波帯ＳＢ１、ＳＢ２の間の真ん中にある。
ステップ２２０では、受信信号の受信が行われる。

最後にステップ２３０では、受信信号と、第２の周波数ｆＬＯ２での第２の混合信号とのベースバンドへの混合が行われ、この第２の混合信号の第２の周波数ｆＬＯ２は、規定通りに受信信号の全帯域幅２Ｂの横にある。

代替策として、信号処理ステップの幾つかを、示したのとは違う順番で実行することもできる。

提案している方法により、ＯＦＤＭレーダシステムの既存のリソースの最適な利用が支援されている。
上述の方法は、専らＯＦＤＭレーダシステムとの関連で説明されたのではあるが、とりわけレーダ分野での、デジタルマルチキャリア変調を有する別のシステムのための適用も考えられる。

図８は、提案している送信装置１０および提案している受信装置２０を備えた提案しているＯＦＤＭレーダシステム１００のブロック図を示している。

提案している方法が、電子ＯＦＤＭレーダシステム１００上で動作するソフトウェアプログラムとしても実行され得ることが有利であり、これにより方法の適応性が支援されていることが有利である。

当業者は本発明の上述の特徴を、本発明の核心から逸脱することなく適切に変形し、かつ相互に組み合わせるであろう。

Claims (12)

1. － ベースバンドでのアナログ送信信号を発生させるステップと、
   － 前記アナログ送信信号を第１の周波数（ｆＬＯ）での第１の混合信号と混合するステップであって、前記第１の混合信号の前記第１の周波数（ｆＬＯ）が、送信帯域の２つの側波帯（ＳＢ１、ＳＢ２）の間の真ん中にあるステップと、
   － 受信信号を受信するステップと、
   － 前記受信信号を第２の周波数（ｆＬＯ２）での第２の混合信号と前記ベースバンドへと混合するステップであって、前記第２の混合信号の前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が、規定通りに前記受信信号の全帯域幅（２Ｂ）の横にあるステップとを有する、ＯＦＤＭレーダシステム（１００）の動作方法。
2. 前記第２の混合信号の前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が、前記第１の混合信号の前記第１の周波数（ｆＬＯ）から生成される、請求項１に記載の方法。
3. 前記第２の混合信号の前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が、前記第１の混合信号の前記第１の周波数（ｆＬＯ）から独立して生成され、前記両方の周波数（ｆＬＯ、ｆＬＯ２）の位相ノイズの規定の相関関係が提供される、請求項１に記載の方法。
4. － デジタル送信信号を保存するためのメモリ機構（１ａ）と、
   － 前記メモリ機構（１ａ）と機能的に結合しており、アナログ送信信号を発生させるための第１のＤ／Ａ変換器（２ａ）と、
   － 前記第１のＤ／Ａ変換器（２ａ）と機能的に結合した第１のミキサ機構（３）と、
   － 前記第１のミキサ機構（３）と機能的に結合した第１の発振機構（４）とを有し、前記第１の発振機構（４）および前記第１のミキサ機構（３）により、前記アナログ送信信号が２つの側波帯（ＳＢ１、ＳＢ２）を有する送信スペクトルへと混合され、前記第１の発振機構（４）の第１の周波数（ｆＬＯ）が前記両方の側波帯（ＳＢ１、ＳＢ２）の間の真ん中にあり、前記アナログ送信信号が送信アンテナ（５）によって放射される、ＯＦＤＭレーダシステム（１００）の送信装置（１０）。
5. － 受信信号を受信するための受信アンテナ（２１）と、
   － 機能的に前記受信アンテナ（２１）と結合しており、前記受信信号をベースバンドへと混合するための第２のミキサ機構（２２）と、
   － 前記第２のミキサ機構（２２）と機能的に結合しており、第２の周波数（ｆＬＯ２）での第２の混合信号を発生させるための第３のミキサ機構（２４）と、
   － 前記第２のミキサ機構（２２）と機能的に結合したＡ／Ｄ変換器（２５）とを有し、
   － 前記第２の混合信号の前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が、前記受信信号の帯域幅に対して規定通りにずれている、ＯＦＤＭレーダシステム（１００）の受信装置（２０）。
6. 前記第２の混合信号の前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が、前記受信信号の前記帯域幅の上または下にあることを特徴とする請求項５に記載の受信装置（２０）。
7. 前記第２の周波数（ｆＬＯ２）と第１の混合信号の第１の周波数（ｆＬＯ）との周波数ずれが、デジタルモジュールによって生成される、請求項５に記載の受信装置（２０）。
8. 前記混合信号の前記周波数（ｆＬＯ、ｆＬＯ２）間の周波数ずれが、ＰＬＬモジュールと組み合わせた電圧制御モジュールによって生成される、請求項６に記載の受信装置（２０）。
9. 前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が第１の周波数（ｆＬＯ）から生成され、または前記第２の周波数（ｆＬＯ２）が独立して生成される、請求項５から８のいずれか一項に記載の受信装置（２０）。
10. 前記第２の周波数（ｆＬＯ２）と前記受信信号の前記帯域幅との間隔が、前記受信信号の側波帯（ＳＢ１、ＳＢ２）の周波数線の間隔の整数倍である、請求項５から９のいずれか一項に記載の受信装置（２０）。
11. 請求項４に記載の送信装置（１０）および請求項５から１０のいずれか一項に記載の受信装置（２０）を備えたＯＦＤＭレーダシステム（１００）。
12. ＯＦＤＭレーダシステム（１００）上で動作するかまたはコンピュータ可読のデータ記憶媒体で保存されている場合の、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法を実行するためのプログラムコード手段を有するコンピュータプログラム製品。
    

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