CN103973614A - 自适应均衡器抽头系数校正方法和光接收器 - Google Patents

Abstract

自适应均衡器抽头系数校正方法和光接收器。一种抽头系数校正方法包括以下步骤：获得第一偏振与第二偏振之间的同步符号差，所述第二偏振与所述第一偏振正交；获得所述第一偏振和所述第二偏振中的每一个在自适应均衡器中的延迟量；在水平轴表示抽头编号，垂直轴表示抽头系数，并且绘图面积对半处的抽头编号或最近的抽头编号被设置为抽头系数的重心的情况下，基于所述同步符号差和所述延迟量来计算所述自适应均衡器中设置的所述抽头系数的校正基准重心；以及执行使全部抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述校正基准重心最接近抽头中心。

Description

自适应均衡器抽头系数校正方法和光接收器

技术领域

本文讨论的实施方式涉及自适应均衡器抽头系数校正方法和光接收器。

背景技术

近年来，对基于数字相干系统的光通信的研究已取得进展，以应对通信业务的增加。由数字相干接收器中的数字信号处理电路进行波形失真校正、自适应均衡等，即使在高比特率发送中也可获得高特性。在采用双偏振-四相相移键控（DP-QPSK）调制系统的情况下，可针对两个正交偏振中的每一个将两比特数据分配给四个经调制的光相位（0°、90°、180°和270°），符号速度可降低至原始速度的四分之一。

所接收到的光信号经受光电转换和模拟/数字转换，通过数字信号处理电路中的自适应均衡器来自适应地均衡波形失真成分等。

图1所示的自适应均衡器由蝶形有限脉冲响应（FIR）滤波器组成，并且适于执行偏振正交多信号的分离、偏振模式色散补偿等。例如，恒模算法（CMA）系统用于各个滤波器的抽头系数的自适应控制。即使当以一个符号为单位（以与一个符号对应的抽头数为单位）的H侧的所有抽头系数（或V侧的所有抽头系数）通过FIR滤波器移位时，收敛状态也不改变。这是因为当所有抽头系数同时移位时，仅绝对时间改变，而关系仍维持。在处理双重过采样数据的情况下，通过对全部抽头系数进行移位来调节以两个抽头（一个符号）为单位的抽头系数的重心位置，使得可重新开始信号通信，而无需二次拉入（pull-in）。

在抽头系数的权重向抽头的端部偏离的情况下，例如，在13抽头FIR滤波器中抽头编号1或抽头编号13的系数值较高的情况下，生成自适应均衡器的均衡残余，导致信号劣化。因此，期望抽头系数的权重尽可能朝着抽头中心移位。

提出了使抽头系数的重心尽可能朝着抽头中心移位的特定校正方法（例如，参见日本特开2012-119923号公报）。计算抽头系数的重心值，以一个符号为单位使抽头系数移位，使得系数的重心处于抽头的中心（在13抽头滤波器的情况下，在介于抽头编号6与抽头编号8之间的范围内）。即，在水平轴表示抽头编号，垂直轴表示抽头系数的情况下，绘图面积对半处的抽头编号或最近抽头编号称作“抽头系数的重心”。针对H偏振和V偏振中的每一个计算抽头系数的重心，还针对H侧和V侧中的每一个进行使抽头系数的重心朝着抽头中心移位的校正。

根据现有技术的方法，为了进行使抽头系数的重心朝着抽头中心移位的校正，使用表示那时的抽头系数重心的瞬时值。根据此方法，没有根据偏振的状态进行最佳校正，没有最大程度地实现校正效果。结果，差分群延迟（DGD）电阻减小，比特错误可能增加。

发明内容

鉴于上述原因，提供了一种改进自适应均衡器的抽头系数校正效果并且可以按照满意的准确度进行自适应均衡的方法和配置。

根据本发明的一方面，一种抽头系数校正方法包括以下步骤：获得第一偏振与第二偏振之间的同步符号差，所述第二偏振与所述第一偏振正交；获得所述第一偏振和所述第二偏振中的每一个在自适应均衡器中的延迟量；在水平轴表示抽头编号，垂直轴表示抽头系数，并且绘图面积对半处的抽头编号或最近抽头编号被设置为抽头系数的重心的情况下，基于所述同步符号差和所述延迟量来计算所述自适应均衡器中设置的抽头系数的校正基准重心；以及执行使全部抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述校正基准重心最接近抽头中心。

附图说明

图1是由蝶形FIR滤波器组成的自适应均衡器的示意性配置图；

图2是H偏振和V偏振的抽头系数重心位置的波动的图示；

图3A和图3B是描述现有技术的抽头系数校正方法的问题的说明图；

图4A和图4B是描述根据实施方式的抽头系数校正方法的原理的说明图；

图5是应用了根据实施方式的方法的光通信系统的示意图；

图6是根据实施方式的数字信号处理单元的示意图；

图7示出获得符号同步时间的状态；

图8示出读出抽头系数的状态；

图9是描述获得相应偏振的系数重心的波动中心的方法的说明图；

图10示出确定抽头系数校正量的状态；

图11示出执行抽头系数校正的状态；

图12示出写入校正后的抽头系数的状态；

图13是根据实施方式的抽头系数校正方法的流程图；

图14A和图14B是描述根据实施方式的校正方法的效果的说明图；以及

图15A和图15B是描述修改示例的效果的说明图。

具体实施方式

将参照图2描述本申请的申请人所发现的现有技术的抽头系数校正方法的问题。自适应均衡器中设置的抽头系数的重心通过偏振旋转而改变，使得H侧和V侧的抽头系数的重心位置彼此对称。如果假设偏振旋转是均匀的，则抽头系数的重心位置的波动看起来像类似正弦波的周期性波动。实际的偏振旋转是不均匀的，并且以复杂的方式改变。

基于差分群延迟（DGD）量来确定H侧的抽头系数重心GH的波动的最大幅度和V侧的抽头系数重心GV的波动的最大幅度。当H偏振的抽头系数重心GH的波动中心被设置为pGH，V偏振的抽头系数重心GV的波动中心被设置为pGV时，pGH和pGV之间的差相当于同步符号差。当数字采样率被设置为每符号两个样本时，在图2的情况下，导致两个抽头（即，一个符号）的同步符号差。

如果执行简单地使任何给定时间的抽头系数重心朝着抽头中心部分（例如，在13抽头滤波器中，在介于抽头编号6和抽头编号8之间的范围内）移位的校正，则在一些情况下情形可能意外地劣化。将参照图3A和图3B描述该问题。

在图3A中，在时间t1，H偏振的抽头系数重心（黑色圆圈）位于抽头编号5与抽头编号6之间，V偏振的抽头系数重心（白色圆圈）位于抽头编号9与抽头编号10之间。尽管V偏振的抽头系数重心GV的波动中心pGV在抽头中心部分处，但是H偏振的抽头系数重心GH的波动改变pGH在朝着较高抽头编号的方向上偏离。在正常情况下，将进行将H偏振的抽头系数重心朝着中心部分（在朝着较低抽头编号的方向上）拉入的校正。

然而，如果仅注意时间t1处的抽头系数重心值并进行使系数重心朝着抽头中心移位的校正，则如图3B所示，执行将波动底部的系数重心（黑色圆圈）朝着抽头中心提升的校正。结果，H偏振的抽头系数重心GH在进一步远离抽头中心的区域中波动。

另一方面，t1处的V偏振的抽头系数重心GV在抽头中心部分之外，但是由于波动中心pGV在抽头中心附近，所以可以想到可不进行校正。然而，根据现有技术的校正方法，执行将波动的波峰处的系数重心（白色圆圈）朝着抽头中心下拉的校正。结果，在抽头中心部分中波动的V偏振的抽头系数重心GV意外地从抽头中心移开。

抽头系数的重心指示整个信号位置，并表示信号的延迟量。根据现有技术的方法，在一些情况下H偏振和V偏振的抽头系数的重心可向抽头的两端偏离，可能无法正确地执行自适应均衡。根据实施方式，将解决该问题，并且使自适应均衡的效果最大化。

图4A和图4B是描述根据实施方式的抽头系数校正方法的原理的说明图。根据实施方式，没有将瞬时系数重心值照原样设置为重心校正的基准，而是将抽头系数的重心的波动中心用作重心校正的基准。在进行使重心的波动中心朝着抽头中心移位的校正时，更准确地进行抽头系数的重心校正。

在图4A中，时间t2处的V偏振的抽头系数重心GV在波动的底部。根据现有技术的方法，此时执行使抽头系数重心GV朝着较高抽头编号方向移位4个抽头（2个符号）的校正。根据实施方式，注意抽头系数重心GV的波动中心pGV。由于时间t2处的波动中心pGV存在于抽头中心部分（在介于抽头编号6与抽头编号8之间的范围内）中，所以将不进行校正。

另一方面，时间t2处的H偏振的抽头系数重心pGH在波动的波峰处。根据现有技术的方法，此时执行使系数重心朝着较低抽头编号方向移位4个抽头（2个符号）的校正。然而，当注意抽头系数重心GH的波动改变pGH时，时间t2处的波动改变pGH略微偏离于抽头中心部分。鉴于上述原因，使波动改变pGH朝着较低抽头编号方向移位两个抽头（一个符号）。

如图4B所示，针对V偏振不进行重心移动，并且使H偏振中的抽头系数重心的波动改变pGH朝着抽头中心移位一个符号。结果，H偏振和V偏振的抽头系数重心的波动中心几乎彼此一致。偏振之间的同步符号差被消去（将为零），并且可以最大程度地呈现校正效果。结果，DGD电阻提高，抑制了比特错误的增加。

根据下面的实施方式，由于使用抽头系数重心的波动中心pGH和pGV作为校正基准重心，波动中心适当地称作“校正基准重心pGH”和“校正基准重心pGV”。

图5是应用了根据实施方式的抽头系数校正方法的光通信系统的示意图。光通信系统1包括经由光传输路径5彼此连接的光发送器2和光接收器3。

从光发送器2的发送光源4发射的光被引导至相位调制器6a和6b，根据解复用器（Demux）的输出数据信号经受相位调制，并被输出给光传输路径5。在90°光混合器（光混频器）10处，由光接收器3接收到的光信号与来自本地光源11的本地振荡光混合，同相（I）干扰分量和正交（Q）干扰分量被输出给诸如平衡光电二极管12a和12b的光传感器12。平衡光电二极管12a和12b输出正相和反相光的差分电流。由跨阻放大器（TIA）（图中未示出）将电流信号转换为电压信号并提供给ADC13和14。例如，ADC13和14以双重采样率执行数字采样。数字化的接收信号被输入给数字信号处理单元20。为了方便说明，图5中在发送侧和接收侧均省略了偏振分离，仅示出了针对一个偏振的处理，但是针对另一偏振也进行类似处理。

图6是图5所示的数字信号处理单元20的配置图。数字信号处理单元20包括固定均衡器21、采样相位调节器22、自适应均衡器23、频率偏移补偿单元24、载波相位恢复单元25、训练信号同步单元26、符号同步监测单元28和抽头系数控制单元30。

抽头系数控制单元30包括抽头系数获得单元31、抽头系数设置单元32和抽头系数校正单元33。

通过固定均衡器21抑制数字输入信号的波形失真。数字输入信号经受采样相位调节器22进行的相位调节，并输入给自适应均衡器23。如图1所示，输入给自适应均衡器23的H偏振包括发送时的H偏振分量（HH序列）和V偏振分量（HV序列）。输入给自适应均衡器23的V偏振包括发送时的V偏振分量（VV序列）和H偏振分量（VH序列）。由于在H轴和V轴分量彼此混合的状态下接收光信号，所以在自适应均衡器中利用HH、HV、VH和VV的四个序列来恢复发送时的H分量和V分量（偏振分离）。

自适应均衡器23包括与HH、HV、VH和VV序列对应的有限脉冲响应（FIR）滤波器。各个FIR滤波器的抽头系数由抽头系数控制单元30来控制。下面将描述特定抽头系数控制。

频率偏移补偿单元24对发送光源4与本地光源11之间的光频率偏离（偏移）进行补偿。载波相位恢复单元25对发送光源4与本地光源11之间的相位差进行校正。训练信号同步单元26检测用于HH、HV、VH和VV的各个序列的同步的训练序列，并在这些序列之间建立同步。

符号同步监测单元28获得H偏振和V偏振的符号同步时间以检测偏振之间的同步符号差，并将检测结果提供给抽头系数控制单元30的抽头系数校正单元33。

根据实施方式从训练序列检测同步符号差，但是本公开不限于此示例。例如，在采用多通道分发（MLD）的情况下，可提供通道间同步单元，并且符号同步监测单元28可被配置为从通道间同步单元获得同步时间。

图7是描述由符号同步监测单元28获得符号同步时间的状态的说明图。偏振之间的同步符号差由V偏振的同步时间与H偏振的同步时间之间的差来表示。

在首先使H偏振同步，随后使V偏振同步的情况下，这里为同步符号差赋予加号。在首先使V偏振同步，随后使H偏振同步的情况下，为同步符号差赋予减号。由于符号差是相对的，所以可通过将加和减反转来将抽头系数校正单元的系数移位的定义反转。

在图7的情况下，在第81符号部分中对V偏振进行同步，接下来在第84符号部分中对H偏振进行同步。偏振之间的同步符号差为-3符号。此同步符号差被提供给抽头系数校正单元33。

图8示出读出抽头系数的状态。抽头系数获得单元31读出构成自适应均衡器23的各个滤波器的抽头系数。实部（R部）和虚部（I部）中的系数设置在HH、VH、HV和VV的各个序列中。在13抽头滤波器的情况下，如下读出104个抽头系数。

4个序列×2×13个抽头=104

自适应均衡器23执行现有技术的系数更新算法，以更新系数值。恒模算法（CMA）或判决引导最小均方（DD-LMS）算法可用作系数更新算法。抽头系数获得单元31所读出的抽头系数由如上所述的现有技术的系数更新算法来确定。由抽头系数校正单元33针对此系数执行校正并由抽头系数设置单元32写回。

抽头系数校正单元33利用所读取的系数值来计算H偏振的抽头系数重心GH和V偏振的抽头系数重心GV。从式(1)获得抽头系数重心GH和GV。

$\begin{array}{c}{G}_H=(\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}i*{\left|\mathrm{HH}\left(i\right)\right|}^2+\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}i*{\left|\mathrm{VH}\left(i\right)\right|}^2)/(P_{\mathrm{HH}}+P_{\mathrm{VH}})\\ G_V=(\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{i*\left|\mathrm{VV}\left(i\right)\right|}^2+\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}i*{\left|\mathrm{HV}\left(i\right)\right|}^2)/(P_{\mathrm{VV}}+P_{\mathrm{HV}})\end{array}---\left(1\right)$

其中，P_HH、P_VH、P_VV和P_HV是对应的FIR滤波器的所有抽头编号中的功率的总和，由式(2)表示。

$P_{\mathrm{HH}}=\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{HH}\left(i\right)\right|}^2,P_{\mathrm{VH}}=\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{VH}\left(i\right)\right|}^2,P_{\mathrm{HV}}=\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{HV}\left(i\right)\right|}^2,P_{\mathrm{VV}}=\underset{i=1}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{VV}\left(i\right)\right|}^2---\left(2\right)$

如式(3)中所表示，利用实（R）部和虚（I）部进行各个序列的各个抽头编号的功率的平方的计算（|*|²）。

|HH(i)|²＝HH_R(i)·HH_R(i)+HH_l(i)·HH_l(i)

|HV(i)|²＝HV_R(i)·HV_R(i)+HV_l(i)·HV_l(i)

|VH(i)|²＝VH_R(i)·VH_R(i)+VH_l(i)·VH_l(i)

|VV(i)|²＝VV_R(i)·VV_R(i)+VV_l(i)·VV_l(i) (3)

接下来，抽头系数校正单元33使用从符号同步监测单元28获得的同步符号差以及如上所述计算的H偏振和V偏振的抽头系数重心GH和GV，来计算H偏振的校正基准重心（波动中心）pGH和V偏振的校正基准重心（波动中心）pGV。

当偏振之间的同步符号差被设置为SYMBOL_DIFF，并且相应偏振的抽头系数重心被设置为（GH和GV）时，相对于抽头系数重心的校正基准重心的偏离量G_DELTA表示如下。

G_DELTA=(SYMBOL_DIFF)×2+GH–GV (4)

将参照图9描述式(4)中的计算。对于H偏振的抽头系数重心GH和V偏振的抽头系数重心GV将在时间t3获得的值是与校正基准重心对应的抽头系数重心的波动中心pGH和pGV。相对于t3处的相应偏振的抽头系数重心的校正基准重心的偏离量G_DELTA表示如下。

G_DELTA=(GV-pGV)+(pGH-GH)

=pGH–pGV+GV-GH

=(SYMBOL_DIFF)×2+GH–GV (4')

这里，以处理双重过采样（即，每符号两个抽头的采样数据）的情况为例。

从式(5)获得校正基准重心pGH和pGV。

pGH=GH+G_DELTA/2

pGV=GV+G_DELTA/2 (5)

当将式(4)赋予式(5)时，获得式(6)。

pGH=(GH+GV)/2+SYMBOL_DIFF

pGV=(GH+GV)/2-SYMBOL_DIFF (6)

在式(6)中，可基于H偏振的抽头系数重心GH、V偏振的抽头系数重心GV以及偏振之间的同步符号差SYMBOL_DIFF来计算H偏振和V偏振的校正基准重心pGH和pGV。

抽头系数校正单元33基于校正基准重心pGH和pGV来确定抽头系数的重心校正量（移位量）。

图10示出确定抽头系数校正（移位）量的状态。抽头系数校正单元33确定校正量，使得所计算出的校正基准重心pGH和pGV位于抽头中心区域Tc中。在图10的示例中，校正量被确定为满足6≤pGH≤8和6≤pGV≤8。由于以符号为单位进行重心校正，所以在双重过采样的情况下，要移位的抽头数为偶数。

如图10的A、B和C中所表示的，在校正基准重心（抽头系数重心的波动中心）位于抽头中心区域Tc中并且满足6≤pGH≤8和6≤pGV≤8的情况下，重心校正量被设置为0个符号（0个抽头）。

如图10的D、E和F中所表示的，在校正基准重心相对于抽头中心区域Tc的偏离在1个符号或更小的范围内的情况下，重心校正量被设置为+1符号（+2抽头）或-1符号（-2抽头）。如图10的G中所表示的，在校正基准重心相对于抽头中心区域Tc的偏离在大于1个符号和2个符号或更小的范围内的情况下，重心校正量被设置为加方向或减方向上的2个符号。在图10的H的情况下，重心校正量被设置为+3符号。

图11示出校正前和校正后的抽头系数重心。从自适应均衡器23读出的经更新的抽头系数按照所计算出的重心校正量移位。根据实施方式，连接到H偏振输出的处理HH序列和VH序列的FIR滤波器的抽头系数按照相同的量进行校正。类似地，连接到V偏振输出（参见图1）的处理VV序列和HV序列的FIR滤波器抽头系数按照相同的量进行校正。

例如，假设确定使H偏振的校正基准重心pGH移位+2抽头（+1符号），使V偏振的校正基准重心pGV移位-2抽头（-1符号）的校正。在这种情况下，HH滤波器的抽头系数和VH滤波器的抽头系数移位+2抽头，VV滤波器的抽头系数和HV滤波器的抽头系数移位-2抽头。

在图11中，在进行使HH滤波器的抽头系数移位+1符号（+2抽头）的重心校正的情况下，抽头编号1至13的全部系数朝着右侧移位2个抽头，向最左侧的抽头编号1和2填充“0”。

当确定新的抽头系数时，抽头系数设置单元32将校正后的抽头系数写入自适应均衡器23中。

图12示出写入校正后的抽头系数的状态。对于HH、VH、HV和VV的四个序列中的每一个写入实部（R部）和虚部（I部）中的系数。在各个滤波器为13抽头滤波器的情况下，如下写入104个抽头系数。

4个序列×2×13个抽头=104

图13示出由抽头系数控制单元30执行的处理流程。抽头系数控制单元30从符号同步监测单元28获得H偏振和V偏振之间的同步符号差（S101）。与S101同时或者在S101之前或之后，抽头系数控制单元30从自适应均衡器23读出各个滤波器中设置的抽头系数（S102）。

对于所读出的抽头系数计算抽头系数重心（GH和GV）（S103）。抽头系数重心（GH和GV）表示自适应均衡器的延迟量。

利用式(6)基于所获得的抽头系数重心（GH和GV）以及在S101中获得的偏振之间的同步符号差来计算校正基准重心pGH和pGV（根据实施方式，为抽头系数重心的波动中心）（S104）。

基于校正基准重心pGH和pGV以符号为单位确定抽头系数的校正量（S105）。抽头系数校正量是使校正基准重心pGH和pGV朝着抽头中心附近的区域移位的移位量。如上所述，以符号为单位（在双重过采样的情况下以两个抽头为单位，在四重过采样的情况下以四个抽头为单位）确定抽头系数的移位量。

基于所确定的抽头系数校正量来进行使针对H偏振输出的滤波器（图1的HH滤波器和VH滤波器）的全部抽头系数移位的校正，并且进行使针对V偏振输出的滤波器（图1的HV滤波器和VV滤波器）的全部抽头系数移位的校正（S106）。

最后，将进行了重心校正的抽头系数写入自适应均衡器23中（S107），处理结束。

图14A和图14B示出根据上述实施方式的抽头校正方法的效果。在图14A和图14B中，图示的水平轴表示差分群延迟（ps），垂直轴表示Q值（dB）。对于现有技术的方法和根据实施方式的方法这二者，将基于比特错误率（接收错误比特数/发送比特数）的模拟结果转换为Q值。

根据现有技术的系统，随着DGD增大，Q值减小，色散增大。与此相比，利用根据实施方式的方法，即使当DGD增大时，Q值也几乎不变，色散很小。这是因为抽头系数重心的波动中心用作重心校正的基准。利用从偏振之间的同步符号差和自适应均衡器的延迟量（根据实施方式，为抽头系数重心）获得的校正基准重心pGH和pGV来更准确地执行使抽头系数的重心朝着抽头中心移位的校正。结果，同步符号差变为零，并且自适应均衡器的性能可最大化。

修改示例

图15A和图15B示出修改示例。根据上述实施方式，通过下式进行重心校正。

$\begin{array}{c}\mathrm{pGH}=\frac{\mathrm{GH}+\mathrm{GV}}{2}+[\mathrm{SYMBOL}\_\mathrm{DIFF}]\·\frac{m}{2}\\ \mathrm{pGV}=\frac{\mathrm{GH}+\mathrm{GV}}{2}-[\mathrm{SYMBOL}\_\mathrm{DIFF}]\·\frac{m}{2}\end{array}---(6\text{'})$

在式(6')中，m表示过采样率。

依据根据本实施方式的方法，与现有技术的方法相比，DGD电阻显著提高，但是在多个情况下抽头系数重心（GH和GV）的误差可能增大，在一些情况下可能没有准确地计算校正基准重心（pGH和pGV）。

鉴于上述原因，根据修改示例，通过式(7)计算校正基准重心（pGH和pGV）。

pGH=自适应均衡器延迟+SYMBOL_DIFF·(m/2)

pGV=自适应均衡器延迟-SYMBOL_DIFF·(m/2) (7)

自适应均衡器延迟是自适应均衡器23中的全部信号的位置（相对于抽头中心的偏离）。因此，自适应均衡器23的延迟量也可简单地从抽头系数重心（GH和GV）执行计算。然而，抽头系数重心不仅反映延迟量，而且反映过多分量。

如果传输路径模型和实际传输路径彼此近似，则可以按照显著的准确度从抽头系数重心计算延迟量。然而，在实际传输路径中相对于传输路径模型的偏离可能增大。结果，抽头系数重心值中包括大量阻碍性分量，并且计算延迟量时的误差增大。

例如，假设在实际传输路径中频带性质关于信号光的波长具有左右不对称性。还生成高阶偏振模式色散（PMD），并且假设传输路径模型变得更复杂。

如图15A所示，在实际传输路径接近传输路径模型的情况下，反映自适应均衡器23的抽头系数及其重心值的误差分量41很小。当实际传输路径偏离传输路径模型时，在自适应均衡器23的抽头系数及其重心值这二者中误差分量41增加，可能无法准确地获得延迟量。

鉴于上述原因，根据修改示例从自适应均衡器23的抽头系数计算M(n)。通过从进行了离散傅里叶变换的系数值计算行列式来获得M(n)。此时如式(8)所示，波长色散分量和延迟量分量保留在M(n)中。

$M\left(n\right)=\exp [j\left(\frac{\mathrm{cD}}{2\mathrm{\π}{f_c}^2}\right){{\mathrm{\ω}}_n}^2+j2{\mathrm{\τ}}_0{\mathrm{\ω}}_n]---\left(8\right)$

其中，c表示光速，D表示波长色散，fc表示载波的中心频率，ω表示角频率，τ表示延迟量。鉴于上述原因，通过M(n)的微分来计算延迟量。

更具体地讲，抽头数为N的自适应均衡器的抽头系数由式(9)表示。

w_HH(k)，w_HV(k)，w_VH(k)，w_VV(k)(k＝1，…，N) (9)

通过使此系数进行离散傅里叶变换来获得行列式的处理由式(10)表示。

$\begin{array}{c}W\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}{W}_{\mathrm{HH}}\left(n\right)& W_{\mathrm{VH}}\left(n\right)\\ W_{\mathrm{HV}}\left(n\right)& W_{\mathrm{VV}}\left(n\right)\end{array}\right]=\mathrm{DFT}\left(\left[\begin{array}{cc}{w}_{\mathrm{HH}}\left(k\right)& w_{\mathrm{VH}}\left(k\right)\\ w_{\mathrm{HV}}\left(k\right)& w_{\mathrm{VV}}\left(k\right)\end{array}\right]\right)(n=-\frac{N}{2}+1,...,\frac{N}{2})\\ M\left(n\right)=\det W\left(n\right)=W_{\mathrm{HH}}\left(n\right)\·W_{\mathrm{VV}}\left(n\right)-W_{\mathrm{VH}}\left(n\right)\·W_{\mathrm{HV}}\left(n\right)\end{array}---\left(10\right)$

当对M(n)进行一次微分时，主延迟量M₁(n)由式(11)表示。

M₁(n)=M(n).M^*(n+1) (11)

当对M(n)进行二次微分时，辅延迟量M₂(n)由式(12)表示。

M₂(n)=M₁(n)·M₁ ^*(n+1) (12)

根据第一方法，将M(n)的主延迟量M₁(n)用作式(7)中使用的自适应均衡器延迟的参数。

其中，fs表示模拟/数字转换器（ADC）的采样频率，N表示抽头数。

在式(13)中，从抽头系数直接计算延迟量。因此，与使用抽头系数重心GH和GV的情况相比，可通过将式(13)中的自适应均衡器延迟用于式(7)来更准确地获得校正基准重心pGH和pGV。校正基准重心pGH和pGV相当于根据实施方式所使用的抽头系数重心的波动中心，但是可在不使用系数重心的情况下计算充当校正基准的重心。

根据此方法，如图15B所示，去除包括在自适应均衡器系数中的误差分量41，而不依赖于实际传输路径是近似还是偏离传输路径模型，并且可以反映准确的延迟量。

根据第二方法，如式(14)中所表示的，将M(n)的辅延迟量M₂(n)用作波长色散D(n)的参数，并且去除波长色散分量。

$\mathrm{\Δ\ω}=\frac{2\mathrm{\π}{f}_s}{N},\mathrm{\ω}\left(n\right)=n*\frac{2\mathrm{\π}{f}_s}{N}---\left(14\right)$

在这种情况下，自适应均衡器延迟由式(15)来表示。

根据此方法，与第一方法相比，可以更准确地获得校正基准重心。

如上所述，根据实施方式和修改示例，进行以符号为单位使全部抽头系数移位的校正，使得校正基准重心pGH和pGV（充当校正基准的重心值，它们是基于自适应均衡器的延迟量来计算的）与抽头中心之间的差被设置为最小。利用此配置，抽头系数的重心可移位至最佳位置，可使校正效果最大化。结果，DGD电阻提高，可抑制比特错误的增加。

需要指出的是，本公开不仅限于实施方式和修改示例。例如，也可由抽头系数校正单元33，而非符号同步监测单元28，来计算H偏振和V偏振之间的同步符号差。在这种情况下，符号同步监测单元28将H偏振和V偏振的符号同步时间通知给抽头系数校正单元33。另外，抽头系数的重心的计算方法不限于根据实施方式的上述方法，具有最高系数的抽头位置也可被设置为抽头系数重心。

Claims (15)

1.一种抽头系数校正方法，该方法包括以下步骤：

获得第一偏振与第二偏振之间的同步符号差，所述第二偏振与所述第一偏振正交；

获得所述第一偏振和所述第二偏振中的每一个在自适应均衡器中的延迟量；

在水平轴表示抽头编号，垂直轴表示抽头系数，并且绘图面积对半处的抽头编号或最近的抽头编号被设置为抽头系数的重心的情况下，基于所述同步符号差和所述延迟量来计算所述自适应均衡器中设置的所述抽头系数的校正基准重心；以及

执行使全部抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述校正基准重心最接近抽头中心。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，

根据针对所述第一偏振在所述自适应均衡器中设置的第一抽头系数的重心以及针对所述第二偏振在所述自适应均衡器中设置的第二抽头系数的重心求得所述延迟量，并且

其中，基于所述同步符号差和所述延迟量来计算所述第一抽头系数的重心的波动中心作为第一校正基准重心，并且计算所述第二抽头系数的重心的波动中心作为第二校正基准重心。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，

进行使全部所述第一抽头系数和全部所述第二抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述第一校正基准重心和所述第二校正基准重心最接近所述抽头中心。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，

通过对由针对所述第一偏振在所述自适应均衡器中设置的第一抽头系数和针对所述第二偏振在所述自适应均衡器中设置的第二抽头系数表示的行列式进行微分，来求得所述延迟量。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，

在将通过对所述行列式进行一次微分而求得的主延迟量设为参数的同时，求得所述延迟量。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，

在通过辅延迟量去除波长色散的同时，求得所述延迟量，所述辅延迟量是通过对所述行列式进行二次微分而求得的。

7.根据权利要求1至6中的任一项所述的方法，其中，

作为所述第一偏振的符号同步时间与所述第二偏振的符号同步时间之间的差而求得所述同步符号差。

8.根据权利要求1至7中的任一项所述的方法，其中，

在计算所述校正基准重心之前，从所述自适应均衡器读出所述抽头系数。

9.一种光接收器，该光接收器包括：

接收器，其被配置为接收光信号并输出电信号；

转换器，其被配置为将所述电信号转换为数字信号；

自适应均衡器，其被配置为自适应地对所述数字信号进行均衡；

监测器，其被配置为监测自适应均衡后的所述数字信号中包含的第一偏振的符号同步时间以及与所述第一偏振正交的第二偏振的符号同步时间；以及

抽头系数控制器，其连接到所述自适应均衡器和所述监测器，并被配置为控制所述自适应均衡器中设置的抽头系数，

其中，所述抽头系数控制器被配置为：

基于所述监测器的输出，来求得所述第一偏振与所述第二偏振之间的同步符号差，

求得所述第一偏振和所述第二偏振在所述自适应均衡器中的延迟量，

在水平轴表示抽头编号，垂直轴表示抽头系数，并且绘图面积对半处的抽头编号或最近的抽头编号被设置为抽头系数的重心的情况下，基于所述同步符号差和所述延迟量来计算所述自适应均衡器中设置的所述抽头系数的校正基准重心，并且

执行使全部所述抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述校正基准重心最接近抽头中心。

10.根据权利要求9所述的光接收器，其中，

所述自适应均衡器具有用于所述第一偏振的第一抽头系数和用于所述第二偏振的第二抽头系数，并且

其中，所述抽头系数控制器计算所述第一抽头系数的重心和所述第二抽头系数的重心，基于所述第一抽头系数的重心和所述第二抽头系数的重心以及所述同步符号差来计算所述第一抽头系数的重心的波动中心作为第一校正基准重心，并计算所述第二抽头系数的重心的波动中心作为第二校正基准重心。

11.根据权利要求10所述的光接收器，其中，

所述抽头系数控制器执行使全部所述第一抽头系数和全部所述第二抽头系数以符号为单位移位的校正，以使得所述第一校正基准重心和所述第二校正基准重心最接近所述抽头中心。

12.根据权利要求9所述的光接收器，其中，

所述自适应均衡器包括用于所述第一偏振的第一抽头系数和用于所述第二偏振的第二抽头系数，并且

其中，所述抽头系数控制器通过对由所述第一抽头系数和所述第二抽头系数表示的行列式进行微分来求得所述延迟量。

13.根据权利要求12所述的光接收器，其中，

在通过对所述行列式进行一次微分而求得的主延迟量被设为参数的同时，所述抽头系数控制器求得所述延迟量。

14.根据权利要求13所述的光接收器，其中，

在通过辅延迟量去除波长色散的同时，所述抽头系数控制器求得所述延迟量，所述辅延迟量是通过对所述行列式进行二次微分而求得的。

15.根据权利要求9至14中的任一项所述的光接收器，其中，

所述抽头系数控制器基于所述第一偏振的符号同步时间与所述第二偏振的符号同步时间之间的差来求得所述同步符号差。