CN1038731A

CN1038731A - 具有自适应阈值电平的二进制数据再生器

Info

Publication number: CN1038731A
Application number: CN89101057A
Authority: CN
Inventors: 伊夫斯·特伦布莱; 戴维·约翰·尼科尔森
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1988-02-12
Filing date: 1989-02-11
Publication date: 1990-01-10
Also published as: KR890013576A; US4823360A; EP0328266B1; KR920006280B1; CN1012927B; JPH0586096B2; EP0328266A2; DE68916053D1; JPH027745A; CA1279914C; DE68916053T2; EP0328266A3

Abstract

根据三个阈值电平(V+，Vopt，V-)，再生二进制数据信号(在线路28)，取其(Vopt)，且处于其它二个(V+，V-)之间，使它是产生再生输出信号(在线路32)的最佳电平。以二个控制循环用于产生其它二个阈值电平，以便用预定的误码率在(46Q，50Q)产生再生信号，该误差产生在用于二进制数据信号的二个分别的状态的二个控制循环上，从而维持最佳阈值电平而不管实际的信号衰减。该装置提供快速特性监视(26)，该监视也可用于调整其它参数，以便获得最佳性能。

Description

本发明涉及的数据再生器，特别与生成二进制数据信号的具有自适应阈值电平的数据再生器有关。

众所周知，在信号传输时，被传输的信号会由于噪声、符号间的干拢和失真等这样一些因素而衰减，这样的衰减量值能够用信号封闭图表示，它实际上是一幅信号幅度与时间关系的对照图。对于二进制数据信号，这样的图具有由信号衰减来确定量值的开或关的单一信号。对于最佳的再生信号，它需要对幅度判定或阈值电平有关的信号进行取样，并在信号封闭图的打开部分里适当选定一个时间位置。

数据信号的传输速率在逐步提高，并且需要速度更快、更灵敏的传输系统，这就导致了使用，例如光纤传输系统。这种系统的传输速度超过1Gb/S，使用的波长大约为1.3μm，并且使用雪崩光电二极管（APD）探测器。对于这样的系统，对于一个给定误码率（BER）的接收器的灵敏度（由此应提供给探测器所需要的光源），完全取决于被用作数据信号再生的阈值电平。例如，仅为8%的阈值电平的变化就能引起接收器灵敏度的变化达到约1db（由BER的10^-9确定）。

通常，二进制数据再生器被予定一个固定的阈值电平（也称做限制电平），以便在予先确定的信号功率电平处，提供最好的BER。通常在使用再生器时，同一情况不会经常发生，特别要考虑温度和老化的影响，所以，予定阈值电平不是最合适的。因为，传输系统必须使用较高的信号功率电平，还需要配置闭路中继装置。

在Harman U.S专利中说明了一个已知的数据再生器的例子（它也提供特性监视器），该专利于1978年6月27日公开，美国专利号为4，097，697，发明名称为“数字信号特征监视器（Digital Signal performance Monitor）”，并且被授权于北方电信有限公司。在该已知的装置中，第一个由恢复时钟信号计时控制的差动放大器，通过把引入的二进制数据信号与固定的限制电平或阈值电平相比较，来再生数据信号。第二个相似的时钟控制的差动放大器把引入的二进制数据信号与偏移限制电平相比较，产生纠错再生信号。这两个再生信号被比较，比较结果通过积分和控制电路反馈，确定偏移值。偏移量就是引入信号的衰减的度量。

本发明的目的是要提供一种改进的数据再生器。

本发明提供的再生器由下例内容组成：根据第一、第二和第三阈值电平再生的数据信号，分别产生第一、第二和第三再生信号;按照在第一和第二再生信号之间的差值控制第一个阈值电平;按照在第二和第三再生信号之间的差值控制第三个阈值电平;第二个阈值电平的确定是通过对第一和第三阈值电平的反应而产生的。

便利地控制第一和第三阈值电平的方法包括：分别用相对于第二再生信号的予先确定的误码率，保持第一和第三再生信号。

本发明中的再生器的显著优点是：它简化指示装置，对阈值电平的差异敏感，提供特性指示。再生器也可以包括修改再生取样时间的方法，使得在第一和第三阈值电平之间的差异最大，从而使得采用的再生取样时间与再生阈值电平一致。

本发明进一步提供一种再生二进制数据信号的方法，它由下列步骤组成：把数据信号与第一、第二和第三阈值电平比较，分别提供第一、第二和第三再生信号;把第一再生信号与第二再生信号相比较，并按照比较结果，控制第一阈值电平，保持予先确定的第一个再生信号相对于第二再生信号的误码率;把第三再生信号与第二再生信号相比较，并按照比较结果，控制第三阈值电平，保持予先确定的第三再生信号相对于第二再生信号的误码率;产生第二阈值电平，使得它位于第一和第三阈值电平之间。

该方法可以进一步包括用阈值电平修改数据信号的比较时间的步骤，使得第一和第三阈值电平之间的差最大。

最好是用予先确定的第一和第三阈值电平的比率来产生第二阈值电平。

从下面关于附图的说明，将会更进一步理解本发明：

附图1是说明二进制数据再生器的方框图，它与本发明的具体装置相一致。

附图2a、2b和2c表示信号封闭图，它说明再生器的操作。

附图3是电路图，它说明附图1的二进制数据再生器的一种形式。

附图4是与二进制数据再生器一起工作的光纤信号接收器的方框图，它与本发明的具体装置相一致。

参考附图1，与本发明的具体装置相一致的二进制数据再生器由下列内容组成：三个两级的A-D（analog-to-digital）转换器10、12和14，三个重新定时电路16、18和20，二个纠错计数电路22和24，以及一个特性监视器26。

通过数据输入线路28，把引入的将要被再生的二进制数据信号提供给转换器10、12和14的每一个的非反相（+）输入，关于与那些相对的反相（-）输入或阈值电平V+、Vopt和V-分别由特性监视器提供。转换器10、12和14的数字输出信号分别由重新定时电路16、18和20重新定时，并按照二进制数据信号的频率，由线路30上的恢复时钟信号计时。

再生二进制数据输出信号是由重新定时电路18产生的，并且被提供给输出数据线路32以及作为纠错计算电路22和24的每一个的输入。在重新定时电路16输出端的纠错再生数据被提供给另一个纠错计数电路22的输入，并且，在重新定时电路20输出端的纠错再生数据被提供给另一个纠错计数电路24的输入。纠错计数电路22和24的输出被连接于特性监视器26，以控制阈值电平V+、Vopt和V-（下面将详细描述）。

参考附图2a、2b和2c的信号封闭图，附图1的数据再生器的操作如下所述。附图2a、2b和2c的每一个表示信号封闭图，用垂直线代表时钟取样时间，时钟取样时间对应于在线路30上的时钟信号的计时，而水平线代表阈值电平V+、Vopt和V-。附图2a表示在电压V+和V-之间具有相对大的差异的相对打开的信号，附图2b表示在电压V+和V-之间具有后继的较小差异的相对关闭的信号，它指示出相对减少的引入的二进制数据信号，而附图2c表示不对称的信号。

在重新计时电路16处的输出数据与输出线路32上的数据相比较中，产生的予先确定的误码率为数据信号的二进制值1时的电压，在这样的电压时，特性监视器26产生阈值电平V+，并从而由纠错检测电路22检测到。同样地，在重新计时电路20处的输出数据与输出线路32上的数据相比较中，产生的予先确定的误码率为数据信号的二进制值0时的电压，在这样的电压时，特性监视器26产生阈值电平V-，并从而由纠错检测电路24检测到。予先定义的误码率通常是相同的，例如，每个大约是10^-6。

此外，按照予先确定的比率，在阈值电平V+和V-之间，特性监视器26产生阈值电平Vopt，使得该阈值电平具有最佳值。例如，特性监视器26可以产生这样一个阈值电平，使得：Vopt＝V-+K（V+-V-），这里K是一个为获得最佳阈值电平Vopt而选取的正的系数。作为一般情况，二进制1的纠错密度大于二进制0的纠错密度，K的值通常小于0.5;例如，K可以在0.3到0.5之间。

如由前面的说明所了解的，阈值电平Vopt被最佳地确定，它是根据对应于予先确定的误码率的阈值电平V+和V-，以适当的方式确定的，而不管引入的二进制数据信号被衰减的特殊性质和量值。因此，现有技术中的手工予置阈值电平的方法被避免，并且，不管由于接收信号的功率、温度、老化等等所引起的信号变化，数据再生器自动地自我调整到提供最佳的数据信号再生。

附图1的数据再生器能够以各种方式执行，尤其是使用模拟和/或数字技术。附图3更进一步详细说明数据再生器的执行过程。

参考附图3，附图1的A-D转换器10、12和14是由比较电路组成的一位A-D转换器，而比较电路分别由差动放大器40、42和44构成，来自线路28的数据信号提供给非反相输入，而阈值电平V+、Vopt和V-分别提供给反相输入。附图1的重新定时电路16、18和20分别由D-型触发器46、48、和50所组成，分别来自放大器40、42和44的输出，提供给数据输入D，在线路30上的恢复时钟信号提供给时钟输入C。

在触发器48的Q输出端产生再生的二进制数据输出信号，并且被提供给输出数据线路32以及二个异或门52和54的每一个的输入端，其第二个输入分别被连接于触发器46和50的Q输出端。无论何时，分别在触发器46或者50的输出端的再生数据就是与线路32上的再生数据相比较的差，由此，门52或者54依次产生逻辑1输出。门52、置位-复位触发器56、组成串行寄存器60的差动积分电路、差动放大器64，以及反馈电容器68一起构成纠错计数电路22。同样，门54、置位-复位触发器58、组成串行寄存器62的差动积分电路、差动放大器66以及反馈电容器70一起构成纠错计数电路24。

门52或者54的输出分别被连接于触发器56或者58的置位输入S，而复位脉冲流通过线路72被提供给触发器56和58每一个的复位输入R。复位脉冲流是恒定的脉冲流。它的频率一般比时钟信号的频率低很多，并且还可以是同步的或异步的，并以固定的速率对触发器56和58进行复位。例如，对于1Gb/S或者更大数量级的数据速率，复位脉冲流可以是通常的100Hz到10KHz范围频率的脉冲，再多可能到50MHz左右，该例就具有大约为1%的小的脉冲占空比。因此，触发器56和58所起的作用如同脉冲延展器，把短的和临时的逻辑1，在它们置位输入时，转换成较长延续时间的脉冲，用于其后的电路积分。

由此，触发器56根据在触发器46输出端的数据的差而被置位，并且被复位脉冲流复位，从而在它的输出端Q以复位脉冲的频率产生脉冲流，其平均的脉冲占空比取决于数据的误码率。由元件60、64和68组成的差动积分电路，在它的输出端产生用于差动放大器的反相输入的电压V+，该V+电压是相对于固定直流基准电压Vref+积分这一脉冲流而得到的，Vref+是提供给差动放大器64的非反相输入。

同样，触发器58根据在触发器50输出端的数据的差而被置位，并且被复位脉冲流复位，从而，在它的反相输出端-Q以复位脉冲的频率，产生脉冲流，其平均的脉冲占空比取决于数据的误码率。由元件62、66和70组成的差动积分电路，在它的输出端产生用于差动放大器44的反相输入的电压V-，该V-电压是相对于固定直流基准电压Vref-积分这一脉冲流得到的，Vref-是提供给差动放大器66的非反相输入。

复位脉冲流的频率和基准电压Vref+和Vref-可以选择，以便在触发器46和50的输出端的数据误码率有予先确定的值，例如，如前面所述，每一个大约是10^-6。

在这种情况下，阈值电平V+和V-由纠错计数电路直接产生，并且被提供给特性监视器26。这些阈值电平电压提供给特性监视器中的由电阻器组74和76组成的分压器，并在它的抽头处产生最佳的阈值电平Vopt，如附图3所示。电阻器74和76的电阻根据所需的K值选取。

在电压V+和V-之间的电压差是该引入的二进制数据信号的性能的度量，并且能够被特性监视器26利用，以便提供特性监视。对给定性能的引入的二进制数据信号，这一电压差也是精确的，并被迅速提供和修改，通过数据再生器以及相结合的电路，指示数据再生的性能。

相应地，参考在附图2a、2b和2c中的IQ，这一电压差能够被直接用作性能或特性的度量。此外，由于这一参数被修改的速度，这一参数IQ能够被灵活地用于允许继续调整电路，以便达到可能的最好的操作效果，即在任何特殊情况下达到最大的IQ。参考附图4，这将在下面进一步说明。

附图4表示一个光纤信号接收器，它包括数据再生器（参考78），以及特性监视器26（如前所述）。另外，该接收器含有：引入光纤80、APD探测器82，以及相结合的电源84、信号予放大器86、主信号放大器88、补偿器90、AGC（automatic gain control）电路92，以及时钟恢复电路94。在这样一个接收器中，以数量级为Mb/S到几个Gb/S波特率的二进制数据调制的光信号被探测器82探测到，其结果信号在由电路94中的时钟恢复支配之前，由单元86、88和90放大和补偿，如前所述，并在数据再生器78中再生。AGC电路响应于补偿信号，以便控制主放大器88的增益，并有选择地（如在虚线96表示的）也控制APD电源84。电路94在线路30上产生时钟信号，再生器在线路32上产生再生的数据，而特性监视器26根据参数IQ，在输出线98上产生特性输出信号。AGC电路92对提供给再生器的数据信号保持恒定的峰-峰值幅度，以便根据该信号幅度使参数IQ标准化。

另外，在附图4的接收器中，控制线路100、102和104分别从特性监视器26到APD探测器82（另外，这条线可以表示为通到电源84），用来控制APD的偏压;到补偿器器90，来控制频带宽度;到时钟恢复电路94，实现时钟信号的相位控制。这些参数的每一个（这些参数影响信号封闭图或误码率，并因此而影响参数Q）能由特性监视器26控制，在这种情况下也作为特性优化器。其它的也影响信号封闭图或误码率的参数可以用相似的方式控制。例如，予放大器86、主放大器88、和/或AGC电路92的性能可以类似地加以控制，并且，特性监视器26也可以被调整为控制在上面讨论过的K值。

在这种情况下，特性监视器26包含一台以闭路循环操作的微处理器，依次独立地和顺序地调整每一个控制参数，以获得最大值IQ。这一操作可以连续产生，或者它也可以被调整成仅当参数IQ下降到予先确定的电平以下时才产生。

独立地对每一个控制的参数，分别通过线路100、102或104，在特性监视器26中的微处理器改变每一个方向的参数，并由此监视IQ的值，最后设置成能给出最大IQ值的参数值。为依次调整后面的控制参数，须重复这些步骤。

借助于实例，可以看到，时钟恢复电路94可以含有一个电压控制的振荡器以及已知形式的PLL（phase locked loop）。在这样的电路中，PLL包含一个通常应用的基准电压（例如接地电压）作为一个输入的相位比较电路。特性监视器26在规定的范围内，通过控制线路104能够被容易地调整，改变这一基准电压，从而改变在线路30上时钟信号的相位。这一相位偏移对应于附图2a、2b和2c中的垂直线的左边或右边的偏移。

其它的控制参数可以按相似的方式改变。另外，特性监视器26可以被调整，设置所有的控制参数到予先确定的缺席值，用以初始启动，检验和其它目的。

上面已经说明了数据再生器，参考附图3，在一个用作纠错计数电路的使用差动积分电路的模拟形式中，并不一定是这种情况。代替说明过的差动积分电路，特别地使用较高频率的复位脉冲流，数字计数器可以被用于计算来自触发器56和58的输出脉冲，结果的计数被提供给特性监视器26，并且被用于确定阈值电平V+、Vopt和V-，以及其中的参数IQ。

另外，代之以如图3中所示的分别的异或门52或54，以及触发器56或58，带有用触发器48的输出、触发器46或50的各自的输出，和复位脉冲流供给的门输入的位置-复位触发器可以提供相同的功能。这样的触发器的门输入被简化成只需要控制三个状态，例如，触发器46和48的Q输出为二个0、二个1、或分别为1和0，但是它们不能够分别是0和1。

此外，比较器40、42或44，以及触发器46、48或50，分别能够被组合成一个单独的时钟比较器电路。

可以对前面说明的本发明的具体装置进行许多其它的修改、变化和修正，但这都不会超出本发明在权利要求中限定的范围。

Claims

1、一种再生器，包括：

根据第一、第二和第三阈值电平分别产生第一、第二和第三再生信号的再生数据信号的装置；

根据在第一和第二再生信号之间的差来控制第一阈值电平的装置；

根据在第二和第三再生信号之间的差来控制第三阈值电平的装置；

确定第二个阈值电平的装置，该装置是对第一和第三阈值电平作出响应，以便产生第二阈值电平。

2、根据权利要求1所述的再生器，其中，控制第一和第三阈值电平的装置包括，分别用相对于第二再生信号的予先确定的误码率，保持第一和第三再生信号的装置。

3、根据权利要求1或2所述的再生器，其中，确定第二阈值电平的装置包括，用予先确定的第一和第三阈值电平的比率，产生第二阈值电平的装置。

4、根据权利要求1、2或3中所述的再生器，包括对阈值电平之间的差作出响应的指示装置。

5、根据权利要求1到4的任何一个中所述的再生器，包括修改再生的取样时间，使得在第一和第三阈值电平之间的差最大。

6、根据权利要求1到5的任何一个中所述的再生器，其中控制第一阈值电平的装置包括，根据在第一和第二再生信号之间的差，来积分一种信号，以便产生第一阈值电平;而控制第三阈值电平的装置包括，根据在第二和第三再生信号之间的差，来积分一种信号，以便产生第三阈值电平的装置。

7、根据权利要求6中所述的再生器，其中控制第一阈值电平的装置还包括，用于选通在一起的第一和第二再生信号的装置;而控制第三阈值电平的装置还包括，用于选通在一起的第二和第三再生信号的装置。

8、一种再生二进制数据信号的方法包括下列步骤：

把数据信号与第一、第二和第三阈值电平相比较，分别产生第一、第二和第三再生信号;

把第一再生信号与第二再生信号相比较，按照比较结果，控制第一阈值电平，保持予先确定的第一个再生信号相对于第二再生信号的误码率;

把第三再生信号与第二再生信号相比较，按照比较结果，控制第三阈值电平，保持予先确定的第三再生信号相对于第二再生信号的误码率;

产生第二阈值电平，使得它位于第一和第三阈值电平之间。

9、根据权利要求8所述的方法，包括用阈值电平修改数据信号的比较时间的步骤，使得第一和第三阈值电平之间的差最大。

10、根据权利要求8或9的方法，其中，用予先确定的第一和第三阈值电平的比率来产生第二阈值电平。