CN101132238A - 具有q监控器的数字信号接收机 - Google Patents

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Abstract

一种用于高比特率数字信号的数字信号接收机，其具有串行信号输入(20，20′)和N个并行数字信号输出(26)，其中N＞1。该接收机包括至少N+1个数字采样信道(31－35)、用于对所述采样信道(31－35)中的至少两个信道的输出信号进行比较的Q监控器(37，38)、以及用于可控地将所述采样信道(31－35)中的N个信道连接到所述输出端(26)并将所述采样信道(31－35)中的至少两个信道连接到所述Q监控器(37，38)的交换架构(36)。这就使得可以使用采样信道中的N个信道来提供N个输出信号，而同时Q监控器可以使用至少一个其余的采样信道来扫描眼图。

Description

具有Q监控器的数字信号接收机
技术领域
本发明涉及电信领域，并且更特别地涉及一种具有Q监控器的数字信号接收机，它能够用于在很高比特率下操作的光传输网络中。
背景技术
通过引用的方式包含于此的ITU推荐ITU-T O.201描述了Q因子测量设备，一般也称为Q监控器。Q监控器是一种用于高速光信号性能监控的功能强大的电路，也是用于在基于EDC(电子色散补偿)的接收机中自适应调节判决门限、判决相位和如放大增益或均衡器设置之类的其他参数的传感器。
在图1中示出的从ITU-T O.201中获得的基本Q监控器电路，使用两个判决信道，其中一个信道工作于最佳采样点(再生的输入信号)，而另一个信道在幅度/相位的维度上扫描输入信号。针对不同的监控器门限和相位来比较(EXOR，异或)和整合(差错计数器)两个判决信道的输出。这样就得到一维或二维的眼图轮廓。如果使用算法来从这一测量得到最佳判决门限和相位，接收机就工作在它的最佳采样点并且还为了性能监控的目的而计算Q因子。
Q因子测量是一种用于光信道特征描述的现有方法。特别地，在低比特差错率下，该方法具有比需要在从统计学上说重要的时间段内计算比特差错的传统BER测量耗费的时间更少的优势。Q因子定义为数字信号接收机的判决电路的(电)信噪比。
在通过引用的方式包含于此的EP 0 923 204 A2中也描述了Q监控器。同样通过引用的方式包含于此的EP 1 445 879 A1以可以交替地工作于监控器和数据处理模式下的两个判决信道的方式修改了基本的Q监控器概念。在两个判决信道之后的交叉交换为数据和监控器路径选择合适的判决信道。这样就能够有效地补偿电路中所有的相位和幅度偏移。
但是，现有的Q监控器不是很适合远大于10Gbit/s的最高比特率应用。此外，对于最高比特率信号的进一步处理(也就是开销处理、FEC等)，典型地将这样的信号转换成并行格式。
因此，本发明的一个目的是提供一种具有Q监控器的数字信号接收机，其适合于优选地在40Gbit/s及以上的最高比特率应用。
发明内容
这些目的以及以下将要提到的其它目的通过一种用于高比特率数字信号的数字信号接收机来实现，该数字信号接收机具有串行信号输入和N个并行数字信号输出，其中N＞1。该接收机包括至少N+1个数字采样信道、用于对所述采样信道中的至少两个信道的输出信号进行比较的Q监控器、以及用于可控地将所述采样信道中的N个信道连接到所述输出端并将所述采样信道中的至少两个信道连接到所述Q监控器的交换架构。
通过这种设计，可以使用N个采样信道来提供N个输出信号，而同时Q监控器使用至少一个其余的采样信道来扫描眼图。通过在不同的测量轮次(measurement run)中使用不同的采样信道来生成输出信号和扫描眼图，可以一个接一个地扫描所有采样信道并且可以优化诸如判决相位和/或门限值之类的操作参数。交换架构、采样信道和Q监控器可以由微控制器控制，该微控制器可以在接收机内部或外部。
与现有的实现相比，由于相同级别的性能需要更少的附加硬件，本发明更适合40Gbps和其他高比特率的应用，这样就提高了灵敏度，减小了功耗和在硅上所占用的区域。
由于只需要填充有限数量的交叉点，所以Z字形或轮循(round-robin)调度减小了在判决信道之后的交换矩阵的复杂性/大小。
附图说明
现在将参考附图来描述本发明的优选实施例，其中：
图1示出了现有技术的具有Q监控器的判决电路；
图2示出了具有Q监控器的由处理器控制的接收机；
图3a示出了根据本发明的具有Q监控器的接收机；
图3b示出了具有备选时钟生成器的图3a的接收机；
图4示出了具有优化的判决点的眼图；以及
图5示出了本发明的优选实施例中所使用的Z字形调度规则。
具体实施方式
图1示出了如上所述的已知的判决电路。将所接收的经O/E转换的模拟输入信号10馈送到两个判决电路11和12，这两个电路都由恢复时钟信号16提供时钟。由EXOR门13对两个判决电路11、12的输出进行比较，将EXOR门13的输出馈送到差错计数器14。计数值表示伪差错并且被由软件驱动的控制单元15用来调节判决门12的门限。
这种方法适合于上至10Gbit/s的中等比特率。更高比特率典型地需要并行处理。
图2示出了具有可变增益放大器(VGA)21、均衡器(EQ)22、时钟恢复电路23、Q监控器与解复用电路的组合24和微控制器25的接收机。应当注意，微控制器25也可以在接收机外部并能够例如在网络节点中控制更多接收机。
所接收的经O/E转换的数据信号20首先由放大器21放大并被馈送到均衡器22，该均衡器补偿由于光域中的色散效应而导致的信号失真。均衡器22可以实现为例如线性均衡器、判决反馈均衡器或横向滤波器。将均衡信号分支到时钟恢复电路23和Q监控器与解复用电路24。时钟恢复23将恢复的时钟信号发送到Q监控器与解复用电路24，该Q监控器与解复用电路24输出伪差错信号27和并行格式的恢复信号26，该伪差错信号27由微控制器25读取。作为对伪差错信号27的响应，微控制器确定Q监控器与解复用电路24的相位和/或门限的调节参数28。另外，微控制器优选地也能够生成用于均衡器22和放大器21的调节参数28’、28”。
图2中的Q监控器与解复用电路24和时钟恢复23在图3a中更详细地示出。将来自于图2中的可选均衡器22的接收信号20’分支到Q监控器与解复用电路24和时钟恢复23。电路24包括五个采样信道(SC0到SC4)31到35，其并行地接收信号输入20’、交换矩阵36、EXOR电路37、差错计数器38、在信号输出26处的可选D触发器40和附加时钟输出的可选的1:16分频器。
标注为SC0到SC4的五个采样信道31-35是具有可调节相位和门限值的判决门。每个采样信道包括采样器、门限/偏移补偿和移相器。移相器具有低于0.5每秒每步长的高精确度并使得可以相对于43Gbit/s时钟进行全4UI相移。每个采样信道使得可以具有覆盖模拟输入信号的整个范围的门限范围。实际有用的值是±250mV。
在优选实施例中，使用简单的向量相加的方法来实现采样信道31-35的移相器：时钟信号具有正弦波的形式。将时钟信号的分别相互移相90°的四个副本组合成加权和。这一加权和的结果又是一个时钟信号，但是具有依赖于所使用的加权因子的相移。通过简单地调节移相器中的加权因子，可以创建任意期望的相移时钟。
应当注意，如果允许加权因子是负数，作为对输入时钟的四个相互移相的副本的替代，在0°和90°的两个副本也可以起作用。
通过交换矩阵36，每个采样信道可以交替地连接到EXOR门37和四个并行输出端26中的一个输出端。交换矩阵36由微控制器25以采样信道31-35根据预定调度以交替顺序连接到四个输出端26和EXOR门37的方式来控制。
依赖于所使用的调度，交换矩阵36的所有交叉点不一定要填充有交换单元。在优选实施例中，使用了图5所示出的Z字形调度。因此，交换矩阵如图3a所示地填充。特别地，交换矩阵具有以下交换单元：
-用于将采样信道31，33或35连通到EXOR门37的第一输入的三个交换单元，
-用于将采样信道32或34连通到EXOR门37的第二输入的两个交换单元，
-用于将采样信道31或32连通到第一输出端的两个交换单元，
-用于将采样信道32或33连通到第二输出端的两个交换单元，
-用于将采样信道33或34连通到第三输出端的两个交换单元，以及
-用于将采样信道34或35交换到第四输出端的两个交换单元。
在通过引用的方式包含于此的EP 1445863中描述了可用于在交换矩阵中带来益处的基本交换单元。
每个判决门都接收同一信号输入20’。但是，应当清楚，五个判决门不是全部同时操作而是各自移位与输入信号的一个比特对应的时间量。为了完成这一点，采样信道由作为信号20’的数据速率的1/4的激励时钟提供时钟并工作在激励时钟的不同相位值。时钟移位优选地通过在每个判决门中设置适当的相位值来实现。例如，每次通过交换矩阵36连接到输出端的四个采样信道可以分别具有0°、90°、180°和270°的相位值。在具有N个输出端的一般情况下，各采样信道的相位相互移相的值将是2π/N。
作为替代，采样信道31-35可以结合在时间上相互移位的不同时钟信号而工作。它们也可以结合与输入信号的比特率对应的时钟信号而工作。在后一种情况下，例如通过计数器来实现的时钟分频器可以分别连接在采样信道的时钟输入之前。
根据本发明的原理，可以同时使用第五采样信道来扫描另一个采样信道的眼图。这将在下面参考图5更详细地说明。
在优选实施例中，数据速率是针对OTU-3而定义的速率，也就是43Gbit/s。因此，激励时钟是10.75GHz。
作为本发明的可选改进，可以在输出端26提供D(“延迟”)触发器(DFF)40。当时钟选通时，DFF将它的输入传送到输出。因此，数据输出在它到达输入处之后的一个时钟循环时被送到输出。DFF 40由激励时钟信号26’提供时钟，所以所有的四个并行输出端26以相同的时钟相位传送它们各自的输出信号。
在时钟输出端进一步地提供时钟信号26’。另外，作为激励时钟的1/16的较低速率的时钟信号来自时钟分频器39并在各自的低速时钟输出端被提供以支持接收机中的附加功能(没有示出)，这超出了本发明的范围。
EXOR门37的输出被馈送到差错计数器38并被计算为伪差错。微控制器25可以在预定的间隔读出并重新设置差错计数器38，并使用差错计数来根据调节算法调节采样信道31-35的相位和/或门限参数。
用以根据差错率来确定调节参数的各种算法同样是已知的并且可以由本领域普通技术人员在无需过多实验的情况下实现。一般原理是调节各自的参数，诸如判决相位和门限、均衡器参数或放大率，使得差错率最小化。例如，在通过引用的方式包含于此的C.Haslach的题目为“Method and Apparatus for Controlling the Decision Point of a Receiver forDigital Communication Signals”的未公开的欧洲专利申请05292228中描述了使得可以设置初始相位和门限值的算法。
图4中示出了接收机中对判决点的精确控制的重要性，其示出了在通过色散光纤链路之后接收信号的眼图。由于色散，相邻的比特值重叠，因此如果没有精确地设置判决点就会导致错误的判决。特别地，眼图1和3是“错误”的眼图，而由判决相位DPH和判决门限DTH限定的最佳判决点位于右边的眼图2的中间。
回到图3a，时钟恢复23的功能是生成并为解复用器和Q监控器电路24提供恢复的时钟。它基本上包括锁相环，该锁相环包括相位检测器43、低通滤波器44和压控振荡器(VCO)42。
VCO 42递送21.5GHz的时钟信号。相位检测器43检测所接收的数据脉冲与来自VCO 42的时钟信号之间的相位偏移并提供对应的调节电压，该调节电压在经过低通滤波后施加于VCO 42的控制端。分频器46将VCO 42的输出时钟信号除以2并将4个分别在0°、90°、180°和270°的10.75GHz的时钟信号作为激励时钟提供给电路24。
正如已经说明的，采样信道31-35中的移相器通过简单的向量相加根据这些相互移相的时钟创建正确移相的时钟信号。可以通过调节所使用的加权因子来调节相移。
作为替代，VCO 42和相位检测器43可以工作在1:4的时钟分频器所沿循的43GHz的全速率下，以生成0°、90°、180°和270°的时钟。
图3b示出了时钟恢复23的另一个实施例。在这一实施例中，时钟恢复基于四分之一速率(例如10.75GHz)的正交VCO(QVCO)45，该QVCO 45生成四个具有0°、90°、180°和270°相位关系的时钟。EXOR门41用于根据QVCO 45的0°和90°时钟输出为在图3a中工作在半速率模式下的相位检测器43生成21.5GHz的时钟。
基于四分之一速率QVCO 25的备选时钟恢复是用四分之一速率(例如10.75GHz)的时钟来操作相位检测器43。
图5的表格中示出了五个采样信道31-35的交替操作的示例。表格的每行与Q监控器的测量轮次对应。这样的眼图测量是用传统的Q监控器来执行的，也就是，通过在测量轮次期间改变第五采样信道的相位和/或门限值并对每个相位/门限配置的伪差错进行计数来执行。
依赖于控制算法所需要的Q因子测量的精确度，一次测量的合理时间在1μs和100μs之间。测量次数需要适应于输入信号的噪声分布。
前四列表明哪一个采样信道通过交换矩阵36连接到四个并行输出端26中的哪一个。五个采样信道标识为SC0、SC1、SC2、SC3和SC4，并行输出端标识为DS0、DS1、DS2和DS3。第五列表示在该测量轮次期间哪些采样信道通过EXOR门37被馈送到差错计数器38。最后一列表示五个采样信道31-35中的哪一个信道在该测量轮次期间被优化。这始终是如下采样信道，该采样信道未连接到一个输出端且在测量轮次期间改变相位和门限值以扫描它的眼图。
因此，例如在第1行中，SC0连接到DS0，SC1连接到DS2，SC2连接到DS3，并且SC4连接到DS3。EXOR 37同时接收采样信道SC1和SC2的输出，该输出不被用作由微控制器25扫描并优化的活动的输出。
如可以从图5观察到的，只有一个输出信号的分配在一个测量轮次与下一个测量轮次之间会改变。这一个输出信号显示为灰色阴影。例如，从第1行到第2行，只有分配给输出端DS2的采样信道从SC1改变到SC2，而现在在下一个测量轮次期间优化SC1。
在图5中，这产生Z字形图案，所以这种操作模式称为Z字形调度。应当清楚，同样可以使用诸如轮循等其他调度，这依赖于交换矩阵36是怎样设计的。
所描述的接收机的一个特别的优势是，它可以通过一次只使用一个采样信道用于数据输出而针对10Gbit/s操作也能无需任何修改地用在HF路径中。
应当清楚，本发明并不限于四比特宽的并行数据输出，而是可以用类似的方式等同地实现任意其他合适的并行格式。例如，当所示出的四比特宽的输出提供半位元组(半字节)时，两比特并行输出将提供“炸弹(crump)”(2比特)并且八比特宽的输出将针对每个时钟循环发送整个字节。
还应当清楚，对于N比特宽的输出信号，可以提供多于N+1个采样信道。在这种情况下，可以并行测量若干眼图。因此，例如对于8比特宽的输出信号，可以提供10个采样信道使得8个采样信道用于生成并行输出信号而两个采样信道用于Q监控器测量。

Claims (11)

1.一种用于高比特率数字信号的数字信号接收机，包括串行信号输入(20，20′)和N个并行数字信号输出(26)，其中N＞1，所述接收机进一步包括：
至少N+1个数字采样信道(31-35)；
用于对所述采样信道(31-35)中的至少两个信道的输出信号进行比较的Q监控器电路；以及
用于可控地将所述采样信道(31-35)中的N个信道连接到所述输出端(26)并将所述采样信道(31-35)中的至少两个信道连接到所述Q监控器(37，38)的交换架构(36)。
2.根据权利要求1所述的信号接收机，其中所述Q监控器包括EXOR门(37)和差错计数器(38)。
3.根据权利要求1所述的信号接收机，包括连接在所述交换架构(36)和所述输出端(26)之间的D触发器(40)。
4.根据权利要求1所述的信号接收机，进一步包括微控制器，所述微控制器用于配置所述交换架构，读出所述Q监控器的伪差错计数值，以及为通过所述交换架构(36)连接到所述Q监控器上的所述采样信道(31-35)中的至少一个信道确定至少一个优化参数。
5.根据权利要求4所述的信号接收机，进一步包括可变增益放大器(21)和/或电均衡器(22)，其中所述微控制器(25)适合于依赖于由所述Q监控器传送的伪差错计数值来调节所述可变增益放大器(21)和/或电均衡器(22)的至少一个操作参数。
6.根据权利要求1所述的信号接收机，其中所述采样信道都具有同样的设计，包括采样器、门限/偏移补偿(TH)以及移相器(PS)。
7.根据权利要求1所述的信号接收机，进一步包括用于根据所述输入信号生成恢复的时钟信号的时钟恢复电路(23)。
8.根据权利要求7所述的信号接收机，其中所述恢复的时钟信号的时钟频率是所述输入信号的比特率的1/N。
9.根据权利要求7所述的信号接收机，包括微控制器(25)，所述微控制器(25)适合于在所述通过所述交换架构(36)连接到所述输出端(26)的N个采样信道(31-35)中调节移相器(PS)，使得它们具有相互移相2π/N的相位值。
10.根据权利要求9所述的信号接收机，其中所述移相器(PS)从所述时钟恢复电路(23)接收所述时钟信号的相互移相90°的至少两个副本，其中所述移相器(PS)适合于创建相移时钟信号作为所述至少两个副本的加权和，其中所述微控制器(25)适合于通过调节所述移相器(PS)的加权因子来调节所述移相器(PS)。
11.一种对高比特率数字信号进行再生并将它转换成N比特宽的并行输出信号的方法，其中N＞1，所述方法包括以下步骤：
提供至少N+1个采样信道(31-35)；
将所述采样信道(31-35)中的N个信道连接到并行信号输出(26)；
将所述采样信道(31-35)中的两个信道，包括至少一个其余信道连接到Q监控器(37，38)；
使用所述Q监控器(37，38)，通过改变至少一个其余采样信道的相位和/或门限值，来测量所述至少一个其余采样信道的一维或二维眼图；以及
重复所述使用不同采样信道(31-35)分配的步骤，直到已经测量了所有采样信道的眼图。
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