CN103795283B - 逆变器装置的积蓄电力放电电路 - Google Patents

逆变器装置的积蓄电力放电电路 Download PDF

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Abstract

本发明的实施方式涉及逆变器装置的积蓄电力放电电路。提供一种逆变器装置的积蓄电力放电电路，在采用将多个主电路电容器串联连接的结构时，能够减少通常动作时的放电导致的损失并保持多个主电路电容器的电压平衡，并且在电源切断时能够使主电路电容器的积蓄电荷急速放电。积蓄电力放电电路具备：多个主电路电容器，在主端子间串联连接而积蓄电力；串联电阻，在通常动作时与多个主电路电容器并联连接；电压稳定化电路，在通常动作时根据串联电阻的分压电压使上述多个主电路电容器各自的端子间电压稳定化；和控制开关，具备控制输入，在电源切断时断开串联电阻的通电电流，使由电压稳定化电路实现的多个主电路电容器的电压稳定状态破坏。

Description

逆变器装置的积蓄电力放电电路
技术领域
本申请以日本专利申请2012-240375(申请日：2012年10月31日)为基础，享有该申请的优先权。本申请通过引用上述申请而包括该申请的全部内容。
本发明的实施方式涉及逆变器装置的积蓄电力放电电路。
背景技术
逆变器装置使交流电源整流、平滑化而生成直流电压，将该直流电压供给到逆变器主电路来驱动逆变器主电路。在此，作为用于使直流电压平滑的主电路电容器，使用铝电解电容器等大容量电容器。由于即使是在切断电源的情况下直流电力仍积蓄到主电路电容器，因此若在主电路电容器积蓄有直流电力的状态下接触逆变器装置，就存在着触电的危险。
为了使主电路电容器的积蓄电力放电，采用与主电路电容器并联连接放电用的电阻并缩短电源切断时的放电时间的方法。然而，在该方法中，由于在电源供给时也在放电，因此需要增大电阻值以减少接通电源后的通常动作时的放电，存在着无法缩短电源切断时的放电时间的问题。而且，虽然减小电阻值的话能够缩短放电时间，但是在通常动作时会增加不必要的损失。
例如，在将多个电容器串联连接起来用作主电路电容器的情况下，为了实现该多个主电路电容器的施加电压的均衡，有时要与各主电路电容器并联连接平衡电阻。即使考虑将平衡电阻兼用作放电电阻，由于放电电阻处于一直与主电路电容器连接的状态不变，因此在通常动作时会产生不必要的损失。
发明内容
本发明要解决的课题在于提供一种逆变器装置的积蓄电力放电电路，在采用将多个主电路电容器串联连接的结构时，能够减少通常动作时的因放电导致的损失并保持多个主电路电容器的电压平衡，同时在电源切断时能够使主电路电容器的积蓄电荷急速放电。
一个实施方式的逆变器装置的积蓄电力放电电路具备下面的构成要素。具备在通常动作时与多个主电路电容器并联连接的串联电阻。而且，具备电压稳定化电路，上述电压稳定化电路在通常动作时根据串联电阻的分压电压使多个主电路电容器各自的端子间电压稳定化。而且，具备控制开关，上述控制开关具备控制输入，在电源切断时断开串联电阻的通电电流，使由电压稳定化电路实现的多个主电路电容器的电压稳定状态破坏。
而且，一个实施方式的逆变器装置的积蓄电力放电电路具备下面的构成要素。一个实施方式具备使用多个电阻与上述多个主电路电容器并联连接的第1串联电阻。而且，具备使用多个电阻与上述多个主电路电容器并联连接的第2串联电阻。而且，具备电压稳定化电路，上述电压稳定化电路在通常动作时根据第1串联电阻的分压电压和上述第2串联电阻的分压电压使多个主电路电容器各自的端子间电压稳定化。而且，具备控制开关，上述控制开关具备控制输入，在电源切断时使第1串联电阻的分压电压的分压比为另外的第1分压比，同时使第2串联电阻的分压电压的分压比切换为与第1分压比不同的另外的第2分压比，从而使由电压稳定化电路实现的多个主电路电容器的电压稳定状态破坏。
根据上述结构的逆变器装置的积蓄电力放电电路，在采用将多个主电路电容器串联连接的结构时，能够减少通常动作时的放电导致的损失并保持多个主电路电容器的电压平衡，并且在电源切断时能够使主电路电容器的积蓄电荷急速放电。
附图说明
图1是概要地示出第1实施方式的逆变器装置的电气结构图。
图2是示出第1实施方式中电源切断前后的主要部分节点的电压的时间变化的时序图。
图3是概要地示出第2实施方式的逆变器装置的电气结构图(与图1相当的图)。
图4是示出第2实施方式中电源切断前后的主要部分节点的电压的时间变化的时序图(与图2相当的图)。
图5是示出第1和第2实施方式的比较对象电路的、与图1、图3相当的图。
图6是示出第1和第2实施方式的比较对象特性的、与图2、图4相当的图。
具体实施方式
(第1实施方式)
参照图1和图2说明第1实施方式。如图1所示，逆变器装置1具备输入三相交流电源2的端子R、S、T，端子R、S、T与整流器3连接。该整流器3使输入到端子R、S、T的三相交流电源2的交流电源输入并进行整流。该整流器3的输出被提供至主电源线N1和N2。在上述主电源线N1和N2之间串联连接主电路电容器C1和C2，主电路电容器C1和C2使整流器3的整流输出平滑化并输出直流电力(直流电压)。主电路电容器C1和C2分别被设定为数千μF左右(例如，6800μF)。将多个主电路电容器C1和C2串联连接，这是为了即使整流器3的整流电压更高也能够确保耐压。
上述直流电力输入到DCDC(直流-直流)变换器4。DCDC变换器4对输入的直流电力进行电压变换，将控制用直流电源V1通过输出节点N3供给到控制电路5。主电路电容器C1和C2平滑化了的直流电力也被提供至逆变器主电路6。逆变器主电路6基于控制电路5输出的PWM控制信号对输入的直流电力进行交流变换，而将三相交流电力供给到马达7。
在通常动作时，为了保持多个主电路电容器C1和C2彼此的电压平衡，在主电路电容器C1和C2的各端子之间连接平衡电路8。该平衡电路8构成为对主电路电容器C1和C2的电压偏差进行修正。
平衡电路8是将放电控制用开关(相当于控制开关)9、串联电阻10和电压稳定化电路11组合而构成的。串联电阻10构成为在主电源线N1和N2之间经由放电控制用开关9的固定触点9a和可动触点9c串联连接电阻Ra1～Ra4。在本实施方式中，上述电阻Ra1～Ra4被设定为例如彼此相同的电阻值，在电阻Ra2和Ra3之间连接有放电控制用开关9。另外，电阻Ra1～Ra4分别被设定为例如数百kΩ(例如360kΩ)左右的电阻值。
放电控制用开关9除了上述的固定触点9a和可动触点9c之外还具备固定触点9b。该放电控制用开关9例如是用a型的继电器开关构成的，在通常动作时固定触点9a和可动触点9c导通连接，当从放电控制电路12收到放电指令信号时，将连接从固定触点9a侧切换到固定触点9b侧。因此，串联电阻10为，在通常动作时电阻Ra1～Ra4串联连接，然后，当从放电控制电路12收到放电指令信号时，断开为电阻Ra1和Ra2以及电阻Ra3和Ra4。放电控制用开关9也可以采用半导体开关。
电压稳定化电路11与串联电阻10的后段连接在一起。该电压稳定化电路11构成为，在主电源线N1和N2之间串联连接作为第1通电电阻的电阻Rc1、NPN晶体管(第1晶体管)Qb的集电极发射极间、PNP晶体管(第2晶体管)Qa的发射极集电极间、作为第2通电电阻的电阻Rc2，并且在各晶体管Qb、Qa的基极发射极间分别连接电阻Rd1、Rd2。
而且，晶体管Qa和Qb的发射极共用连接，并且该共用连接点与主电路电容器C1和C2的共用连接点连接。电阻Rc1和电阻Rc2被设定为例如彼此相同的电阻值，并且电阻Rd1和电阻Rd2被设定为例如彼此相同的电阻值。另外，电阻Rc1、Rc2分别被设定为数十kΩ(例如28kΩ)的电阻值，电阻Rd1、Rd2分别被设定为数十kΩ(例如180kΩ)的电阻值。在本实施方式中，10相当于串联电阻，Ra1+Ra2相当于第1电阻，Ra3+Ra4相当于第2电阻，Rc1相当于第1通电电阻，Rc2相当于第2通电电阻。
另一方面，在端子R、S、T和DCDC变换器4的输出连接有放电控制电路12。放电控制电路12输入上述端子R、S、T的电源输入信号、整流器3的输出电压(主电源线N1-N2间端子电压V0)以及/或者DCDC变换器4的输出电压V1，向放电控制用开关9输出放电指令信号。
放电控制电路12例如由对三相交流电源2进行整流的整流器、各种电阻、各种晶体管(例如，PNP晶体管、NPN晶体管、FET)等构成。例如三相交流电源2的输出被切断的话，当检测出电源输入比预定的第1阈值电压、或者主电源线N1和N2间的输出电压V0比预定的第2阈值电压低、或者DCDC变换器4的输出电压V1比预定的第3阈值电压低时，放电控制电路12向放电控制用开关9输出放电指令信号。
对上述结构的作用进行说明。主电路电容器C1和C2大多采用大容量的电解电容器，而且，主电路电容器C1和C2的共用连接节点N4的电压Vc2大多与上述电容器C1和C2的泄漏电流的偏差的差异相应而与理想的电压(=V0/2)不同。因此，在本实施方式中，设有平衡电路8。
如上所述，在电源接通后的通常动作时，放电控制用开关9将可动触点9c与固定触点9a连接，串联电阻10(Ra1和Ra2以及Ra3和Ra4)全部串联连接。这样一来，供给到主电源线N1和N2之间的直流电压施加到串联电阻10，对各晶体管Qb和Qa的基极(控制端子)施加偏置电压Va。电阻Ra1+Ra2:电阻Ra3+Ra4的电阻比若被设定为1:1，则该偏置电压Va为主电源线N1和N2之间的直流电压V0的1/2。
如果主电路电容器C1和C2采用彼此相同的容量值的话，理想的是节点N4的电压Vc2为主电源线N1和N2间电压V0的1/2。这样一来，各晶体管Qb、Qa的基极发射极间电压为0，因此晶体管Qa、Qb均截止，晶体管Qa、Qb均没有电流流过。
但是，当与各主电路电容器C1和C2的元件之间的偏差相应地、例如主电路电容器C1的泄漏电流比主电路电容器C2的泄漏电流大时，主电路电容器C1的端子间电压Vc1比主电路电容器C2的端子间电压Vc2小，节点N4的电压Vc2相对于理想的电压(=V0/2)上升。在该情况下，根据图1的电路结构，晶体管Qb保持截止、使晶体管Qa导通，从而在电阻Rc2有电流流过。由此，电压Vc2变小，接近理想电压(=V0/2)。
相反地，当主电路电容器C1的泄漏电流比主电路电容器C2的泄漏电流小时，主电路电容器C1的端子间电压Vc1比主电路电容器C2的端子间电压Vc2大，节点N4的电压Vc2相对于理想的电压(=V0/2)下降。在该情况下，晶体管Qa保持截止、使晶体管Qb导通，从而在电阻Rc1有电流流过。由此，电压Vc2变大，接近理想电压(=V0/2)。
因此，无论主电路电容器C1和C2的泄漏电流的偏差情况如何，均能够使节点N4的电压接近理想电压(=V0/2)。另外，例如当切断三相交流电源2的电源输入时，放电控制电路10对放电控制用开关9发出放电指令信号。放电控制开关9将可动触点9c的连接从固定触点9a侧切换到固定触点9b侧。
这样一来，晶体管Qb的基极电压急剧地偏向主电源线N1的电压。此时，晶体管Qb的基极电压从电压Va上升至电压Va1(>Va)。而且，同时，晶体管Qa的基极电压急剧地偏向主电源线N2的电压。此时，晶体管Qa的基极电压从电压Va下降至电压Va2(<Va)。这样一来，对各晶体管Qb、Qa的基极发射极间大致同时施加在相应晶体管的阈值电压以上的电压，晶体管Qb、Qa同时导通。
主电路电容器C1的积蓄电荷主要通过电阻Rc1和晶体管Qb的集电极发射极间而放电，主电路电容器C2的积蓄电荷主要通过晶体管Qa和电阻Rc2而放电。由此，例如即使三相交流电源2的电源输入被切断，也能够安全地使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷放电。
图2示出了放电指令前后的主电源线N1和N2间的电压V0和各电容器C1、C2的端子电压Vc1、Vc2的放电特性。另外，在后述实施方式的图4、图6所示的特性中，横轴的时间标尺、纵轴的电压标尺均是以相同刻度图示的，根据图2所示的放电特性可知，其能够比后述实施方式的图4、图6所示的放电特性更快地放电。
根据本实施方式，在通常动作时，通过晶体管Qa、Qb的导通截止动作，将主电路电容器C1和C2的共用连接节点的电压Vc2保持在大致V0/2，并且在电源切断时，通过利用放电控制用开关9将串联电阻10分为多个部分，由电压稳定化电路11实现的多个主电路电容器C1和C2的电压稳定状态被破坏。
具体来说，晶体管Qb的基极电压从电压Va上升切换为电压Va1，同时晶体管Qa的基极电压从电压Va下降切换为电压Va2。这样一来，通过晶体管Qa、Qb同时且急剧地导通，能够使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷急速放电。由此，在电源切断时，能够使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷急速放电。
(第二实施方式)
图3～图6示出第2实施方式，与上述实施方式的不同点在于，改变了平衡电路的结构。对与上述实施方式相同或类似的部分标以相同或类似标号(例如，加上100后的标号)并根据需要省略说明，以不同部分为中心进行说明。
如图3所示，平衡电路108在主电源线N1和N2之间具备将两个串联电阻(相当于第1串联电阻)110a、串联电阻(相当于第2串联电阻)110b并联连接的电阻电路。串联电阻110a由电阻Ra1～Ra4串联连接构成。串联电阻110b由电阻Rb1～Rb5串联连接构成。上述电阻Ra1～Ra4和Rb1～Rb4被设定为彼此相同的电阻值。电阻Rb5并不一定要设定为与Rb1～Rb4相同的电阻值。
电阻Ra1～Ra4和电阻Rb1～Rb4的电阻值各自被设定为数百kΩ左右(例如360kΩ)，电阻Rb5的电阻值也被设定为数百kΩ左右(例如180kΩ)。电阻值比被设定为电阻Ra1+Ra2的电阻值:电阻Ra3+Ra4的电阻值=1:1、电阻Ra1+Ra2+Ra3的电阻值:电阻Ra4的电阻值=3:1。
在本实施方式中，110a相当于第1串联电阻，110b相当于第2串联电阻，Ra1+Ra2相当于第3电阻，Ra3+Ra4相当于第4电阻，Rb1+Rb2相当于第5电阻，Rb3+Rb4相当于第6电阻，Rb5相当于第7电阻。
而且，平衡电路108在两个串联电阻110a、110b的后段具备电压稳定化电路111。该电压稳定化电路111以上述实施方式的电压稳定化电路11的结构为主，并且具备在各晶体管Qb、Qa的发射极基极间分别逆并联连接的保护二极管Db、Da。
电阻Ra1和Ra2的串联电阻与电阻Ra3和Ra4的串联电阻的共用连接点N5，与晶体管Qa的基极连接。而且，电阻Rb1和Rb2的串联电阻与电阻Rb3～Rb5的串联电阻的共用连接点N6，与晶体管Qb的基极连接。
设置保护二极管Db、Da的目的为，在主电路电容器C1、C2的端子间电压产生不平衡的情况、或者因主电路电容器C1、C2的任意一个在某种影响下成为短路模式而使上述端子间电压产生不平衡时，防止上述异常扩大到逆变器装置1的其他部分。
例如，当主电路电容器C1短路时，由于电压Vc2=电压V0，因此晶体管Qb的基极发射极间被施加逆偏压。由于此时的影响晶体管Qb可能发生异常，因此设置保护二极管Db。反之也同样，在晶体管Qa的基极发射极间设置保护二极管Da。
另外，在上述实施方式的图1的结构中，即使主电路电容器C1和C2的电压分担被破坏，在晶体管Qb、Qa的基极发射极间也不会产生逆偏压，因此在图1所示的电路结构中，不必设置本实施方式的保护二极管Db、Da。
放电控制开关109例如采用所谓c触点式的继电器开关构成，其可动触点9c与电阻Ra4和Rb5的共用连接点(主电源线N2)连接，其固定触点9a与电阻Rb5的另一端子连接。而且，放电控制用开关109的固定触点9b与电阻Ra4的另一端子连接。
在通常动作时，放电控制用开关109的可动触点9c与固定触点9a侧连接。这样一来，晶体管Qb、Qa的基极电压彼此为相同电压即电压Va(=V0/2)。
与上述实施方式相同地，当主电路电容器C1的端子间电压V1与泄漏电流的偏差对应地变大时，节点N4的电压Vc2下降，因此晶体管Qb导通并对电阻Rc1通电，从而使节点N4的电压Vc2上升。相反地，当主电路电容器C1的端子间电压Vc1减小时，节点N4的电压Vc2上升，因此晶体管Qa导通并对电阻Rc2通电，从而使节点N4的电压Vc2下降。由此，能够保持电压平衡。
当放电控制电路12对放电控制用开关109发出放电指令信号时，放电控制用开关109将可动触点9c的连接从固定触点9a侧切换到固定触点9b侧。
因此，放电控制用开关109在电源切断时将上述连接切换到固定触点9b侧后，节点N6的电压上升，同时节点N5的电压下降。即，电压Va3(>V0/2)被施加到晶体管Qb的基极，同时电压Va4(<V0/2)被施加到晶体管Qa的基极。这样一来，对各晶体管Qb、Qa的基极发射极间施加相应晶体管的阈值电压以上的电压，晶体管Qb、Qa同时导通。
主电路电容器C1的积蓄电荷主要通过电阻Rc1和晶体管Qb的集电极发射极间而放电，主电路电容器C2的积蓄电荷主要通过晶体管Qa和电阻Rc2而放电。由此，例如即使三相交流电源2的电源输入被切断，也能够安全地使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷放电。
即使采用这样的图3的电路结构，也能够与上述实施方式同样地使主电路电容器C1和C2的积蓄电源安全地放电。
图4示出了放电指令前后的主电源线N1和N2间的电压V0和各电容器C1、C2的端子电压Vc1、Vc2的放电特性。另外，在上述实施方式的图2、后述的图6所示的特性中，将横轴的时间标尺、纵轴的电压标尺均以相同刻度图示。在本实施方式中，可知能够比后述的图6所示的放电特性更快地放电。
图5示出图1或图3的比较对象电路，图6示出图5的电路结构的放电特性。图5所示的平衡电路208采用PhotoMOS(光耦)继电器209构成，在电源切断时，仅改变两个串联电阻210a、210b中一个串联电阻210a的电阻分压平衡。
说明平衡电路208的结构。串联电阻210a是将电阻Ra1～Ra4串联连接而构成的，串联电阻210b是将电阻Rb1～Rb4串联连接而构成的，将常关(normally-off)型的PhotoMOS继电器209的一次侧与放电控制电路12连接，并且将其二次侧与电阻Ra4的两个端子连接。而且，在两个并联连接的串联电阻210a、201b的后段，连接有与电压稳定化电路111为相同电路结构的电压稳定化电路211。
对晶体管Qb的基极施加串联电阻210b的分压电压Va(=V0/2)。而且，在通常动作时，由于PhotoMOS继电器209的二次侧开路，因此对晶体管Qa的基极施加串联电阻210a的分压电压Va(=V0/2)。因此，能够与上述实施方式同样地确保各主电路电容器C1和C2的电压平衡。
在电源切断时，从放电控制电路12向PhotoMOS继电器209施加放电指令信号(光电二极管的非通电信号)，而此时PhotoMOS继电器209使二次侧通电而导通。这样一来，电阻Ra4的端子之间被短路，首先晶体管Qa的基极电压下降，晶体管Qa导通。在该时刻，晶体管Qb保持截止状态，但由于晶体管Qa持续导通，因此主电路电容器C2的积蓄电荷首先被放电。
这样一来，节点N4的电压降低，当晶体管Qb的基极发射极间电压达到阈值电压以上时，晶体管Qb延迟导通。这样一来，主电路电容器C1的积蓄电荷也被放电。通过这样的动作，能够使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷安全地放电。
如图6的放电特性所示，可知主电路电容器C1的端子间电压Vc1相对于主电路电容器C2的端子间电压Vc2延迟下降。由于上述晶体管Qa、Qb的导通时间的偏差的影响等，最终的放电时间也是图6的放电特性比图2、图4的放电特性慢。
即使是在采用该图5所示的电路结构时，也能够与上述电路结构(图1、图3)同样地使主电路电容器C1和C2的积蓄电荷安全地放电，但是图1、图3所示的电路结构能够缩短放电时间。
根据本实施方式的图3所示的电路结构，在电源切断时，串联电阻110b的节点N6的分压电压Va的分压比切换为第1分压比(Rb1+Rb2:Rb3+Rb4+Rb5)，同时串联电阻110a的节点N5的分压比切换为第2分压比(Ra1+Ra2:Ra3)。
作为电压动作，使串联电阻110b的分压电压Va上升至电压Va3，同时使串联电阻110a的分压电压Va下降至电压Va4。由此，能够使各晶体管Qa和Qb同时导通，能够缩短多个主电路电容器C1和C2的放电时间。
已说明了本发明的若干个实施方式，但并不限定于各实施方式所示的结构、条件，这些实施方式是作为例子提出的，并非要限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，能够在不脱离发明的主旨的范围内进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围和主旨中，并且包含在权利要求书所记载的发明及与其均等的范围内。

Claims (4)

1.一种逆变器装置的积蓄电力放电电路，其特征在于，具备：
串联电阻，在通常动作时与多个主电路电容器并联连接；
电压稳定化电路，在通常动作时根据上述串联电阻的分压电压使上述多个主电路电容器各自的端子间电压稳定化；以及
控制开关，具备控制输入，在电源切断时切断两个上述串联电阻之间的直接连接，使由上述电压稳定化电路实现的上述多个主电路电容器的电压稳定状态破坏。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置的积蓄电力放电电路，其特征在于，
上述多个主电路电容器具备第1主电路电容器和第2主电路电容器，
上述串联电阻由第1电阻和第2电阻串联连接而构成，
上述控制开关构成为根据上述控制输入对上述第1电阻和上述第2电阻之间切换通断，
上述电压稳定化电路具备在上述第1主电路电容器的端子之间串联连接的第1通电电阻和第1晶体管，并且具备在上述第2主电路电容器的端子之间串联连接的第2通电电阻和第2晶体管，
上述第1晶体管的控制端子连接在上述第1电阻和上述控制开关之间，上述第2晶体管的控制端子连接在上述控制开关与上述第2电阻之间，
上述控制开关在通常动作时将上述第1电阻和上述第2电阻之间切换为通电，在电源切断时将上述第1电阻和上述第2电阻之间切换为断电。
3.一种逆变器装置的积蓄电力放电电路，其特征在于，具备：
第1串联电阻，使用多个电阻与多个主电路电容器并联连接；
第2串联电阻，使用多个电阻与多个主电路电容器并联连接；
电压稳定化电路，在通常动作时根据上述第1串联电阻的分压电压和上述第2串联电阻的分压电压使上述多个主电路电容器各自的端子间电压稳定化；以及
控制开关，具备控制输入，在电源切断时使上述第1串联电阻的分压电压的分压比为另外的第1分压比，同时使上述第2串联电阻的分压电压的分压比切换为与第1分压比不同的另外的第2分压比，从而使由上述电压稳定化电路实现的上述多个主电路电容器的电压稳定状态破坏。
4.根据权利要求3所述的逆变器装置的积蓄电力放电电路，其特征在于，
上述多个主电路电容器具备第1主电路电容器和第2主电路电容器，
上述第1串联电阻由第3电阻和电阻值与该第3电阻相同的第4电阻串联连接而构成，
上述第2串联电阻由第5电阻、电阻值与该第5电阻相同的第6电阻、以及第7电阻串联连接而构成，
上述电压稳定化电路具备在上述第1主电路电容器的端子之间串联连接的第1通电电阻和第1晶体管，并且具备在上述第2主电路电容器的端子之间串联连接的第2通电电阻和第2晶体管，
上述第1晶体管的控制端子连接在上述第2串联电阻的上述第5电阻和上述第6及第7电阻的串联电路之间，上述第2晶体管的控制端子连接在上述第1串联电阻的上述第3电阻和上述第4电阻之间，
上述控制开关在通常动作时将第7电阻的端子之间短路，在电源切断时使上述第7电阻的端子之间开路同时使上述第4电阻的一部分短路。
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