CN103782406A - 驱动电容性负载的方法及其驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种利用具有峰值电压以及平均上升和下降转换速率的目标电压波形来驱动电容性负载的方法，其中，所述平均上升和下降转换速率包括至少一个电压阶跃，所述方法包括：响应于目标波形，从输入向输出供电，用于对电容性负载充电，以获得峰值电压和平均上升转换速率；响应于目标波形，对电容性负载放电，以获得平均下降转换速率；以及把放电的电力从电容性负载返回到输入。

Description

驱动电容性负载的方法及其驱动电路
技术领域
本发明涉及用于驱动电容性负载（例如用于打印头阵列的压电致动器）的方法及驱动电路。
背景技术
压电材料充当电容性负载，并且在任何时候，电容都与阵列中致动的压电致动器的数目成比例。打印头阵列可以包括这种压电致动器。压电材料具有优于备选机械致动器的各种显著优点，包括小尺寸、低功耗及高速响应。
用于驱动这种压电致动器的多种驱动电路在本领域中已公开。例如，美国专利号4,749,897公开了一种用于控制压电元件的机械位移到期望目标值的驱动电路，由此存储在变压器中的能量的量被控制，以便控制压电元件的机械位移。然而，用于提供这种功能性的变压器需要在尺寸上非常大，使得它能够在要求高速响应和高能量来控制压电元件的位移时存储大量的能量。这种大变压器在日常电路中是不实际的，而且具有这种大变压器的电路中的负载的受控充电/放电将需要复杂的安全电路系统。
为了准确的控制，很显然，驱动电压波形应当具有高度受控的平均上升和下降转换速率，大约是几V/μs。美国专利号5,036,263公开了一种用于压电材料的驱动电路，利用多个脉冲信号把电容器充电至足够的电荷，并且利用存储在电容器中的能量给压电致动器充电。然而，这种电路并不提供施加到压电致动器的电压波形的上升和下降转换速率的准确控制，而且因此致动器的控制将是有限的。
发明内容
因此，在第一方面，提供了一种利用目标电压波形来驱动电容性负载的方法，该目标电压波形具有包括峰值电压以及平均电压上升时间分量和电压下降时间分量的轨迹，其中该轨迹在每一个电压上升时间和下降时间分量上都包括至少一个电压阶跃，所述方法包括：感测代表电容性负载上的电压值的电压值；基本上连续地比较感测的电压值与目标电压波形；连续地响应于感测的电压值与目标电压波形的比较，从输入向输出供电，用于对电容性负载充电，以获得峰值电压和平均上升转换速率；连续地响应于感测的电压值与目标电压波形的比较，对电容性负载放电，以获得平均下降转换速率；以及把放电的电力从电容性负载返回到输入。
这种方法的优点是：电容性负载以受控、被调节和预定的方式被驱动。此外，利用具有平均上升和下降速率的预定电压波形来驱动可变电容性负载去除了对不必要的大电源的需求。
此外，通过把电力从放电电容性负载返回到输入，用于对电容性负载充电的电力在系统中被重复利用。利用这种功能性确保了从电源吸取的平均电力仅仅是补给系统中的损耗所需的电力。
优选地，该方法进一步包括：启用电源和电感之间的第一充电路径和自所述电感的第一放电路径，使得所述电感从所述电源充电；禁用第一充电路径，以及有选择地启用和禁用第一放电路径，使得电流经由第二充电路径从所述电感流到所述电容性负载，以实现所述平均上升转换速率；有选择地启用和禁用第二放电路径，使得所述电容性负载经由变压器的初级侧放电，以实现所述平均下降速率，由此在所述变压器的次级侧感应出电压并用于对电源再充电。
因而，本发明的进一步的优点是：通过使用上述驱动电路，电路能够通过脉宽调制（PWM）固定的充电/放电电流，使得平均电流等同于负载所需的电流而适应可变电容性负载的需求。
优选地，所述方法进一步包括：比较第一放电路径上的电流与预设电流值，以及有选择地启用和禁用第一充电路径，以便试图维持电感上的预定电荷水平；以及比较负载上的电荷与目标电压波形，以及有选择地禁用第一放电路径及禁用第二放电路径，以便对电容性负载充电。
有利地，电感维持预定电荷水平，从而在电感中提供足够的电荷，以便在预定时间周期内实现平均转换速率和峰值电压。
根据第二方面，本发明提供了一种利用目标电压波形来驱动电容性负载的驱动电路，所述目标波形具有包括峰值电压以及平均电压上升时间分量和平均电压下降时间分量的轨迹，其中所述轨迹在每一个电压上升时间和下降时间分量上都包括至少一个电压阶跃，所述电路包括：用于耦接到电源的输入；具有第一电极和第二电极的电感，所述第一电极经由包括第一开关器件的第一充电路径连接到所述输入，所述第二电极连接到包括第二开关器件的第一放电路径，并且连接到电路的输出，以便经由第二充电路径有选择地对电容性负载充电；具有连接在包括第三开关器件的第二放电路径和电路的输出之间以便有选择地对电容性负载放电的初级侧的变压器，所述变压器进一步具有连接到所述输入的次级侧；以及连接到第一、第二和第三开关器件的控制器。
这种电路的优点是：电容性负载以受控、被调节和预定的方式被驱动。此外，利用具有平均上升和下降速率的预定电压波形来驱动可变电容性负载去除了对大电源的需求。还有，具有从电容性负载到输入的放电路径使系统能够把被放电的电力从电容性负载返回到输入。这种功能性打消了对安全地去除否则将在系统中存在的热量的高度复杂的控制电路系统的需求。
优选地，在使用中并且响应于目标波形，所述控制器：启用第一充电路径和第一放电路径，使得所述电感从所述电源充电；禁用第一充电路径和第二放电路径，以及有选择地启用和禁用第一放电路径，使得电流从所述电感流到所述输出，用于经由第二充电路径对所述电容性负载充电，以实现平均上升转换速率与峰值电压；有选择地启用和禁用第二放电路径，使得所述电容性负载经由所述变压器的初级和次级侧放电到所述输入，以实现所述平均下降转换速率。所述电路包括用于感测所述电容性负载上的电压的分压器电路。
因而，本发明的进一步优点是：通过使用上述驱动电路，所述电路能够通过脉宽调制（PWM）固定的充电/放电电流，使得平均电流等同于负载所需的电流，而适应可变电容性负载的需求。
优选地，所述驱动电路进一步包括具有第一输入、第二输入以及输出的第一差分比较器，第一输入连接到第一放电路径，第二输入连接到控制器以便从控制器接收预设值，由此所述差分比较器比较第一放电路径上的电流与所述预设值，由此来自第一差分比较器的输出的信号能够控制第一开关元件，以试图维持所述电感上的预定电荷水平。
第一差分比较器确保了即使所述电路处于对负载充电/放电的过程中，所述电路也试图维持所述电感器上的设定电荷。
优选地，所述驱动电路进一步包括具有连接到分压器电路的第一输入和连接到控制器以便从控制器接收目标波形的第二输入以及输出的第二差分比较器，由此所述第二差分比较器比较电容性负载上的电压与所述目标波形，并且由此，来自第二差分比较器的输出的信号能够控制开关元件以控制电容性负载的充电和放电。
第二差分比较器使系统能够比较衰减的电压与目标输入波形，而且其输出被控制器用来确定电路的功能性。
优选地，所述驱动电路进一步包括与电容性负载并联的电容器，而且其中，阻塞组件被连接在第一充电路径和地之间。所述阻塞组件是诸如MOSFET晶体管和/或二极管的半导体器件，并且其中，所述开关器件是诸如MOSFET晶体管的半导体器件。
与电容性负载并联的电容器使得驱动电路能够在零电容负载进行操作。
优选地，第四开关元件有选择地控制分压器电路的操作，其中，第四开关元件可由控制器控制。
第四开关元件被放置成跨越分压器电路的一个组件以对那个组件放电。以地为参考的分压器可以是彼此串联连接并且与负载并联的一对电容器。因此，在跨越电容器放置开关元件时，可能对那个电容器放电，由此复位所述分压器。
然而，所述分压器可以包括电阻器、电容器或电感器或者其任意组合。
优选地，所述控制器可与外部设备通信，而且其中，所述控制器包括可彼此通信的多个离散设备。
通过可与外部设备通信，所述控制器能够被用于从各种资源（例如人、互联网、数据库）接收指令。
优选地，所述平均电压上升时间分量包括至少一个上升周期，以及所述平均电压下降时间分量包括至少一个下降周期，所述上升和下降周期每个都具有至少一个“开”持续时间和“关”持续时间。
通过在电路中使用具有定义的阶跃的阶跃电压波形，可以控制负载的充电，以便实现比通常可以实现的更高的预定负载电压。
附图说明
现在将作为例子参考附图更加完整地描述本发明的一种实施例，其中：
图1示出了驱动电路的示意图；
图2a示出了用在图1的电路中的目标输入电压波形的轨迹；
图2b示出了代表叠加在来自图1的电路的输出轨迹上的目标输入电压波形的多个上升阶跃的轨迹；以及
图2c示出了代表叠加在来自图1的电路的输出轨迹上的目标输入电压波形的多个下降阶跃的轨迹。
具体实施方式
图1示出了驱动电路的示意图。具体而言，图1描述了能够利用150V的预定目标波形来驱动可变电容性负载2的驱动电路1。目标波形在下面参考图2a、2b和2c详细描述。虽然用于这种实施例的目标波形是相对高的电压，但是任何适当的电压范围都可以使用。
电容性负载2可以是压电致动器或者其它此类的电容性负载。用于这种实施例的电容性负载2的电容在高达20nF的范围内，但是，取决于所述驱动电路所用的应用，不限于这种范围。
驱动电路1包括连接到电源4的输入3、连接到电容性负载2的输出5、连接在输入3和输出5之间的电感6、以及与电感6并联地连接在输出5和输入3之间的变压器7。变压器包括第一电感器，即，耦合到第二电感器（即，次级侧9）的初级侧8，使得变压器7在电路中充当回扫变压器。这种回扫变压器布置对于技术人员来说是众所周知的。用于这种实施例的电源是24V电源，但是，取决于应用，不限于24V。
驱动电路1进一步包括连接在输入3和电感6的第一电极之间的第一开关元件10，以便有选择地启用和禁用输入3（以及由此电源4）和电感6之间的第一充电路径。驱动电路1进一步包括，在第一开关元件10之后并在电感6之前，连接在第一充电路径和地之间的第二开关元件30。第一和第二开关元件10和30的操作是互斥的。如果开关元件30被其阳极被连接到地而其阴极被连接到第一充电路径的二极管代替，则驱动电路1的功能性被维持。
此外，第三开关元件11经由电阻器24连接在电感6的第二电极和地之间，以便有选择地启用和禁用第一放电路径，而第二充电路径包括二极管15，其阳极连接到电感6的第二电极并且其阴极连接到输出5。
第四开关元件12连接在变压器7的初级侧8的第一电极和地之间，以便有选择地启用和禁用第二放电路径，用于通过变压器7的初级侧8对电容性负载2放电，由此变压器7的初级侧8的第二电极被连接到输出5。
在驱动电路中提供控制器13，用于控制开关元件10、11、12、30。开关元件10、11、12、30优选地被实现为包括可以是N沟道MOSFET（例如，国际整流器IRF6785）的晶体管的电路元件，而且可以包括根据需要起作用所需的其它组件，如本领域技术人员将认识到的，例如电阻器、电容器和/或用于驱动MOSFET的高速半桥驱动器（LTC4444）。对于所给出的实施例，控制器13使用脉宽调制（PWM）信号来控制开关元件10、11、12、30，而且这种功能性在下面描述。
第二放电路径包括二极管28，其阳极连接到变压器7的初级侧8的第一电极，而且其阴极连接到第四开关元件12。在变压器7的次级侧9和输入3之间提供二极管16，其阳极连接到变压器7的次级侧9，而且其阴极连接到输入3。因此，应当看到，实际上，二极管16的阴极在连接到输入3时能够被连接到电源4。
此外，在输出5和变压器7的初级侧8之间，电容器32连接在地和第二放电路径之间，并且因此与电容性负载2并联放置。电容器32提供固定的电容，以便减小负载2上的总变化，由此确保电容性负载2所需的总电流范围在这种电路的实用限制之内。对于所给出的驱动电路，电容器32是10nF，并且因此，利用10nF的电容器32结合20nF的电容性负载2把给负载供电所需的电流范围减小到大约3：1。此外，电容器32确保驱动电路1能够在电容性负载2的电容为0F（0法拉）时起作用。
当第一和第三开关元件10、11闭合时，输入3与电感6的第一电极之间的第一充电路径以及电感的第二电极与地之间的第一放电路径被启用，而且电感6经由输入3从电源4充电。在对电感6充电时，第二和第四开关元件30、12应当打开。一旦电感6被充电，它能够被用来对电容性负载2充电。这是通过打开第一和第三开关元件10、11，同时维持第四开关元件12处于打开位置而发生的。因而，电感器电流将流经二极管15，经由输出5对电容性负载2充电。为了停止对电容性负载2充电，第三开关元件11闭合。
为了对电容性负载2放电，第四开关元件12闭合，由此允许电容性负载2通过包括变压器7的初级侧8和二极管28的第二放电路径放电至地。随着电容性负载2通过变压器7的初级侧8放电，能量存储在变压器7的初级侧8中。应当看到，当开关12闭合时，二极管16被反向偏置。通过初级侧8对电容性负载放电将在次级侧9上感应电压，但是，由于二极管16被反向偏置，因此将没有电流在次级侧9上流动。当开关12被重新打开时，二极管16变成正向偏置，而且存储在初级侧8中的能量传输到次级侧9，通过二极管16并且经由输入3返回到电源4。
很显然，这种充电/放电功能性需要严格的调节，以确保电感6根据需要被充电/放电，并且进一步确保电容性负载2根据需要被充电/放电。
因此，为了控制电感6从电源4的充电，差分电流比较器19被用于比较第一放电路径中的电流与控制器13所提供的预设值。差分电流比较器19的负输入在第二开关元件11和电阻器24之间连接到第一放电路径，而差分比较器19的正输入连接到控制器13，用于从控制器13接收所需电流的预设值。差分比较器19的输出被用作控制器13的输入，使得它能够取决于差分比较器19的输出来控制开关元件10、11、12、30。
当开关元件10和11闭合时，电感6将充电，而且电荷水平将由电阻器24来感测。差分电流比较器19比较电阻器24上感测到的电荷水平与来自控制器13的设定水平，并且当电感6中的电流水平达到预定水平时，开关10打开，由此防止电感6的进一步充电。电感6将试图维持电流流，而且，取决于电阻器24的电阻降，电流将以下降速率继续流过第一放电路径。因而，如果电流水平降至低于所需水平，则第一开关元件10将闭合，并且电感6将如前面那样被充电至所述设定水平。
电流比较器电路19具备一定水平的滞后，因此再充电将仅在电感6中的电荷已经下降了所述滞后水平时才重启。差分比较器19可以是Maxim超高速比较器（MAX961），而且本领域技术人员将知道，取决于应用，差分比较器19可能需要附加的电路系统来确保正确的功能性，诸如像电阻器、电容器、电源能力与接地点。
为了控制第一和第二开关元件10、30的操作，NOT（非）门42（例如，Texas仪器SN7404N）被放在第一和第二开关元件10、30之间，以控制元件10、30，使得它们的操作基于来自差分比较器19的输出而互斥。
然而，其它的配置/元件也可被用来控制开关元件10、30的操作。例如，利用差分比较器19的输出作为MOSFET驱动器（例如，LTC4444）的输入，并且基于差分比较器19的输出利用该MOSFET驱动器来控制开关元件10、30将提供类似的功能性。
此外，为了调节电容性负载2的充电/放电功能性，串联连接在第二放电路径与地之间的两个感测电容器34和36与电容器32并联定位，由此形成分压器电路。虽然在这种实施例中分压器包括彼此串联连接的一对电容器，但是分压器可由电阻器、电容器或电感器或者其任意组合构成，如本领域技术人员将知道的。
应当看到，衰减的负载输出值能够在分压器电路中被感测并随后被用作差分比较器40的输入。将看到，衰减的水平由电容器34和36的电容值之比来确定。例如，如果对于电容器34和36分别使用100pF和3.3nF的值，则衰减比率是1：34，由此在差分比较器40的正输入给出4.412V，这代表电容性负载2上的150V。任何分压器电路都可被用来感测电容性负载上的衰减的电压。
此外，也可由控制器13控制的第五开关元件31跨越电容器36放置，使得电容器36上的电容能够根据需要被复位到零或者保持在零。将看到，复位/保持功能性也可以利用任何适当的手段来实现。
如上所述，差分比较器40的正输入连接在电容器34和36之间，而差分比较器40的负输入连接到来自控制器13的输出。此外，差分比较器40的输出连接到控制器13的输入。因此，电容器36上的衰减的输出负载电压能够与来自控制器13的信号进行比较，而且，差分比较器40的输出能够被控制器13用来控制开关元件10、11、12、30和31。差分比较器40可以是Maxim MAX961超高速比较器，而且本领域技术人员将知道，差分比较器40需要附加的电路系统，例如电阻器、电容器、电源能力和接地点，以取决于应用而实现期望的功能性。
图2a示出了在驱动电路1中使用的目标输入电压波形50的轨迹；图2b示出了代表叠加到来自驱动电路1的输出轨迹上的目标输入电压波形的多个上升阶跃的轨迹，而图2c示出了代表叠加到来自驱动电路1的输出轨迹上的目标输入电压波形的多个下降阶跃的轨迹。当描述获得期望的功能性所需的阶跃时，将参考图1的元件。
输入电压波形50包括由多个上升电压阶跃54、下降阶跃56和一个峰值电压52定义的平均上升和下降转换速率51和53。用于这种实施例的典型平均上升和下降转换速率51、53处于40-50V/μs的范围内。
输入电压波形50的每个电压阶跃54和56都包括“开”周期和“关”周期，由此，对于上升电压阶跃54，“开”周期由急剧的电压上升来定义，而“关”周期由基本上零电压来定义。相反，对于下降电压阶跃56，“开”周期由急剧的电压下降来定义，而“关”周期由基本上零电压来定义。上升电压阶跃54的每个“开”周期定义了电容性负载2要被充电的周期，而下降电压阶跃56的每个“开”周期定义了电容性负载2要被放电的周期。
如以上关于图1所描述的，如用户驱动电容性负载2所需要的，目标输入电压波形50由控制器13施加到差分比较器40的负输入。输入电压波形50将与差分比较器40的正输入上的衰减的值进行比较，并且输出将定义开关元件10、11、12、30和31的操作。
在如输入电压波形50所定义的那样对电容性负载2充电之前，驱动电路1将对电感6充电，使得设定电流是总负载电容、所需电压转换速率和峰值电压的函数。
然而，电感6中的电流的最小值是由输入电压波形50的所需转换速率定义的。因此，在所给出的实施例中，需要1.2安培的最小电流为30nF的电容性负载（电容性负载2（20nF）+电容器32（10nF））实现40V/μs的转换速率。
当电容性负载2要在电压输入波形50的第一阶跃的“开”周期54被充电时，驱动电路1的第一、第三、第四和第五开关元件10、11、12、31被控制器13保持打开，由此启用第二充电路径，并且电感6中的电流将流过二极管15，从而对电容性负载2和电容器32充电。如以上具体描述的，衰减的电压将穿过电容器34跨越电容器36出现，由此在差分比较器40的正输入上提供衰减的电压值58。差分比较器40将比较该衰减的值与电压输入波形50，并且，一旦衰减的电压值58等于目标输入值60（即，电容性负载2被充分充电），第三开关元件11被控制器13闭合第一阶跃的“关”周期的持续时间。第三开关元件将在下一个“开”周期再次接通，并且这种功能性重复，直到定义平均上升转换速率的所有上升电压阶跃都完成，从而导致整体平均上升转换速率51和峰值电压52。一旦目标输入波形50的峰值电压52已经实现，第三开关元件11被闭合，并且将没有更多电流被电容性负载2吸取。
应当看到，当开关元件11闭合时，电感6上的电荷由感测电阻器24上的电流的差分比较器19监视，使得如果电感上的电荷降至低于如控制器13所定义的设定的预定水平，则第一开关元件10闭合，使得电感6被再充电上升时间的“关”周期的持续时间。如上所述，响应于目标波形的“开”周期，第一和第三开关元件10、11被再次打开，而且电感的充电将停止。作为替代，如果电感6在“关”周期内被充电至预定的设定水平，则第一开关元件10被控制器13再次打开，而且电感的充电停止。
一旦实现了峰值电压，下一个阶段是下降转换速率53的第一电压阶跃56；对于下降电压阶跃56，当差分比较器40的正输入上的衰减的电压值58高于目标输入电压60的电压时，第四开关元件12闭合，由此通过变压器7的初级侧8提供电容性负载2的放电路径。
如上所述，在放电期间并且当开关元件12闭合时，二极管16被反向偏置，并且能量存储在变压器7的初级侧8中。当衰减的电压值58（如在差分比较器40的正输入上跨越电容器36感测的）等于目标输入电压60的电压时，第四开关元件12被重新打开，由此阻止电容性负载2的进一步放电。当开关12被重新打开时，二极管16变成正向偏置，并且存储在其中的能量从初级侧8传输到次级侧9，并且能量返回到输入3，从而返回到电源4。
这种功能性重复，直到所有下降电压阶跃都完成，从而导致整体平均下降转换速率53。
这种平均上升和下降转换速率51、53以及峰值电压52提供了电容性负载2的所需驱动波形，而不管电容性负载2是否变化。因此，应当看到，通过脉宽调制（PWM）固定的充电/放电电流，平均电流等同于所需电流。
从图2b和2c应当看到，在衰减的电压值58与目标输入值60之间存在过冲。对技术人员来说将很显然，这种过冲的发生是因为驱动电路1的组件不是理想的组件，而且在驱动电路1的组件（诸如像开关元件10、11、12、30、31、差分比较器19、40以及控制器13）的操作中将总是存在延迟。这种延迟在选择驱动电路1中所使用的组件时被考虑。虽然在防止开关元件10、11、12和30振荡的比较器40滞后中看到了过冲的一个优点，但是这种过冲对于能够在目标波形50中使用的阶跃的数目设定了限制，因为阶跃持续时间必须显著长于过冲的传播延迟。
参考适当的电感6的值，电感6必须存储足够的能量，使得电感6中有足够的电流在阶跃时间内完成最后的电压阶跃，而初始电流必须足够低，使得充电到目标输入电压波形上的第一电压阶跃的时间大于差分比较器40和第三开关元件11的反应时间。
此外，在对电容性负载充电时，电感6中的电流将下降。所传输的能量是0.5CV2（0.3375J）。因此，电感必须存储这个量的能量，并且在充电阶跃的结束仍然维持1.2A的电流。因此，很显然，存储在电感6中的初始能量必须考虑到要传输的能量加上维持最小充电电流的残余能量。利用Ii作为初始电流在等式项中证明这种功能性：
0.5*L*Ii 2-0.5*L*(1.2)2＝0.3375*10-3
如果初始电流被设为最小电流的两倍（2.4安培），则电感器的值可如下计算：
L＝0.3375*10-3/(0.5*(2.42-1.22))＝468.75uHenries
类似地，并且关于为变压器7的初级侧8计算该值，差分比较器40、控制器13和第四开关元件12的组合开关反应时间为变压器7设置适当的值范围。
具体而言，变压器7的初级侧8中的电流必须足够慢地上升，使得组合开关反应时间期间的电压降小于下降输出电压阶跃62，同时足够快，以便在该阶跃时间内完成下降输出电压阶跃62。此外，初级侧8是有效地以回扫模式操作的耦合电感器，如对本领域技术人员来说很显然的。在电容性负载2的放电开始时，初级侧8中的电流有效地是零。为了维持40V/μs的下降转换速率53，它必须上升到1.2A的平均值。因此，在40V/μs对于150V的上升时间是3.75μs，而且，如果目标波形具有20个阶跃，则每个阶跃是187.5ns。第一个放电阶跃将跨越电感器施加150V，并且电流必须达到2.4A的最小值，以便在阶跃的持续时间提供1.2A的平均值。这种需求为变压器7的电感设置了最大值，这可以利用等式
Figure BDA0000469696010000131
来计算，其中：
L=电感
E=施加到电感器的电压=150V
di=电感器的DC电流=2.4A
dt=充电时间=187.5ns
把该等式重新安排成
Figure BDA0000469696010000132
并且利用以上的值：
L＝150V*187.5e-9s/2.4A＝11.7uHenries
第二下降阶跃将以2.4安培的放电电流开始，并且将在小于一半的阶跃时间内放电至目标电压，对于阶跃时间的剩余部分，电感器的耦合绕组将放电到电源4中。利用这种功能性确保了从电源4吸取的平均能量是补给系统中的损耗的能量。
如果变压器7以稳态连续电流模式操作，则将应用用于回扫转换器的正常占空因数等式：
D=Vo(Vo+Vi)，其中：
Vo是电源电压=24V
Vi是电容器电压=150V
D是占空因数
因此，D最初是24/174=0.14
当组合的电容器电压（电容性负载2+电容器32）接近零时，占空因数D将上升至大约1。
由于所需的平均放电电流是1.2安培，因此处于0.14占空因数的峰值电流是8.6安培。然而，将要花几个阶跃爬升到这个水平，在这期间，组合的电容器电压将下降并且占空因数增加。
最大电流大约发生在放电的半途中（75伏特），此时占空因数是0.24而且电流是5安培，而且因此，变压器7必须被相应地定额，如本领域技术人员已知的。
应当很显然，控制器13具有通信装置64，使得控制器13可与各种外部电路/设备通信，而且能够从其接收指令，并且向其提供指令。这种外部电路/设备可以包括计算机、网络和/或调制解调器，以便响应于用户输入而控制开关元件10、11、12、30、31，或者本领域技术人员已知的用于控制电路/设备的其它此类适当电路/设备。这种用户输入可以是目标波形的形式，它们本身可以是存储在控制器13上或者外部电路/设备上的软件的形式。虽然描述为单个组合的实体，但是控制器13可以包括多个离散的设备。
因而，本发明的优点是：通过使用上述驱动电路，电路能够通过脉宽调制（PWM）固定的充电/放电电流，使得平均电流等同于负载所需的电流，来适应可变电容性负载的需求。此外，波形的转换速率和预定电压可根据需要被动态地修改，以生成用于许多应用的波形。
此外，电感被用来对电容性负载充电，由此，通过把来自放电电容性负载的能量返回到电源，用于对电容性负载充电的能量在系统中被重复利用。利用这种功能性确保了从电源吸取的平均能量仅仅是补给系统中的损耗所需的能量。
此外，与不使用本发明的设备相比，利用本发明的设备所需电力的减小允许使用低电压电源、更小的散热器和更不复杂的热控制电路系统，从而导致增加的成本与空间节约。
将认识到，虽然只具体描述了本发明的一种特定实施例，但是在不背离本发明范围的情况下，本领域技术人员可以进行各种修改与改进。例如，虽然MOSFET被用作开关元件的一个例子，但是将认识到，这并不打算意味着其它器件不能被代替地使用。此外，电路是以示意图形式描述的，以便使其能够被本领域技术人员很容易地理解。不过，将认识到，如果期望的话，则其它组件与设备也可以在电路中被使用。
此外，虽然输入电压波形已经描述为对称的梯形，但是将认识到，各种波形都可被使用，因此转换速率可以通过上升与下降速率而变化。
这种驱动控制电路系统在其中是优点的一个领域是在喷墨打印应用中，这种应用需要高速度、高控制与高能量效率。在这种应用中，压电材料被用来变形/致动包含墨水的单个喷嘴室。
当电压波形被施加到压电材料时，压电材料变形，由此造成喷嘴室的变形并且导致墨滴被从喷嘴室喷到衬底上。因此，应当看到，墨滴从喷嘴室的喷出是由施加到压电材料的电压波形定义的。通过使用这种技术，可以高度受控的方式在衬底表面上产生打印的字符。

Claims (24)

1.一种利用目标电压波形来驱动电容性负载的方法，所述目标电压波形具有包括峰值电压以及平均电压上升时间分量和电压下降时间分量的轨迹，其中，所述轨迹在每一个电压上升时间分量和下降时间分量上都包括至少一个电压阶跃，所述方法包括：
感测代表电容性负载上的电压值的电压值；
基本上连续地比较感测的电压值与所述目标电压波形；
连续地响应于感测的电压值与所述目标电压波形的比较，从输入向输出供电，用于对电容性负载充电，以获得峰值电压和平均上升转换速率；
连续地响应于感测的电压值与所述目标电压波形的比较，对所述电容性负载放电，以获得平均下降转换速率；以及
把被放电的电力从所述电容性负载返回到所述输入。
2.如权利要求1所述的驱动电容性负载的方法，进一步包括：
启用电源和电感之间的第一充电路径和自所述电感的第一放电路径，使得所述电感从所述电源充电；
禁用第一充电路径并有选择地启用和禁用第一放电路径，使得电流经由第二充电路径从所述电感流到所述电容性负载，以实现所述平均上升转换速率；
有选择地启用和禁用第二放电路径，使得所述电容性负载经由变压器的初级侧放电，以实现所述平均下降速率，由此电力在所述变压器的次级侧被感应并被用于对所述电源再充电。
3.如权利要求2所述的驱动电容性负载的方法，进一步包括：比较第一放电路径上的电流与预设电流值，以及有选择地启用和禁用第一充电路径，以便试图维持所述电感上的预定电荷水平。
4.如权利要求2或3中的任何一项所述的驱动电容性负载的方法，进一步包括：比较负载上的电荷与所述目标电压波形，以及有选择地禁用第一放电路径和禁用第二放电路径，以便对所述电容性负载充电。
5.一种利用目标电压波形来驱动电容性负载的驱动电路，所述目标波形具有包括峰值电压以及平均电压上升时间分量和平均电压下降时间分量的轨迹，其中，所述轨迹在每一个电压上升时间分量和下降时间分量上都包括至少一个电压阶跃，所述电路包括：
输入，用于耦接到电源；
电感，具有第一电极和第二电极，所述第一电极经由包括第一开关器件的第一充电路径连接到所述输入，所述第二电极连接到包括第二开关器件的第一放电路径，并且连接到电路的输出以便经由第二充电路径有选择地对电容性负载充电；
变压器，具有连接在包括第三开关器件的第二放电路径和所述电路的输出之间的初级侧，所述变压器进一步具有连接到所述输入的次级侧；以及
连接到第一、第二和第三开关器件的控制器。
6.如权利要求5所述的驱动电容性负载的驱动电路，其中，在使用中，响应于所述目标波形，所述控制器：
启用第一充电路径和第一放电路径，使得所述电感从所述电源充电；
禁用第一充电路径和第二放电路径，以及有选择地启用和禁用第一放电路径，使得电流从所述电感流到所述输出，用于经由第二充电路径对所述电容性负载充电，以实现平均上升转换速率和峰值电压；以及
有选择地启用和禁用第二放电路径，使得所述电容性负载经由所述变压器的初级侧和次级侧放电到所述输入，以实现所述平均下降转换速率。
7.如权利要求5或6中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述电路进一步包括用于感测所述电容性负载上的电压的分压器电路。
8.如权利要求5至7中的任何一项所述的驱动电路，进一步包括第一差分比较器，所述第一差分比较器具有连接到第一放电路径的第一输入、连接到所述控制器以便从所述控制器接收预设值的第二输入以及输出，由此所述差分比较器比较第一放电路径上的电流与所述预设值，由此来自第一差分比较器的输出的信号能够控制第一开关元件，以试图维持所述电感上的预定电荷水平。
9.如权利要求7或8中的任何一项所述的驱动电路，进一步包括第二差分比较器，所述第二差分比较器具有连接到所述分压器电路的第一输入和连接到所述控制器以便从所述控制器接收目标波形的第二输入以及输出，由此所述第二差分比较器比较所述电容性负载上的电压与所述目标波形，并且，由此来自所述第二差分比较器的输出的信号能够控制所述开关元件以控制所述电容性负载的充电和放电。
10.如权利要求5至9中的任何一项所述的驱动电路，进一步包括与所述电容性负载并联的电容器。
11.如权利要求5至10中的任何一项所述的驱动电路，其中，阻塞组件连接在第一充电路径和地之间。
12.如权利要求11所述的驱动电路，其中，所述阻塞组件是半导体器件。
13.如权利要求11或12中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述阻塞组件是MOSFET晶体管。
14.如权利要求12或13中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述阻塞组件是二极管。
15.如权利要求5至14中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述开关器件是半导体器件。
16.如权利要求5至15中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述开关器件是MOSFET晶体管。
17.如权利要求4至16中的任何一项所述的驱动电路，其中，第四开关元件有选择地控制所述分压器电路。
18.如权利要求17所述的驱动电路，其中，所述第四开关元件可由所述控制器控制。
19.如权利要求5至18中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述控制器可与外部设备通信。
20.如权利要求5至19中的任何一项所述的驱动电路，其中，所述控制器包括可彼此通信的多个离散设备。
21.一种驱动电路，基本上如在上文中参考附图所描述的。
22.一种驱动电容性负载的方法，基本上如在上文中参考附图所描述的。
23.一种利用如权利要求1至4中的任何一项所述的方法的打印头驱动系统。
24.一种包括如权利要求5至21中的任何一项所述的驱动电路的打印头驱动系统。
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