CN103780570A - 基于cofdm的高清视频传输系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于COFDM的高清视频传输系统，导频抽取器，从接受信号Y中抽取导频信息Y_p，导频发生器，将采用伪随机序列生成的本地导频信息X_p输入到信道估计器，信道估计器，利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算得到导频处信道估计值，信道插值器，根据导频处的信道估计值得到整个信道的信道估计值，信道能量估计器，用于修正信道引起的幅值变化，得到修正能量E_H，信道均衡器，对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应。本发明同时具有复杂度低、低延时、高效率等综合性能，综合利用插入导频的方法实现信道估计和均衡，所设计的信道均衡器具有频谱效率高、结构简单、实现复杂度低等特点。

Description

基于COFDM的高清视频传输系统

技术领域

本发明涉及一种信道估计和均衡的装置，尤其涉及的是一种基于COFDM的高清视频传输系统。

背景技术

编码正交频分复用（Coded orthogonal frequency division multiplexing，COFDM）是目前世界最先进和最具发展潜力的调制技术，具有覆盖范围广、灵敏度高、移动性好、抗干扰和抗衰落能力强、传输数据率高、稳定性和可靠性突出等显著优点，能够在移动环境下实现视频、语音、数据等宽带多媒体业务的实时、同步传输，特别适合用于高清无线传输。而无线信道资源有限且高度时变的特性与视频数据量大且具有时间敏感性之间的矛盾成为限制无线视频传输技术发展的瓶颈。尽管无线网络在无数研究者的不懈的努力下已经在有限的带宽、功耗等方面取得重大的突破，但无线信道作为时变、受限的传输环境，由于受到诸如阴影、衰落以及噪声等因素的影响使无线传输错误不可避免，而且传输错误往往呈现出突发特性，因此对无线信道响应进行准确估计并进行行之有效的均衡就显得尤为重要，是保障无线视频传输的前提和基础。

由于无线信道的衰落效应以及各种噪声的影响，接收端的无线信号会发生幅度和相位上的畸变，因此，为确保信号检测的准确性和可靠性，就需要对信号历经的衰落信道特性进行估计和均衡，信道估计与均衡是基于COFDM的无线视频传输系统的核心关键技术，信道估计的基本方法有两大类，分别是盲（或半盲）信道估计算法和基于导频的信道估计算法。其中，盲（或半盲）信道估计算法需要利用传输数据的内在信息（或叠加在数据上的已知序列），这类算法虽然不需要额外的带宽开销，但是运算量很大，而且灵活性不佳，故其应用受到了限制。基于导频的信道估计算法的基本思想是在有用信息中按照一定的格式插入发射机和接收机均已知的信息，接收机利用这些特定格式中的已知信息进行信道估计，这类算法的性能和算法复杂度均比较优异。迄今为止，针对插入导频结构，人们已经进行了很多方面的研究，既研究了简单的非参数化的插值算法，如线性插值法、cubic插值法、DFT插值法等；也研究了适用于一般多径时延环境的参数化信道估计算法，如MUSIC算法、ESPRIT算法等；既研究了准静态信道环境下的信道估计算法，如上述算法；也研究了快时变信道环境下的信道估计算法，如线性快时变信道环境下的信道估计算法和BEM模型近似的快时变信道环境下的信道估计算法等。这些算法中，有的已经很成熟了，如插值算法，有的正趋于成熟，如ESPRIT算法。目前较成熟的COFDM同步算法主要有数据辅助均衡算法和非数据辅助均衡算法等。数据辅助均衡算法一般采用发送已知的训练序列或者导频信号进行同步，具有估计精度高，计算简单，捕获范围大等优点，但降低了系统传输数据的有效速率和频谱利用率，这种方法适用于突发数据块传输系统，如IEEE802.11a等。非数据辅助同步方法不需要额外数据作为训练序列，一般利用循环前缀和数据中被复制部分的相关性进行估计和均衡，或者利用COFDM的虚载波部分进行估计，这类方法不降低系统传输数据的有效速率，具有较高的频谱利用率，但一般计算复杂度较高，估计精度较低，因此这种方法适合广播连续传输系统，如DAB/DVB系统等。COFDM均衡器中不论是采用数据辅助算法还是非数据辅助算法，本质都是利用传输数据之间的相关性对信号幅度和相位进行估计和补偿。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种基于COFDM的高清视频传输系统，实现复杂度低的可用于COFDM高清无线通信的系统。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：

导频抽取器，输入端接受信号Y，输出端连接信道估计器，从接受信号Y中抽取导频信息Y_p，

导频发生器，输出端连接信道估计器，将采用伪随机序列生成的本地导频信息X_p输入到信道估计器，

信道估计器，一个输入端连接导频抽取器，另一个输入端连接导频发生器，输出端连接信道插值器，利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算得到导频处信道估计值 ${\hat{H}}_p,$

信道插值器，输入端连接信道估计器，一个输出端连接信道能量估计器，另一个输出端连接信道均衡器，根据导频处的信道估计值

得到整个信道的信道估计值

信道能量估计器，一个输入端连接信道插值器，另一个输入端连接信道均衡器，用于修正信道引起的幅值变化，得到修正能量E_H，

信道均衡器，一个输入端连接信道插值器，另一个输入端接收信号Y，对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应

所述导频发生器中本地导频信息X_p由伪随机序列产生器生成，伪随机序列产生器的多项式为：x¹¹+x²+1，在每个OFDM符号的开始被初始化，并且第一个输出比特与第一个有效载波点重合，对于符号中的1705个有效载波点都产生比特输出与之对应；

所述导频发生器中导频位置由k=k_min+3×(l mod 4)+12p产生，其中，p,k,l为0或正整数，k∈[K_min,K_max]，K_min,K_max分别为一个OFDM符号的上、下标，l为在一帧符号中的符号序号，p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；

所述导频信息根据对应的子载波序号从伪随机序列中提取相应的数据比特进行调制，对导频子载波的能量进行了提升，其能量提升因子α=4/3，导频子载波c_m,l,k的调制如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(c_{m,l,k}\right)=\mathrm{\α}\×2(1/2-w_n)\\ \mathrm{Im}\left(c_{m,l,k}\right)=0\end{array}\right.$

式中，m为帧序号，l为帧内的OFDM符号序号，k为OFDM符号内的子载波序号，w_n为对应的伪随机序列的第n个数据比特，由此产生本地导频信息X_p。

所述信道估计器利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算而得到导频处信道估计值

${\hat{H}}_p=\{\frac{Y_p\left(0\right)}{X_p\left(0\right)},\frac{Y_P\left(1\right)}{X_p\left(1\right)},.....,\frac{Y_p(N_p-1)}{X_p(N_p-1)}\}$

N_p为导频的个数，Y_p={Y_p(0)Y_p(1)......Y_p(N_p-1)}^T为导频子信道接收信号向量，X_p=diag{X_p(0)X_p(1)......X_p(N_p-1)}^T为导频子信道的信号取值，对于接收端是已知的。

所述信道插值器为一阶线性插值器、高斯插值器和FFT插值器中的任一种。

所述信道插值器为高斯插值器，其实施方法为：首先求得前一、当前和后一位置的频率为f_p1,f_p2,f_p3的三个导频子载波的信道相应

然后利用高斯二阶插值得到整个信道响应：

$\hat{H}\left(f_k\right)=Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p1}\right)+Q_0\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p2}\right)+Q_1\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p3}\right)$

其中：f_k=f_p2+nΔf，f_p2=(f_p3+f_p1)/2， $Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2-\frac{n}{N}],$ $Q_0=1-{\left(\frac{n}{N}\right)}^2,$ $Q_1=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2+\frac{n}{N}],1<n<N-1,$ n为载波序号，N为子载波数。

所述信道能量估计器，其修正能量

所述信道均衡器是对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应，

其中

为整个信道估计值的共轭。

本发明相比现有技术具有以下优点：本发明同时具有复杂度低、低延时、高效率等综合性能，综合利用插入导频的方法实现信道估计和均衡，所设计的信道均衡器具有频谱效率高、结构简单、实现复杂度低等特点，本发明适用于多载波无线通信、便携式无线视频通信、手持式传输终端以及高效RF通信等领域应用。

附图说明

图1是本发明的结构框图；

图2是导频发生器的实现框图；

图3是信道估计的算法模型；

图4是本发明的误码性能仿真图；

图5是本发明的综合RTL图；

图6是Modelsim仿真图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，本实施例包括：

导频抽取器1，输入端接受信号Y，输出端连接信道估计器，从接受信号Y中抽取导频信息Y_p。

导频发生器2，输出端连接信道估计器，将采用伪随机序列生成的本地导频信息X_p输入到信道估计器，所述导频发生器2中本地导频信息X_p由伪随机序列产生器生成，伪随机序列产生器的多项式为：x¹¹+x²+1，在每个OFDM符号的开始被初始化，并且第一个输出比特与第一个有效载波点重合，对于符号中的1705个有效载波点都产生比特输出与之对应，如图2所示，图中D为移位寄存器。

所述导频发生器2中导频位置由k=k_min+3×(l mod 4)+12p产生，其中，p,k,l为0或正整数，k∈[K_min,K_max]，K_min,K_max分别为一个OFDM符号的上、下标，l为在一帧符号中的符号序号，p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；

所述导频信息根据对应的子载波序号从伪随机序列中提取相应的数据比特进行调制，对导频子载波的能量进行了提升，其能量提升因子α=4/3，导频子载波c_m,l,k的调制如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(c_{m,l,k}\right)=\mathrm{\&alpha;}\&times;2(1/2-w_n)\\ \mathrm{Im}\left(c_{m,l,k}\right)=0\end{array}\right.$

式中，m为帧序号，l为帧内的OFDM符号序号，k为OFDM符号内的子载波序号，w_n为对应的伪随机序列的第n个数据比特，由此产生本地导频信息X_p。

信道估计器3，一个输入端连接导频抽取器1，另一个输入端连接导频发生器2，输出端连接信道插值器，利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算得到导频处信道估计值

即可得到导频处的信道估计值，如图3所示，

${\hat{H}}_p=\{\frac{Y_p\left(0\right)}{X_p\left(0\right)},\frac{Y_P\left(1\right)}{X_p\left(1\right)},.....,\frac{Y_p(N_p-1)}{X_p(N_p-1)}\}$

N_p为导频的个数，Y_p={Y_p(0)Y_p(1)......Y_p(N_p-1)}^T为导频子信道接收信号向量，X_p=diag{X_p(0)X_p(1)......X_p(N_p-1)}^T为导频子信道的信号取值，对于接收端是已知的，H_p={H_p(0)H_p(1)......H_p(N_p-1)}^T为导频位置子信道的频域特性。

信道插值器4，输入端连接信道估计器3，一个输出端连接信道能量估计器，另一个输出端连接信道均衡器，根据导频处的信道估计值得到整个信道的信道估计值所述信道插值器4为高斯插值器，其实施方法为：首先求得前一、当前和后一位置的频率为f_p1,f_p2,f_p3的三个导频子载波的信道相应

然后利用高斯二阶插值得到整个信道响应：

$\hat{H}\left(f_k\right)=Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p1}\right)+Q_0\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p2}\right)+Q_1\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p3}\right)$

其中：f_k=f_p2+nΔf，f_p2=(f_p3+f_p1)/2， $Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2-\frac{n}{N}],$ $Q_0=1-{\left(\frac{n}{N}\right)}^2,$ $Q_1=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2+\frac{n}{N}],1<n<N-1,$ n为载波序号，N为子载波数。

信道能量估计器5，一个输入端连接信道插值器4，另一个输入端连接信道均衡器，用于修正信道引起的幅值变化，得到修正能量

用于修正信道引起的幅值变化，为了避免硬件实现上的除法结构，信道补偿只负责信道引起的相位旋转的补偿，而幅值变化的影响结合于解调模块完成，硬件实现上，信道能量估计器5通过两个实数乘法器和一个加法器完成。

信道均衡器6，一个输入端连接信道插值器4，另一个输入端接收信号Y，对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应

所述信道均衡器6是对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应，

其中

为整个信道估计值的共轭。

对本实施例进行Matlab仿真，图4所示的是在归一化频偏为0.25数据经过信道均衡后的误码性能，从图中可明显看出，未经过本系统处理后的数据误码率很高，出现了严重的失真，而经过本系统处理后的数据误码性能得到明显改善。利用现场可编程门阵列（FPGA）对本成果进行物理实现，图5给出了本系统综合RTL图，图6为本系统Modelsim仿真图，从RTL和Modelsim仿真结果可看出，经过FPGA实现后的本系统的结构与设计结果一致，仿真结果与实测数据一致，信号得到有效的补偿。

Claims (7)

1.一种基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，包括：

导频抽取器，输入端接受信号Y，输出端连接信道估计器，从接受信号Y中抽取导频信息Y_p，

导频发生器，输出端连接信道估计器，将采用伪随机序列生成的本地导频信息X_p输入到信道估计器，

信道估计器，一个输入端连接导频抽取器，另一个输入端连接导频发生器，输出端连接信道插值器，利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算得到导频处信道估计值 ${\hat{H}}_p,$

信道插值器，输入端连接信道估计器，一个输出端连接信道能量估计器，另一个输出端连接信道均衡器，根据导频处的信道估计值

得到整个信道的信道估计值

信道能量估计器，一个输入端连接信道插值器，另一个输入端连接信道均衡器，用于修正信道引起的幅值变化，得到修正能量E_H，

信道均衡器，一个输入端连接信道插值器，另一个输入端接收信号Y，对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应

2.根据权利要求1所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述导频发生器中本地导频信息X_p由伪随机序列产生器生成，伪随机序列产生器的多项式为：x¹¹+x²+1，在每个OFDM符号的开始被初始化，并且第一个输出比特与第一个有效载波点重合，对于符号中的1705个有效载波点都产生比特输出与之对应；

所述导频发生器中导频位置由k=k_min+3×(l mod 4)+12p产生，其中，p,k,l为0或正整数，k∈[K_min,K_max]，K_min,K_max分别为一个OFDM符号的上、下标，l为在一帧符号中的符号序号，p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；

所述导频信息根据对应的子载波序号从伪随机序列中提取相应的数据比特进行调制，对导频子载波的能量进行了提升，其能量提升因子α=4/3，导频子载波c_m,l,k的调制如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(c_{m,l,k}\right)=\mathrm{\&alpha;}\&times;2(1/2-w_n)\\ \mathrm{Im}\left(c_{m,l,k}\right)=0\end{array}\right.$

式中，m为帧序号，l为帧内的OFDM符号序号，k为OFDM符号内的子载波序号，w_n为对应的伪随机序列的第n个数据比特，由此产生本地导频信息X_p。

3.根据权利要求1所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述信道估计器利用本地导频信息X_p与接收到的导频信息Y_p进行运算而得到导频处信道估计值

${\hat{H}}_p=\{\frac{Y_p\left(0\right)}{X_p\left(0\right)},\frac{Y_P\left(1\right)}{X_p\left(1\right)},.....,\frac{Y_p(N_p-1)}{X_p(N_p-1)}\}$

N_p为导频的个数，Y_p={Y_p(0)Y_p(1)......Y_p(N_p-1)}^T为导频子信道接收信号向量，X_p=diag{X_p(0)X_p(1)......X_p(N_p-1)}^T为导频子信道的信号取值，对于接收端是已知的。

4.根据权利要求1所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述信道插值器为一阶线性插值器、高斯插值器和FFT插值器中的任一种。

5.根据权利要求4所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述信道插值器为高斯插值器，其实施方法为：首先求得前一、当前和后一位置的频率为f_p1,f_p2,f_p3的三个导频子载波的信道相应

然后利用高斯二阶插值得到整个信道响应：

$\hat{H}\left(f_k\right)=Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p1}\right)+Q_0\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p2}\right)+Q_1\left(\frac{n}{N}\right)\hat{H}\left(f_{p3}\right)$

其中：f_k=f_p2+nΔf,f_p2=(f_p3+f_p1)/2， $Q_{-1}\left(\frac{n}{N}\right)=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2-\frac{n}{N}],$ $Q_0=1-{\left(\frac{n}{N}\right)}^2,$ $Q_1=\frac{1}{2}[{\left(\frac{n}{N}\right)}^2+\frac{n}{N}],1<n<N-1,$ n为载波序号，N为子载波数。

6.根据权利要求1所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述信道能量估计器，其修正能量

7.根据权利要求1所述的基于COFDM的高清视频传输系统，其特征在于，所述信道均衡器是对接收到的数据进行补偿，根据插值得到的整个信道响应，

其中

为整个信道估计值的共轭。

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