CN103635866B

CN103635866B - 电流调节器

Info

Publication number: CN103635866B
Application number: CN201280033607.9A
Authority: CN
Inventors: 戴夫·班尼斯特
Original assignee: Accuric Ltd
Current assignee: Accuric Ltd
Priority date: 2011-07-04
Filing date: 2012-06-22
Publication date: 2017-09-26
Anticipated expiration: 2032-06-22
Also published as: AP2013007332A0; MY164849A; WO2013005002A1; HRP20150394T1; BR112014000125B1; MA35255B1; EP2729861A1; BR112014000125A2; SMT201500101B; ES2534415T3; CU20130169A7; KR20140039296A; CO6930317A2; GB2492551A; CA2840369A1; ECSP14013194A; GB201111359D0; RS53949B1; GB2492630B; PT2729861E

Abstract

本申请描述了一种用于从输入电压提供调节电流的电流调节器。该电流调节器包括电压调节器电路，该电压调节器电路可操作以提供调节电压，且该电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管。

Description

电流调节器

技术领域

本发明涉及一种电流调节装置。特别地，本发明涉及适于向装置提供驱动电流的电流调节器，所述装置例如为发光二极管(LED)，以及对电流波动敏感的其它设备。

背景技术

近年来，LED成本的降低和性能的持续提高使其应用增多了。LED广泛地用作例如背光应用中的照明元件，如液晶显示器(LCD)的背光中。这一类型的背光用于提供构成显示器的LCD元件阵列的均匀一致的照明。LED通常还用在其他应用中，例如照明组件、状态指示器内，并显示于各种设备上。在所有这些应用中，LED通常为串联设置，并由恒流驱动器电路来提供基本恒定的电流。因此，这种驱动器电路包括电流调节装置。

众所周知，供应给形成照明系统一部分的LED或LED链的驱动电流的变化可对系统的性能产生不利影响。例如，在大型照明或标牌应用中，驱动电流的不确定性会导致功耗的相应不确定性。在基于节能减排的照明技术中，这种不确定性通常是不想要的。除此之外，在特定应用中，例如需要红-绿-蓝(RGB)颜色混合的应用中，电流变化会导致照明平台、如标志的色属性的变化。此外，LED的使用寿命或LED的串联链是与每个LED的结温相关的，而结温又与流经每个LED的电流部分相关。

因此，对LED电流的精确控制可改善对LED寿命的预测。已知地，LED驱动器供给的电流的变化可由于部件属性变化而产生，而部件属性变化的原因可以是制造变化或温度变化。照明系统的LED驱动器的其他性能要求涉及驱动器的可靠性。典型地，这是通过使用被称为平均无故障时间(Mean Time Between Failures,MTBF)的度量来表达的。对于给定的电子组件，只要操作期间作用在每个部件上的电应力和热应力是已知的，则采用行之有效的部件，可以很容易地计算出该度量。由于典型地用在传统的称为开关模式的LED驱动器中的部件混合(这些部件包括金属氧化半导体场效应晶体管(MOSFET)和电解电容器，二者已知地在长期可靠性方面具有限制)，这类驱动器的MTBF上有相应的限制。相反地，如前所述，使用电流调节的线性装置取代开关模式装置则通常受电流变化的影响。

因此，极其需求供应有大致恒定的驱动电流的LED或LED链。尤其需求通过使用高MTBF电子组件而产生的大致恒定的驱动电流，所述电子组件使用高可靠性部件，例如双极型晶体管，并避免或至少部分限制了对电解电容器的需求。对于开关模式的LED驱动器，其中电流调节功能是由对电路元件、例如电感器连续充放电的开关电压波形而提供的，利用通过LED链而发生的这种放电，可在LED链内产生基本恒定的电流。通过这种开关模式驱动器输送至LED链的电流取决于多种因素，包括开关电压在“ON”状态的时间比例，在此期间将电荷传输送至LED链(该比例被称为开关波形的占空比)。然而，该开关过程会导致产生电磁干扰(EMI)波形，需要使用EMI滤波结构，而这反过来又要使用电解电容器。因此，从寻求驱动器的平均无故障时间的最大化的角度，只要电流精度能得以维持，包括电流随温度的恒定性，在不使用任何开关模式元件的电流调节器电路的基础上，构建恒流LED驱动器是有利的。本发明的一般目的是从输入电压提供调节电流，以提供稳定的或基本恒定的驱动电流，供应给照明装置，如LED或其它设备，这些设备会受到电流波动的不利影响，或对电流波动是敏感的。本发明的优选实施例寻求优选地在电流调节器内不使用开关模式的电路而实现这一目的，以趋于提高调节器的长期可靠性，并降低或消除在基于调节器的LED驱动器中使用电解电容器的需求，从而进一步增加LED驱动器的长期可靠性。

相对于提供电压的装置或电路而言，寻求向LED或LED链提供经调节的、或大致恒定的电流的电流调节器装置或电路是已知的。所谓的“恒定电流调节器”可在任何两个端子或三个端子的拓扑结构中实现。图1a示出了双端调节器的情形，图1b示出了三端电流调节器。

然而，即使使用电流调节器设备，仍可能由于多种原因而导致提供给LED链的驱动电流产生变化。制造偏差，即决定电流的电路元件的制造公差的变化，是LED驱动/电源电流产生变化的主要原因之一。变化也会因电流调节器电路的“温度系数”而产生，即，调节器性能对环境温度或结温的依赖性。

以下讨论涉及前述的恒定电流调节器，从中显然能看出许多与现有技术相关联的缺点。

图2为用于驱动LED链的典型的三端电流调节器的示意图(在Brieda等人的US2010/0277091中也有所引用)。根据图2的设计的电流调节器两端的最小“压降”约为1.3V，这等于两个基极-发射极电压(vbe)下降(晶体管Q1与Q2两端)。其中一个“vbe降”，即Q1的基极-发射极结的压降，发生在R1两端，其导致产生通过R1的电流vbe1/R1。假定Q2具有可忽略不计的基极电流，则通过LED的电流也等于vbe1/R1，其中vbe1是晶体管Q1的基极-发射极电压。

因此，由于vbe固有的温度依赖性，LED电流的温度相关变化表示为标称LED电流的函数，由下式给出：

TC＝(δI_LED/δT)/I_LED＝(δvbe1/δT)/vbe1_nom 方程1

其中，vbe1_nom是标准温度(300K)时的vbe1的标称值。在图2的设计中，vbe1_nom约为0.6V，δvbe1/δT为-2mV/K(为了良好的工程近似)。因此，对于这一设计，温度系数TC的最低可实现值是-0.0033K^-1(-0.33％每开氏度，或-3,300ppm每开氏度)。Brieda等人的专利的表1中示出的该“标准解决方案”的电流显示-0.35％每开氏度的变化。TC的这一值将导致提供给LED串的电流在+/55开的温度范围内变化-/+9.25％。

Brieda等人提出的方案会受到温度系数TC为每开氏度-0.0650％(-650ppm/K)的影响。这导致LED电流在+/-55开氏度范围内产生-/+3.6％的变化。这一变化使得Brieda方案不适于许多应用：在这些应用中，环境温度的波动是预期到的，且对于光通量和/或色度指数而言，需要LED组件的光输出以保持基本恒定。

总之，尽管Brieda的设计提供了成本方面的一些优点，然而，该设计能传送幅值约650ppm/K的温度系数TC的最小值。这一TC幅值依然是明显的，会导致在-30C到+80C的特定温度范围内产生约-/+4％的LED电流变化。

本领域中已知的还有被称为广义的两端子电路拓扑结构，其能提供大致恒定的电流，受硅双极型晶体管的电流和电压处理能力的限制。该广义拓扑结构示于图3。

在这一拓扑结构内，电压调节装置(Voltage Regulating Device,VRD)用于调节基极-发射极电压vbe与电流编程电阻R这一串联组合两端的电压。如果VRD两端的调节电压为Vreg，则通过电阻R的电流由下式给出：

I_R＝(Vreg-vbe)/R 方程2

通过使两个这样的电流相互偏置图3所示的两个双极型晶体管的基极-发射极结，流经调节器的总调节电流由下式给出：

I_T＝2.I_R＝2.(Vreg-vbe)/R 方程3

该电流的温度系数定义为(如前所述)I_T随温度的比例变化，由下式给出：

TC＝(δI_T/δT)/I_T＝(δVreg/δT·δvbe/δT)/(Vreg-vbe)方程4

本领域已知的是，对于硅双极型晶体管，δvbe/δT的值约为-2mV/K，而vbe，即正向偏置的硅pn结两端的电压，约为0.7V。

因此，经调节的电流的热行为取决于VRD的性质和热行为。鉴于此，已公开了基于该广义拓扑结构的具体设计，其中，VRD包括正向偏置的PN结二极管和“带隙基准”二极管的串联组合。图4示出了该设计。对于这一设计，调节电压Vreg由下式给出：

Vreg＝Vdiode+Vbg 方程5

带隙基准二极管两端的电压Vbg(通常为1.23V)基本上不随温度而变化，这是带隙基准二极管的一个特性，而正向偏置的PN结二极管两端的电压Vdiode将随温度而变化，其变法方式与基极-发射极结(也是正向偏置PN结，载有与二极管基本相同的电流)的相同。因此，Vreg的热行为将与vbe的热行为相同，从而产生用于调节器电流的零温度系数TC。

然而，该设计的调节器存在性能和成本方面的限制。具体地，保持其两端的温度稳定化电压为1.23V的硅带隙基准二极管，操作高达20mA的典型最大电流。这给总调节器电流I_T加上了40mA的上限。

此外，带隙二极管的极低的差分阻抗(通常小于1Ω)使其难以确保这种类型的装置能并联连接，同时分配其之间的电流。图5示出了这一问题。其描绘了两个带隙二极管的I/V特性，位于(以最坏情况举例说明)Vbg的制造偏差的各端——对于典型的带隙硅二极管而言，这一公差(Vbg₂–Vbg₁)约为8mV。容易看出，如果两个这样的二极管并联放置，则具有最小Vbg值(Vbg₁)的二极管将在另一个二极管开始占取任何电流之前便占取一定量的电流(示为Ibg₁)。因此，VRD电流将有一个范围，在该范围内没有电流分配发生，因此，在该范围内，VRD的电流处理能力、以及作为整体的电流调节器的电流处理能力，仍受单个带隙基准二极管的电流处理能力的限制。

通过检查最大电流处理能力为20mA的带隙二极管(例如LT1004-1.2)的I/V特征，可以看出，图5中的带隙二极管1两端的电压具有比其标称(低电流)值高约8mV的值，因此，当通过带隙二极管1的电流达到约14mA的值时，确保了带隙二极管2是导通的。这意味着，直到通过带隙二极管1的电流已达到只比其最大额定值小几毫安的值时，带隙二极管1和带隙二极管2才进行电流分配。

此外，由于带隙二极管的I/V特性的非线性性质，当低电流时的差分阻抗(电压随电流的变化率)明显高于高电流时的差分阻抗时，随着通过带隙二极管1的电流增大了6mA、达到其20mA的额定最大值，通过带隙二极管2的电流将增大显著低于该值的值(约3mA)。

因此，用两个这样的带隙二极管的并联组合来替代图4的电路中的各VRD中的带隙二极管，考虑到Vbg的制造变化，可以可靠地预期到，各VRD的电流处理能力将仅增大9毫安，与之对比的是理想的20mA。因此，作为整体的电流调节器的电流处理能力的可靠预期增长将仅为约18mA，而不是理想的40mA。这是一个减弱每单位成本的电流处理能力的有效过程。鉴于带隙基准二极管不是简单的二极管结构，而是包含数个电路元件的相当复杂的集成电路的这一事实，上述过程的重要性是显著的。典型的1.23V带隙基准二极管包含约13个双极型晶体管和8个电阻，这明显增加了电流调节器的总成本。

在根据图4的设计的电路中，另一种替代性方法是，形成整个低电流VRD的并联组合(其中如图所示，每个这样的低电流VRD是正向偏置的PN结二极管与带隙基准二极管的串联组合)，以形成高电流VRD。然而，这将意味着同时复制带隙二极管和PN结二极管，因此，再一次明显增加了调节器的成本。

因此，图4所示的一般拓扑结构的实现不能提供具有成本效益的解决方案，来解决这样的挑战：提供在很宽的恒流范围内是可编程的、具有低的温度系数的电流调节器。

发明内容

本发明的实施例的目的在于，缓解前述的电流调节器装置相关的问题和缺点。考虑到各种不同应用范文的LED驱动器的需求，得出结论是存在需求这样的电流调节器装置，其具有改进的热性能和精确的电流设定能力，并在宽的可编程电流值范围内优选地是可操作的。此外，鉴于这些应用中许多都是价格敏感的，旨在解决这些需求的LED驱动器应当理想地具有经济有效的。在电路设计方面，这意味着实现使用简单电流拓扑结构和简单部件的解决方案。例如，经济有效的方案是保持低的晶体管数目的方案。这将具有额外的好处，即，使电流调节器、以及由此的具有该电流调节器的LED驱动器的平均无故障时间最大化。理想地，还需要提供这样的电流调节器，其对决定电流的电路元件的制造偏差的敏感度比先前考虑的解决方案要低。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于从输入电压提供调节电流的电流调节器，该电流调节器包括：

驱动器电路，其包括电阻器和晶体管；

以及

电压调节器电路，其可操作以向所述驱动器电路提供调节电压，其中，所述电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管。

优选地，驱动器电路和电压调节器电路形成第一电流调节器电路。优选地，第一电流调节器电路与第二电流调节器电路是交叉耦合的。优选地，在这种情形下，第二电流调节器电路可包括：

第二驱动器电路，其包括电阻器和晶体管；以及

第二电压调节器电路，其可操作以向所述第二驱动器电路提供调节电压，其中所述电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管。

替代性地，驱动器电路和电压调节器电路形成第一电流调节器电路，该第一电流调节器电路连接至电阻求和电路。

根据本发明的第二方面，提供了用于从输入电压提供调节电流的电流调节器，该电流调节器包括：

第一电流调节器电路和第二电流调节器电路，其中第一电流电解电路的输出交叉耦合至所述第二电流调节器电路，第一和第二电流调节器电路中的每一个包括：

驱动器电路，其包括电阻器和晶体管；以及

电压调节器电路，其可操作以向各驱动器电路提供调节电压，其中，所述电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管。

根据本发明第二方面的实施例，第一电流调节器电路的输出交叉耦合至所述第二电流调节器电路，从而第一电流器调节器电路的晶体管的集电极连接至第二电流调节器电路的电压调节器电路的正端子。

优选地，所述/每个电压调节器电路的齐纳二极管包括硅齐纳二极管。这类交叉耦合电流调节器电路中使用的晶体管优选地形成“互补对”，其中一个晶体管是PNP型硅双极型晶体管，另一个是NPN型硅双极型晶体管。

根据本发明的第三方面，提供了用于在电流调节器电路中使用的电压调节器电路，该电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管。

本发明的实施例有利地利用齐纳二极管的良好界定的击穿电压，将其作为对施加到电流调节器设备上的电压的调节手段，以产生供应给给定负载的稳定化的电流。

根据本发明的实施例，多个并联连接、以形成电压调节器电路的齐纳二极管的优点是：其很容易促进了大范围的调节电流值(I_T)的产生。具体地，根据本发明的电流调节器的电流编程范围可有利地根据每一电压调节器电路中使用的齐纳二极管的数量或电压调节装置(VRD)而选择。因此，根据本发明的实施例，没有必要模仿或复制整个电路来实现恒定电流值范围。因此，根据本发明所复制的部分(即齐纳二极管)是简单的、相对低价的电路元件。这有利地提供了针对提供调节电流值范围这一问题的非常经济有效的解决方案，从而使本发明的实施例能用于稳定不同应用范围内的驱动电流。

对于具有小于约5.5V的齐纳电压Vz的硅齐纳二极管而言，存在着通过齐纳二极管的电流值Iz,opt，在该电流值时齐纳电压随温度的变化率大致等于硅双极型晶体管的基极-发射极电压vbe的变化率(大致为-2mV/K)。但是，根据该热平衡条件被满足时的Iz,opt的值，以及在任何给定电流时的齐纳阻抗Z_Z的值，具有这些齐纳电压的齐纳二极管是不同的。本发明的优选实施例利用了这样的事实：在交叉耦合电路中，使用低电压的齐纳二极管可以构造VRD，所述齐纳二极管是在具有齐纳电压随温度的变化率大致等于硅双极型晶体管的基极-发射极电压vbe随温度的变化率的电流Iz,opt的基础上选择的。

此外，根据一个特别优选的实施例，齐纳二极管选择为：使得齐纳电压随温度的变化率δVz/δT应当呈现出对于Iz,opt附近的齐纳电流值，随电流的变化最小，从而协助得到通过本发明的调节器的宽范围的可编程电流，该范围内的各电流的温度依赖性有利地是小的。

因此，根据本发明的优选实施例，齐纳二极管呈现低的齐纳电压——即，5.5V以下。优选地，所述齐纳二极管呈现介于2.0V到3.0V之间的齐纳电压。本领域技术人员应当理解，一个给定的齐纳二极管的齐纳电压是按照标称齐纳电压的定义而定义的，即给定二极管电流下二极管两端的电压。在测量齐纳电压时的典型的齐纳二极管电流为5mA。

本发明的优选实施例利用这一事实：与较高电压的齐纳二极管和带隙二极管相比，具有低齐纳电压值的硅齐纳二极管往往具有更高的差分齐纳阻抗Z_Z值。在制造偏差所定义的齐纳电压范围内，Z_Z的这些较高值有利地确保了这样的齐纳二极管可并联并大约均匀地分配流经该并联组合的电流。这有利地确保了数个调节器电流范围可被选择，在这些范围内电流的温度依赖性小，并在该范围内具有零值。每个所述范围涉及每VRD的齐纳二极管的给定数目。

优选地，本发明的实施例的目的在于，缓解通常由于任何给定的齐纳二极管的齐纳电压的制造变化(或实际上是整流二极管的制造变化)而导致的问题，如现有技术参考文献2中使用的那些，即编程调节器电流I_T的相应变化。确保流经本发明调节器的电流依据每一并联的齐纳二极管堆栈内的平均齐纳电压而变化，来实现这一目的，其中该平均值的变化将遵循由统计学的中心极限定理制约的统计分布，而与单个齐纳二极管的齐纳电压的标准偏差相比，每一VRD内的平均齐纳电压的标准偏差是由每VRD的齐纳二极管的数目的平方根这一系数来减小的。这导致VRD内的平均齐纳电压的减小的变化，以及由此的在根据本发明的电流调节器电路的较高电流变化中，调节电流的少量变化。

如以下将详细讨论的，根据本发明的实施例的电压调节设备(VRD)是极其有利的，其原因是：齐纳二极管的并联组合不仅用于提供电压调节功能，在优选实施例中，其还用于在电流的宽范围内补偿驱动晶体管的温度依赖性，以缓解热平衡功能，所述范围包括若干个子范围，其中每一子范围对应于每VRD的并联齐纳二极管的特定数目。根据本发明的电流调节器电路有利地提供了调节电流，该调节电流的温度依赖性被有益地降至一个值，该值在每开氏度测得为每百万分之几十。事实上，根据本发明的特别优选地实施例，温度系数TC的值在每个子范围两端在特定的优选电流下被视作大致为零。

此外，应当理解，根据本发明的实施例，借助于仅包含双极型晶体管、齐纳二极管和电阻器的电路，能够实现这一性能，因此，本发明的实施例代表了尤其经济有效的电流调节器。这样，本发明的实施例能应用在例如LED照明、LCD背光，包括那用于大型公共显示的场合，以及LED显示器、建筑照明和立体发光字应用，而无需用于校正调节器电流中的热偏移的额外装置。

综上，本发明的优选实施例有利地提供了一种经济有效的调节器电路，其具有改进的热性能(即，温度系数值小于前述考虑的方案的温度系数值)，在可编程电流值范围内是可操作的，并且是精确设定的。

根据本发明的第四方面，提供了一种包括一个或多个LED的照明设备，该照明设备包括根据第一或第二方面的实施例的电流调节器。

该照明设备可例如包括照明设备，包含LED，以及一个或多个LED驱动器，所述LED驱动器中每一个包含一个或多个电流调节器。

附图说明

为更好地理解本发明及其实施方式，以下将结合附图以举例方式描述本发明，其中：

图1展示了根据现有技术的一般的电流调节器电路的拓扑结构；

图2展示了根据现有技术的三端子电流调节器电路的一般拓扑结构；

图3展示了根据现有技术的两端子电流调节器电路的一般拓扑结构；

图4展示了根据现有技术的电流调节器电路设计；

图5描绘了两个带隙二极管的电流/电压(I/V)特性的图示；

图6展示了根据本发明一个实施例的电流调节器电路；

图7展示了根据本发明第二实施例的电流调节器电路；

图8展示了两个齐纳二极管的电流/电压(I/V)特性的图示。

具体实施方式

图6展示了根据本发明第一实施例的两端子电流调节器电路，该电流调节器电路具有第一电流调节器电路C1，该第一电流调节器电路C1交叉耦合至第二电流调节器电路C2。

第一电流调节器电路C1包括驱动器电路，该驱动器电路具有电阻器R1和双极型晶体管T1。第一电流调节器电路还包括电压调节器电路VRC1，该电压调节器电路VRC1包括多个并联的齐纳二极管Z1₁,Z1₂…Z1_n。第二电流调节器电路C2包括驱动器电路，该驱动器电路具有电阻器R2和双极型晶体管T2。第二电流调节器电路还包括电压调节器电路VRC2，该电压调节器电路VRC2包括多个并联的齐纳二极管Z2₁,Z2₂…Z2_n。

电压源驱动电流IT至节点W，该节点W连接第一电流调节器电路C1的电阻器R1与电压调节器电路VRC1的正端，从而在电阻器R1与VRC1之间划分电流IT。电阻器R1连接至晶体管T1的发射极e。双极型晶体管T1的集电极电流是由这些值决定的：R1、VRC1产生的电压、以及晶体管T1的基极-发射极电压Vbe；该集电极电流流入第二电流调节器电路C2的电压调节器电路VRC2的正端，并在节点Y处到达晶体管T2的基极。节点X连接VRC1的负端、T1的基极和T2的集电极。电阻器仅是热噪源，用于“启动”电路。

假定T2的基极电流是可忽略的，则I_VRD1等于T2的集电极电流。此外，T2的集电极电流是由这些值决定的：R2、VRC2产生的电压、以及晶体管T2的基极-发射极电压vbe。VRC2的负端连接至R2，形成输出节点Z，电流IT经过该输出节点Z流至预期负载。

由于该电路的交叉耦合，这两个晶体管有利地提供有基极偏置电流。

根据上述实施例，电阻器中其中一个可保持恒定值，而另一个用作电流可编程电阻。替代性地，这两个电阻是可变的，以便都作为电流可编程电阻。

根据图7所示的本发明的第二个实施例，电流调节器电路C1连接至电阻求和电路RSC。本领域技术人员将会理解，各种针对该电阻求和电路的设计都是可能的。例如，在图7所示的特定例子中，电阻求和电路包括并联连接的多个电阻器。

以下描述了本发明的优选实施例的性质和原则。

设定精度：在此讨论根据本发明实施例的电流调节器的“设定精度”，针对这一调节器提供的电流上的变化，该变化是由电路元件的性质中的随机变化引起的。读者应当理解，随机错误和确定性错误发生在任何电路中，但导致电路性能偏差的仍是随机错误。确定性错误导致设计性能与实际性能之间产生固定的“偏移”。任何恒定电流电路的设定精度正确地表示为调节电流的微小变化。因此，对于根据图3的一般拓扑结构的电路，有下式：

ΔI_T/I_T＝(ΔVreg+Δvbe)/(Vreg-vbe) 方程6

其中，ΔVreg是Vreg的制造偏差，Δvbe是vbe的制造偏差。在本发明中，调节电压Vreg由低电压的齐纳二极管提供，因此，ΔVreg＝ΔVz。Vreg的这一公差是显著大于(约为10倍系数)vbe的公差的。因此：

ΔI_T/I_T≈ΔVz/(Vreg-vbe) 方程7

通常情况下，对于低电压(<5.5伏)的齐纳二极管，齐纳电压的统计公差ΔVz约为10％——等于Vz.的+/-5％的公差。方程6表明，在没有任何校正装置的情形中，使用低电压的齐纳二极管会通过Vz的制造偏差导致I_T产生大的变化，即，差的电流设定精度。因此，按照本发明的实施例，理想的是将齐纳二极管按这样一种方式结合起来以减轻这种效应。

根据本发明的实施例，使用了称为中央极限定理的统计定理。该定理的一个结果是，如果一个变量x是正态分布的，平均值为μ，标准偏差为σ，则大小为N的样本的平均值将根据正态分布而分布，并具有相同平均值为μ，标准偏差为σ/√N。

接下来考虑具有标称齐纳电压Vz和制造偏差ΔVz的齐纳二极管的情形。ΔVz的值将与Vz的晶圆到晶圆的统计数据的标准偏差σ(Vz)相关。通常情况下，Vz的制造偏差的所报值将为约+/-3.σ(Vz)——“六西格玛偏差”。

如果从这一“全局”分布中取用N个齐纳二极管的样本，形成各并联二极管堆栈，则每一样本内的齐纳电压的平均值<Vz>将具有等于标称齐纳电压Vz的平均值<(<Vz>)>，以及标准偏差σ(Vz)/√N。

根据使用电压调节器电路VRC的本发明的实施例，提供的所述/每个VRC包括齐纳二极管的并联堆栈，每个齐纳二极管具有相同的标称齐纳电压Vz。

具有两个二极管堆栈并承载电流Is₁和Is₂的调节器具有总的调节电流I_T，其由下式给出：

I_T＝Is₁+Is₂ 方程8

从而

I_T＝[(<Vz₂>-vbe)+(<Vz₁>-vbe)]/R 方程9

该总电流的变化由下式给出：

Var(I_T)＝(Var(<Vz₂>)+Var(<Vz₁>)/R² 方程10

从中心极限定理可得出：

Var(<Vz₂>)＝Var(<Vz₁>)＝Var(V_Z)/N 方程11

因此：

Var(I_T)＝2.Var(V_z)/(N.R²) 方程12

可得出，经过调节器的标称调节电流I_Tnom由下式给出：

I_Tnom＝2.(Vz-vbe)/R 方程13

其中，VZ取的是其在制造商数据表中的标称值。

I_T中的标准偏差由下式给出：

σ(I_T)＝SqrtVar(I_T)＝Sqrt(2/N.R²).σ(Vz) 方程14

I_T的“设定精度”是由I_T(ΔI_T)中的公差给出的，作为I_Tnom的一部分，其中公差为6σ(I_T)。类似地，Vz(ΔVz)中的制造偏差等于6.σ(Vz)。

因此：

Δ(I_T)＝Sqrt(2/NR²).Δ(Vz) 方程15

Δ(I_T)/I_Tnom＝Sqrt(2/NR²)Δ(Vz)/I_T，nom 方程16

Δ(I_T)/I_Tnom＝Δ(Vz)/[Sqrt(2.N).(Vz-vbe)] 方程17

其中，N是每个堆栈中的齐纳二极管的数量。因此，对于根据本发明的调节器，调节器电流中的这一相对误差随着每一堆栈中的齐纳二极管的数量而减小，其系数为Sqrt(2.N)。

温度系数和电流编程范围：对于体现本发明的调节器，其电流的温度系数由下式给出：

TC＝(δVz/δT-δvbe/δT)/(Vz-vbe) 方程18

当流经每个齐纳二极管的电流等于Iz，opt时(δVz/δT＝δvbe/δT时的齐纳电流值)，该温度系数大致为零。因此，存在这样的调节器电流值I_T，在该值时TC大致为零。为达到最佳的散热性能，对于体现本发明的调节器而言，这些I_T值将成为“优选”的操作电流。

随着齐纳电流Iz偏离这一最优值，TC的值改变了。本发明的优选实施例寻求提供这样的电流编程范围，在该范围内TC仅少量偏离零值。为了便于说明，认为该电流编程范围为：在该范围内TC的值位于每开氏度温度+/-75ppm的范围内。因此，在将温度系数TC的上下边界值限定为TC_U＝7.5x10^-5每开氏度和TC_L＝-7.5x10^-5每开氏度时，对应于电流编程范围的两个端点的δVz/δT的上下值是：

(δVz/δT)_L＝TC_L.(Vz_U-vbe)+δvbe/δT 方程19

和(δVz/δT)_U＝TC_U.(Vz_L-vbe)+δvbe/δT 方程20

TC_U是TC的上界值，其对应于齐纳电流的下界值；TC_L是TC的下界，其对应于齐纳电流的上界值。Vz_U和Vz_L分别表示在齐纳电流的上下限处齐纳电压的值。可通过假定通过每个堆栈内的平均齐纳二极管的电流的范围大约为10mA到20mA，从而准确地得到Vz的这些值。这个范围的电流集中在对应于2.4V齐纳二极管的值Iz，opt的齐纳电流值上，选择该2.4V齐纳二极管的原因稍后将说明。然后，分别对应于下限和上限值бVz/бT的I_Z(I_Z，U和I_Z，L)的精确值，通常可从齐纳二极管制造商的数据表中获得。于是，I_T的相应值是：

I_T，U＝2.N.I_Z，UandI_T，L＝2.N.I_Z，L 方程21

假设双极性晶体管具有高的β(Ic/Ib)值，即在其编程范围的中心流经调节器的总电流，则对于给定值的N，由下式给出：

I_T，cen＝2.N.Iz，opt 方程22

从式9得出，对应于该电流中心值的编程电阻的值由下式给出：

R＝2.(<Vz>-vbe)/I_T，cen 方程23

其中，<Vz>取在Iz,opt时的标称齐纳电压值。对于编程范围内其它处的总调节器器电流的值：

R＝2.(<Vz>-vbe)/I_T 方程24

电流分配：现有技术中已知的是，困难出现在将齐纳二极管并联连接时。这些困难涉及齐纳二极管共享电流到何种程度——类似于图4所描绘的现有技术中使用的带隙基准二极管的情形。如果每齐纳二极管的操作电流附近的差分齐纳阻抗(齐纳电压Vz随电流的变化率)不够高，或者，如果Vz的制造偏差(ΔVz)过高，则堆栈中具有最低的齐纳电压的齐纳二极管将占用全部电流(或至少大部分)。为解决这一问题，从而保证每一堆栈中所有的齐纳二极管得以导通，优选地使用这样的齐纳二极管：其在齐纳电压上具有小的制造偏差，并具有标称齐纳电压，对于该标称齐纳电压，Iz,opt时的齐纳阻抗大于几个欧姆。因此，根据优选实施例，齐纳二极管的齐纳电压之间存在着小的变化。差分齐纳阻抗通常被看作是“寄生的”或不想要的阻抗。然而，在本发明的背景下，这有效地促进了电流共享。

参考图8，其示出了两个齐纳二极管Z1和Z2的I/V特性，对于给定的标陈齐纳电压，其齐纳电压位于制造偏差范围的末端。根据标称齐纳电压的定义，每一齐纳二极管的齐纳电压定义为在限定的二极管电流时二极管两端的电压，通常为5mA。此外，考虑到使用这样的齐纳二极管的调节器的设计，标称齐纳电流是Iz,opt，通过图6中的齐纳二极管1和齐纳二极管2的电流，位于该值的任一侧。因此，通过建构，(Iz₁–Iz₂)和(Vz₂–Vz₁)由下式给出：

(Iz₁-Iz₂)＝(Vz₂-Vz₁)/R_z 方程24

其中，RZ是在Iz,opt时的齐纳电阻(齐纳阻抗的实部Z_Z)。对于典型的2.4V硅稳压二极管(举此例的原因稍后将解释)，R_Z是约35Ω，Iz,opt大致为14.5mA。Vz(Vz₂–Vz₁)中的制造偏差通常是0.24V。因此，通过齐纳二极管1和齐纳二极管2的电流的差值，在最坏情况下约为7mA。这意味着，齐纳二极管承载的电流是Iz,opt加上3.5mA(Iz₁＝18mA)，而齐纳二极管2承载的电流是Iz,opt减3.5mA(Iz₂＝11mA)。通过对典型的2.4V硅齐纳二极管的热行为进行检查，发现Vz₁和Vz₂随温度的典型变化率(分别在18mA和11mA)大致是-2.1mV/K和-1.9mV/K。因此，齐纳电压随温度的平均变化率大致为-2.0mV/K，这是每一齐纳二极管在标称电流Iz,opt时要具有最佳热行为(δVz/δT＝δvbe/δT)所需的。

因此，与使用基于前向的PN结二极管和带隙基准二极管的组合的电路相反的是，体现本发明的电路有利地使用位于每一VRD内的电流分配参考电压(低电压的齐纳二极管)。鉴于与带隙基准二极管相比，这样低电压的齐纳二极管是简单的PN结结构的这一事实，这提供了一种经济有效的方法，利用该方法，电流处理能力以及因此的电流调节器的电流编程范围可以根据每一VRD使用的这样的低电压齐纳二极管的数量来选择。

参考一系列不同的实施例，展示了这种方法的效用，每一实施例的不同之处在于每VRD的齐纳二极管的数量。

鉴于此，对于本发明的一个优选实施例中使用的齐纳二极管，其优选的选择标准如下：

1.ΔVz(Vz的制造偏差——即，包含在给定的VRD中的多个齐纳二极管的齐纳电压之间所产生的变体)应当是低的。这有利地确保了良好的设定精度，便于电流分配。

2.齐纳阻抗Z_Z在每二极管的操作电流Iz,opt下应当是高的，以有利地实现电流分配。

3.Iz,opt的Vz应当是低的，以实现低的“压降”，该压降等于2xVz。

4.对于Iz,opt附近的电流，δVz/δT随电流(δVz/δT.δIz)的变化率应当是低的，以有利地实现宽的可编程的电流范围。

5.对于编程电流的设定精度尤为重要的情形，Iz,opt的值应当是低的；因为这迫使N对于调节器电流的任何给定值都是高的。

对几种市售的硅齐纳二极管的热性能数据进行检查发现，通过选择具有低齐纳电压或优选地最低齐纳电压(在齐纳电压参考电流为5mA时通常为2.4V)的齐纳二极管，基本上能满足前四个标准。对于编程电流的设定精度尤为重要的应用中，可选择稍高的齐纳电压(在5mA时大致为3.0V)，因为这与较低的Iz,opt值是一致的，也与优选的选择标准5相一致。

示例性实施例：

对于一个典型的2.4V硅齐纳二极管，其中齐纳电压是在5mA的齐纳电流下测量的，Iz,opt(大致为14.5mA)的齐纳电压是2.9V。另外，对于承载可感知的发射极电流的典型的NPN或PNP硅晶体管，vbe≈0.7V。

ΔVz＝0.24V

Iz，opt＝14.5mA

Z_Z@Iz，opt＝35Ω

Vz@Iz，opt＝2.9V

Vz@10mA(为Vz_L取的值)＝2.75V

Vz@20mA(为Vz_U取的值)＝3.1V

(δVz/δT)_U＝-1.85mV/K

(δVz/δT)_L＝-2.18mV/K

假设电阻器(R)具有零温度系数，可以从这些数字来计算性能度量。在实践中，超低温度系数电阻器代表着成本的显著上涨。但是，经济实惠的厚膜贴片电阻目前已经有售，在整个所需电阻范围内其温度系数为+/-25ppm/K，电阻精度为+/-0.1％。N从1到6的范围的性能指标列于表1。

表1

这表明，本发明的实施例有利地提供了一种电流调节器的拓扑结构，在该拓扑结构的基础上可设计这样的调节器：提供从约20mA到约280mA范围内的编程电流，在该范围内，位于每开氏度-75ppm到每开氏度+75ppm之间(每开氏度-0.0075％和每开氏度+0.0075％)的电流的温度系数得以保持。本发明的各实施例包括两个双极硅晶体管和若干个低压硅齐纳二极管，这有益地提供了低成本的解决方案。

通过在较窄的编程电流范围内根据本发明的特定实施例设计产品，可有效地解决Iz，opt值的制造变化这一问题。可指定每开氏度+/-75ppm的温度系数的电流的实际范围将约为25mA到220mA。

在低压降电压(由此低齐纳电压)不如设定精度重要的情形中，使用具有稍高的齐纳电压的齐纳二极管、与保持高齐纳阻抗的需求相一致，这将是有利的。该稍高电压(如3.0V)的齐纳二极管具有低的Iz,opt值。这意味着，对于任何给定的调节器电流，每一堆栈中将需要更多数目的齐纳二极管；鉴于中心极限定理，这使该调节器的电流具有更高的设定精度。

在这样的情形中：在特定电流I_spec时，或在以I_spec为中心的小范围编程电流中，TC的值需要大致为零，这时能够选择齐纳电压的值，对于该值，硅齐纳二极管具有由下式给出的Iz,opt值：

Iz，opt＝I_spec/2.N 方程25

其中N是整数，且对应于这样的调节器电路中每VRD的齐纳二极管的数目。

例如，可以证明，对于Vz＝2.7V，对于硅齐纳二极管，Iz,opt的相应值通常为5mA。因此，有可能构建一个体现本发明的电流调节器电路，该电路每VRD使用两个这样的齐纳二极管，且其电流温度系数TC大致等于零，对于20mA的总调节器电流I_T。

此外，为方便电流编程，可以使用体现本发明的调节器，其中一个编程电阻保持不变(对于给定的N，位于中心电流值)，而另一个则用作编程电阻。

Claims

1.用于从输入电压提供调节电流的电流调节器，包括：

第一驱动器电路，包括电阻器和晶体管；

以及

第一电压调节器电路，其可操作向所述第一驱动器电路提供稳定电压，其中所述第一驱动器电路的电阻器连接在第一电压调节器电路的正端与第一驱动器电路的晶体管的发射极之间，所述第一电压调节器电路的负端连接至所述第一驱动器电路的晶体管的基极，所述第一驱动器电路的晶体管的集电极通过另一电阻器与发射极相接，所述第一电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管，每个齐纳二极管具有低于5.5V的齐纳电压，在多个齐纳二极管中所包含的齐纳二极管的齐纳电压之间存在介于0.1V到0.3V之间的变化。

2.根据权利要求1所述的电流调节器，其特征在于，所述第一驱动器电路和所述第一电压调节器电路形成第一电流调节器电路，且其中所述第一电流调节器电路交叉耦合至第二电流调节器电路，所述第二电流调节器电路包括：

第二驱动器电路，包括电阻器和晶体管；以及

第二电压调节器电路，其可操作以向所述第二驱动器电路提供稳定电压，其中所述第二驱动器电路的电阻器连接在第二电压调节器电路的负端与第二驱动器电路的晶体管的发射极之间，所述第二电压调节器电路的正端连接至所述第一驱动器电路的晶体管的集电极以及所述第二驱动器电路的晶体管的基极，所述第二驱动器电路的晶体管的集电极连接至所述第一电压调节器电路的负端，

其中所述第二电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管，每个齐纳二极管具有低于5.5V的齐纳电压，并且，在多个齐纳二极管中所包含的齐纳二极管的齐纳电压之间存在介于0.1V到0.3V之间的变化。

3.根据权利要求1所述的电流调节器，其特征在于，所述第一驱动器电路和所述第一电压调节器电路形成第一电流调节器电路，且其中所述第一电流调节器电路连接至电阻求和电路。

4.用于从输入电压提供调节电流的电流调节器，包括：

第一电流调节器电路和第二电流调节器电路，其中所述第一电流调节器电路的输出交叉耦合至所述第二电流调节器电路，所述第一和第二电流调节器电路每一个包括：

驱动器电路，包括电阻器和晶体管；以及

电压调节器电路，其可操作以向各驱动器电路提供稳定电压，

其中第一电流调节器电路的驱动器电路的电阻器连接在第一电流调节器电路的电压调节器电路的正端与相应的驱动器电路的晶体管的发射极之间，所述第一电流调节器电路的电压调节器电路的负端分别连接至第一电流调节器电路的驱动器电路的晶体管的基极以及第二电流调节器电路的驱动器电路的晶体管的集电极，所述第一电流调节器电路的驱动器电路的晶体管的集电极通过另一电阻器与发射极相接，第二电流调节器电路的驱动器电路的电阻器连接在第二电流调节器电路的电压调节器电路的负端与相应的驱动器电路的晶体管的发射极之间，所述第二电流调节器电路的电压调节器电路的正端连接至第二电流调节器电路的驱动器电路的晶体管的基极，所述第二电流调节器电路的驱动器电路的晶体管的集电极连接至所述第一电流调节器电路的电压调节器电路的负端，

其中所述电压调节器电路包括多个并联连接的齐纳二极管，每个齐纳二极管具有低于5.5V的齐纳电压，并且，在多个齐纳二极管中所包含的齐纳二极管的齐纳电压之间存在介于0.1V到0.3V之间的变化。

5.根据以上任一项权利要求所述的电流调节器，其特征在于，所述电流调节器包括双端电路。

6.根据权利要求1到4中任一项所述的电流调节器，其特征在于，每一电压调节器电路的齐纳二极管包括硅齐纳二极管。

7.根据权利要求1到4中任一项所述的电流调节器，其特征在于，每一电压调节器电路的齐纳二极管呈现介于2.0V到3.0V之间的齐纳电压。

8.根据权利要求1到4中任一项所述的电流调节器，其特征在于，所述电流调节器可操作以提供介于25mA到220mA之间的编程调节电流。

9.根据权利要求1到4中任一项所述的电流调节器，其特征在于，选择包含在每一电压调节器电路中的齐纳二极管的齐纳电压，以使：

其中，Iz,opt是齐纳电压随温度的变化率大致等于电流调节器电路的晶体管的基极-发射极电压vbe的变化率时的电流，N是每一电压调节器电路中齐纳二极管的整数数目，I_spec是温度系数大致为零时电流调节器的电流。

10.根据权利要求1到4中任一项所述的电流调节器，其特征在于，所述或每一驱动器电路的晶体管包括硅双极型晶体管。

11.根据权利要求10所述的电流调节器，其特征在于，所述硅双极型晶体管是NPN型或PNP型。

12.根据权利要求11所述的电流调节器，当直接或间接地从属于权利要求2或权利要求4时，其特征在于，所述第一或第二电流调节器电路的晶体管是PNP型，而其它电流调节器电路的晶体管是NPN型，从而这些晶体管形成互补对。

13.根据权利要求4所述的电流调节器，其特征在于，所述第一和/或第二驱动器电路的电阻是可操作而变化的，以用作电流编程电阻。

14.照明装置，包括一个或多个LED和如权利要求1到13中任一项所述的电流调节器。