JP6195829B2 - 電流調整器 - Google Patents

Description

本発明は、電流調整装置に関する。詳細には、本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）及び電流の変動を感知する他の装置のようなデバイスに駆動電流を供給するのに好適な電流調整器に関する。

ＬＥＤのコストの低下及び継続的な性能の向上によって、ここ数年でＬＥＤの用途の増加がもたらされた。ＬＥＤは、例えば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）のバックライト内など、背面照明用途における照明素子として広く使用されている。このタイプの背面照明は、ディスプレイを構成するＬＣＤ素子のアレイの均一且つ連続した照明を可能にするのに使用される。ＬＥＤはまた、様々な設備及び設置物上の照明組立体、状態表示器、及びディスプレイ内など、他の応用において一般的に利用されている。これらの用途全ての内部では、ＬＥＤが典型的には直列接続で配列され、定電流駆動回路を介して実質的に一定の電流が供給される。従って、このような駆動回路は、電流調整手段を含む。

照明システムの一部を形成するＬＥＤ又は一連のＬＥＤに供給される駆動電流のばらつきが、システムの性能に悪影響を及ぼす可能性があることはよく知られている。例えば、大型照明又は標識用途では、駆動電流が安定していないことにより、これに対応して消費電力の不安定性につながる可能性がある。このような不安定性は一般に、省エネルギーを基準として販売されている照明技術の状況においては歓迎されることではない。これと同様に、電流のばらつきは、例えば赤−緑−青（ＲＧＢ）の色混合を必要とする特定の用途においては、信号などの照明プラットフォームの色度特性のばらつきをもたらす可能性がある。更に、ＬＥＤ又は直列接続された一連のＬＥＤの耐用寿命は、ＬＥＤ／各ＬＥＤの接合部温度に関連性があり、この接合部温度は、１つには、ＬＥＤ／各ＬＥＤを流れる電流に関連性がある。従って、ＬＥＤ電流を精密に制御することにより、ＬＥＤ寿命の予測性の向上をもたらすことができる。更に、ＬＥＤドライバによって供給される電流のばらつきは、製造ばらつきによる構成要素の特性のばらつき又は温度のばらつきの結果として生じる可能性がある。照明システムにおけるＬＥＤドライバの他の性能要件は、ドライバの信頼性に関連性がある。典型的には、これは、平均故障間隔（ＭＴＢＦ）と呼ばれる評価基準を使用することにより表される。十分に確立された構成要素を用いた所与の電子組立体において、作動中に各構成要素に加わる電気的及び熱的ストレスが既知であるという条件下では、この評価基準は容易に算出することができる。スイッチング金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）及び電解コンデンサ（これらは共に、長期信頼性の点で限界があることが知られている）を含む、いわゆる従来のスイッチモードＬＥＤドライブで通常使用される構成要素が混在することに起因して、これに対応した制限がこのようなドライバのＭＴＢＦに課せられる。逆に、スイッチモード手段の代わりに線形的な電流調整手段を使用したドライバは、上記で示されたように通常は電流のばらつきを生じやすい。

従って、ＬＥＤ又は一連のＬＥＤに実質的に一定の駆動電流が供給されることが極めて望ましい。特に、バイポーラトランジスタのような高信頼性の構成要素を使用し、電解コンデンサの必要性を排除又は少なくとも制限した高いＭＴＢＦの電子組立体を使用することによって、実質的に一定の駆動電流が生成されることが望ましい。スイッチモードＬＥＤドライバの場合、インダクタのような回路素子を成功裏に充放電するスイッチング電圧波形によって電流調整機能が提供され、このような放電は一連のＬＥＤを通じて行われ、実質的に一定の電流を一連のＬＥＤ内に生成することができる。このようなスイッチモードドライバによって一連のＬＥＤに供給される電流は、スイッチング電圧が「ＯＮ」状態にあり、この間一連のＬＥＤが充電されている時間の割合（この割合は、スイッチング波形のデューティサイクルと呼ばれる）を含む、複数の要因に依存する。しかしながら、このスイッチングプロセスは、ＥＭＩ波形の発生につながり、電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタ構造の使用が必要となり、該ＥＭＩフィルタ構造は電解コンデンサを使用している。従って、ドライバのＭＴＢＦを最大にすることを目指す観点からすると、温度に対して一定の電流であることを含め、電流精度を維持できる限り、どのようなスイッチモード素子も使用しない電流調整回路に基づいて、一定電流のＬＥＤドライバを構築することが有利とすることができる。本発明は、電流変動により悪影響を受けるか又は電流変動の影響を受けやすいＬＥＤ又は他のデバイスなどの照明デバイスに対して、安定した又は実質的に一定の駆動電流を供給するために入力電圧からの安定化電流を提供することを目的としている。本発明の好ましい実施形態は、好ましくは電流調整器内でスイッチモード電気回路を使用することなくこの目的を達成し、これにより調整器の長期信頼性を高めるようにすると共に、調整器をベースとしたＬＥＤドライバ内での電解コンデンサの必要性を低減又は排除して、ＬＥＤドライバの長期信頼性を更に高めるように努める。

供給電圧に対して安定化され又は実質的に一定である電流をＬＥＤ又は一連のＬＥＤに提供するようにする電流調整装置又は回路は公知である。いわゆる「定電流調整器」は、２端子又は３端子接続形態で実現することができる。図１ａは、２端子調整器の事例を示し、図１ｂは、３端子電流調整器を示している。

しかしながら、電流調整装置を使用した場合でも、幾つかの理由から、一連のＬＥＤに供給される駆動電流のばらつきが依然として生じる場合がある。製造上の広がり、すなわち、電流決定回路素子の製造公差のばらつきは、ＬＥＤ駆動／供給電流において生じるばらつきの主要因の１つである。このばらつきはまた、電圧調整回路の「温度係数」、すなわち換言すると、周囲温度又は接合部温度に対する調整器性能の依存性に起因して生じる。

上記で検討した定電流調整器に関する以下の考察から明らかになるように、従来技術に伴う複数の欠点がある。

図２は、一連のＬＥＤを駆動する目的で使用される典型的な３端子電流調整器の概略図を示している（米国特許２０１１／０２７７０９１（Ｂｒｉｅｄａ他）にも記載されている）。図２に示す設計による電流調整器の両端の最小の「電圧降下」は、約１．３Ｖであり、これは、２つのベース−エミッタ電圧（ｖｂｅ）降下（トランジスタＱ１及びＱ２の両端）に相当する。これらの「ｖｂｅ降下」のうちの１つ、すなわちＱ１のベース−エミッタ接合部両端のｖｂｅ降下はＲ１の両端で発生し、Ｒ１を通る電流（ｖｂｅ１／Ｒ１）をもたらす。Ｑ２が、無視できるほどのベース電流を引き込むと仮定すると、ＬＥＤを通る電流もまたｖｂｅ１／Ｒ１に等しく、ここでｖｂｅ１は、トランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧である。そのため、ｖｂｅに本来的に温度依存性があることに起因して、ＬＥＤ電流の温度に関連するばらつきは、公称ＬＥＤ電流の数分の一として表され、以下で与えられる。

ＴＣ ＝ （δＩ_LED／δＴ）／Ｉ_LED ＝ （δｖｂｅ１／δＴ）／ｖｂｅ１_nom （式１）

ここでｖｂｅ１_nomは、標準温度（３００Ｋ）でのｖｂｅ１の公称値である。図２の設計において、ｖｂｅ１_nomは約０．６Ｖであり、δｖｂｅ１／δＴは、極めて良好なエンジニアリング近似に対して−２ｍＶ／Ｋである。そのため、この設計における温度係数ＴＣの達成可能な最小値は、−０．００３３Ｋ^-1（−０．３３％／ケルビン、又は−３，３００ｐｐｍ／ケルビン）である。Ｂｒｉｅｄａ他の表１においてこの「標準的解決策」で示した電流は、−０．３５％／ケルビンのばらつきを示している。このＴＣ値は、一連のＬＥＤに提供される電流が＋／−５５ケルビンの温度範囲にわたって−／＋０．２５％だけ変動する結果となる。

Ｂｒｉｅｄａ他により提案された解決策は、−０．０６５％／ケルビン（−６５０ｐｐｍ／Ｋ）の温度係数ＴＣを生じてしまう。これにより、＋／−５５ケルビンにわたって−／＋３．６％のＬＥＤ電流のばらつきを生じる結果となる。このばらつきにより、周囲温度の変動が予想され、また、光束及び／又は色指数の観点でＬＥＤ組立体の光学出力が実質的に一定に維持される必要がある多くの用途において、Ｂｒｉｅｄａの解決策は不適当なものになる。

従って、要約すると、Ｂｒｉｅｄａ設計は、コスト効率の点では幾つかの利点を提供するが、この設計は、大きさが約６５０ｐｐｍ／Ｋの最小値の温度係数ＴＣを提供する可能性がある。このＴＣの大きさは、依然として有意であるが、−３０℃〜＋８０℃の特定の温度範囲にわたってＬＥＤ電流のばらつきが約−／＋４％となる。

また、当業者であれば、バイポーラトランジスタの電流及び電圧処理能力によって制限される、実質的に一定の電流を提供できる汎用の２端子回路接続形態も公知である。この汎用接続形態が図３に示されている。

この接続形態内では、電圧調整装置（ＶＲＤ）を用いて、ベース−エミッタ電圧ｖｂｅと電流プログラム抵抗器Ｒの直列結合にわたって電圧を調整する。ＶＲＤの両端の安定化電圧をＶｒｅｇとした場合、抵抗器Ｒを通る電流は、次式で与えられる。

Ｉ_R ＝ （Ｖｒｅｇ − ｖｂｅ）／Ｒ （式２）

２つのこのような電流が、図３に示す２つのバイポーラトランジスタのベース−エミッタ接合部に相互バイアスをかけることを可能にすることによって、調整器を通る総安定化電流は、次式で与えられる。

Ｉ_T ＝ ２・Ｉ_R ＝ ２・（Ｖｒｅｇ − ｖｂｅ）／Ｒ （式３）

（上述のように）温度に対してＩ_Tの分数変化として定義されるこの電流の温度係数は、次式で与えられる。

ＴＣ ＝ （δＩ_T／δＴ）／Ｉ_T ＝ （δＶｒｅｇ／δＴ − δｖｂｅ／δＴ）／（Ｖｒｅｇ − ｖｂｅ） （式４）

シリコンバイポーラトランジスタにおいて、δｖｂｅ１／δＴの値は約−２ｍＶ／Ｋであり、順方向バイアスシリコンｐｎ接合部の電圧であるｖｂｅが約０．７Ｖであることは、当業者には公知である。

従って、安定化電流の熱挙動は、ＶＲＤの性質及び熱挙動に依存する。この点を踏まえて、この汎用接続形態に基づく特定の設計が開示されており、ここではＶＲＤが、順方向バイアスＰＮ接合ダイオードと「バンドギャップ基準」ダイオードの直列結合を含む。この設計は図４に示される。この設計において、調整電圧Ｖｒｅｇは次式で与えられる。

Ｖｒｅｇ ＝ Ｖｄｉｏｄｅ ＋ Ｖｂｇ （式５）

バンドギャップ基準ダイオードの特性として、ダイオードの両端の電圧Ｖｂｇ（典型的には１．２３Ｖ）は温度に対して実質的に不変であり、順方向バイアスＰＮ接合ダイオードの両端の電圧Ｖｄｉｏｄｅは、ベース−エミッタ接合部（順方向バイアスＰＮ接合部でもあり、ダイオードと実質的に同じ電流を流す）と同様に温度と共に変化することになる。従って、Ｖｒｅｇの熱挙動は、ｖｂｅの熱挙動と同一となり、これにより調整電流に対してゼロの温度係数ＴＣを生じる。

しかしながら、この設計の調整器の性能及びコストに課せられる制限が存在する。詳細には、両端に１．２３Ｖの温度安定化された電圧が維持されるシリコンバンドギャップ基準ダイオードは、最大で２０ｍＡの標準最大電流まで作動する。これにより、総調整電流Ｉ_Tに４０ｍＡの上限が加わる。

更に、バンドギャップダイオードの極めて低い差動インピーダンス（通常は１Ω未満）により、このタイプのデバイスを確実に並列接続するのを可能にしながら、デバイス間で電流を共用することが困難になる。図５は、この問題を例示している。図５は、Ｖｂｇの製造上の広がりの各端にある（最悪ケースの例図の）２つのバンドギャップダイオードのＩ／Ｖ特性を描いており、典型的なシリコンバンドギャップダイオードにおいては、この広がり（Ｖｂｇ２−Ｖｂｇ１）は約８ｍＶである。２つのこのようなダイオードが並列に配置された場合、最低値のＶｂｇ（Ｖｂｇ１）を有するダイオードは、他のダイオードが何らかの電流を取り込み始める前に一定量の電流（Ｉｂｇ１として示す）を取り込むことになることは、容易に理解することができる。そのため、ある範囲のＶＲＤ電流が存在することになり、この範囲にわたって電流の分配は起こらず、従って、ＶＲＤ及び電流調整器の電流処理能力は全体として、単一のバンドギャップ基準ダイオードの電流処理能力によって依然として制限される。

２０ｍＡの最大電流処理能力を有する（ＬＴ１００４−１．２のような）バンドギャップダイオードのＩ／Ｖ特性を検査することにより、図５のバンドギャップダイオード１の両端の電圧は、その公称（低電流）値よりも高い実質的に８ｍＶの値を有し、これによりバンドギャップダイオード１を通る電流が約１４ｍＡの値に達したときに、バンドギャップダイオード２がターンオンすることが分かる。このことは、バンドギャップダイオード１を通る電流がその最大定格値に数ミリアンペアだけ足りない値に達するまで、バンドギャップダイオード１及びバンドギャップダイオード２が電流を分配しないことを意味する。更に、バンドギャップダイオードのＩ／Ｖ特性の非線形的性質、すなわち、差動インピーダンス（電流に対する電圧の変化率）が高電流時よりも低電流時で有意に高いことに起因して、バンドギャップダイオード１を通る電流が６ｍＡだけ増大して２０ｍＡの定格最大電流になると、バンドギャップダイオード２を通る電流は、これよりも有意に少なく（約３ｍＡ）増大することになる。

そのため、図４による回路の各ＶＲＤにおけるバンドギャップダイオードを、Ｖｂｇの製造ばらつきを許容するこのような２つのバンドギャップダイオードの並列結合と置き換えることにより、所要の２０ｍＡと比較して、各ＶＲＤの電流処理能力を９ｍＡだけ向上することが容易に期待できる。従って、全体として確実に期待される電流調整器の電流処理能力の向上は、所要の４０ｍＡではなく、約１８ｍＡに過ぎないことになる。これは、単価当たりの電流処理の観点で収益漸減のプロセスである。バンドギャップ基準ダイオードが簡素なダイオード構造ではなく、複数の回路素子を含むかなり複雑な集積回路であることを鑑みると、上記のことはかなり重要である。典型的な１．２３ボルトのバンドギャップ基準ダイオードは、約１３個のバイポーラトランジスタ及び８個の抵抗を含み、電流調整器の全体コストの主要因となる。

図４の設計による回路の事例における代替の手法は、低電流ＶＲＤ全体（ここでは、図示のこのような各低電流ＶＲＤは、順方向バイアスＰＮ接合ダイオードとバンドギャップ基準ダイオードの直列結合）の並列結合を形成して高電流ＶＲＤを形成するものとなる。しかしながら、これは、バンドギャップダイオード及びＰＮ接合ダイオード両方を複製し、これによりこの場合も調整器のコストが有意に増大することを意味する。

従って、図４に示す汎用接続形態の実現は、広範囲の一定電流にわたってプログラム可能な低温度係数の電流調整器を提供する課題に対するコスト効果のある解決策をもたらすものではない。

米国特許２０１１／０２７７０９１明細書

本発明の実施形態は、上記で考察した電流調整装置に伴う問題及び欠点を軽減することを目的とする。ある範囲の異なる用途のＬＥＤドライバ要件に関して考慮することにより、熱性能の改善と共に、正確な電流設定能力を有し、好ましくは広範囲のプログラム可能な電流値にわたって動作可能である電流調整装置に対する要求があることの観察が得られる。更に、これらの用途の大部分のコスト感受性の観点で、これらの要求に対処することを目的としたＬＥＤドライバは、理想的にはコスト効果が高くあるべきである。回路設計の観点では、これは、簡単な電流接続形態及び簡単な構成要素を用いた解決策の実現を意味する。例えば、コスト効果の高い解決策は、トランジスタ数を低く維持するものとなる。これにより、電流調整器、及び従ってこれに組み込まれたＬＥＤドライバのＭＴＢＦを最大化する利点が付加されることになる。また、これまで考慮された解決策に比べて、電流決定回路素子の製造公差に対してより低い感受性を示す電流調整装置を提供することが望ましい。

本発明の第１の態様によれば、抵抗器及びトランジスタを含む駆動回路と、駆動回路に安定化電圧を提供するよう動作可能な電圧調整回路と、を備え、電圧調整回路が並列接続された複数のツエナーダイオードを含む、入力電圧から安定化電流を提供する電流調整器が提供される。

好ましくは、駆動回路及び電圧調整回路は、第１の電流調整回路を形成する。好ましくは、第１の電流調整回路が、第２の電流調整回路にクロス結合される。好ましくは、この場合、第２の電流調整回路は、抵抗器及びトランジスタを含む第２の駆動回路と、第２の駆動回路に安定化基準電圧を提供するよう動作可能な第２の電圧調整回路と、を含み、電圧調整回路は並列接続された複数のツエナーダイオードを含む。

代替として、駆動回路及び電圧調整回路は、抵抗加算回路に接続される第１の電流調整回路を形成する。

本発明の第２の態様によれば、第１の電流調整回路及び第２の電流調整回路を備え、第１の電流調整回路の出力が、第２の電流調整回路にクロス結合され、第１及び第２の電流調整回路の各々が、抵抗器及びトランジスタを含む駆動回路と、それぞれの駆動回路に安定化電圧を提供するよう動作可能な電圧調整回路と、を含み、電圧調整回路が並列接続された複数のツエナーダイオードを含む、入力電圧から安定化電流を提供する電流調整器が提供される。

本発明の第２の態様の実施形態によれば、第１の電流調整回路の出力は、第１の電流調整回路のトランジスタのコレクタが第２の電流調整回路の電圧調整回路の正端子に接続されるように第２の電流調整回路にクロス結合される。

好ましくは、電圧調整回路及び各電圧調整回路のツエナーダイオードは、シリコンツエナーダイオードを含む。このタイプのクロス結合された電流調整回路で使用されるトランジスタは、好ましくは「相補的ペア」を形成し、１つのトランジスタがＰＮＰ型のシリコンバイポーラトランジスタであり、他方のトランジスタが、ＮＰＮ型のシリコンバイポーラトランジスタである。

本発明の第３の態様によれば、並列接続された複数のツエナーダイオードを含む電流調整回路で使用するための電圧調整回路が提供される。

本発明の実施形態は、有利には、所与の負荷に供給するための安定化電流を生成するために、電流調整回路の駆動回路に供給される電圧を調整する手段として、十分に確立された絶縁破壊電圧のツエナーダイオードを有効に利用する。

並列接続されて本発明の実施形態による電圧調整回路を形成する複数のツエナーダイオードを設けることは、広い範囲の安定化電流値（Ｉ_T）の生成を容易にできる点で有利である。具体的には、本発明を利用する電流調整器の電流プログラム範囲は、有利には、各電圧調整回路又は電圧調整装置（ＶＲＤ）で使用されるツエナーダイオードの数に応じて選択することができる。従って、本発明の実施形態によれば、ある範囲の定電流値を達成するために回路全体を並列化又は複製する必要はない。よって、本発明に従って複製される部品（すなわち、ツエナーダイオード）は、簡単で比較的安価な回路素子である。このことは、有利には、ある範囲の安定化電流値を提供する問題に対する極めてコスト効果の高い解決策を提供し、これにより本発明の実施形態を、様々な範囲の用途における駆動電流を安定化するのに有用にすることができる。

約５．５Ｖ未満のツエナー電圧Ｖｚを有するシリコンツエナーダイオードでは、温度に対するツエナー電圧の変化率がシリコンバイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧ｖｂｅの変化率（実質的に−２ｍＶ／Ｋ）に実質的に等しい、ツエナーダイオードを通る電流Ｉｚ，ｏｐｔ値が存在する。しかしながら、これらのツエナー電圧を有するツエナーダイオードは、この熱平衡条件に適合するＩｚ，ｏｐｔの値、及び何れかの所与の電流でのツエナーインピーダンスＺｚの値の両方によって異なる。本発明の好ましい実施形態は、クロス結合回路において、温度に対するツエナー電圧の変化率が、温度に対するシリコンバイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧ｖｂｅの変化率に実質的に等しい電流Ｉｚ，ｏｐｔを有することに基づいて選ばれた低電圧ツエナーダイオードを用いてＶＲＤを構築できることを利用する。

更に、特に好ましい実施形態によれば、ツエナーダイオードは、温度に対するツエナー電圧の変化率δＶｚ／δＴは、Ｉｚ，ｏｐｔ前後のツエナー電流の値において電流に対して最小のばらつきを示すように選択され、これにより、本発明を利用する調整器を通る広範囲のプログラム可能電流を可能にし、この範囲にわたってこのプログラム可能な範囲内にある各電流の温度依存性が有利に小さくなる。

従って、本発明の好ましい実施形態によれば、ツエナーダイオードは、低いツエナー電圧、すなわち、５．５Ｖ未満を示す。好ましくは、ツエナーダイオードは、２．０Ｖ〜３．０Ｖの間のツエナー電圧を示す。所与のツエナーダイオードのツエナー電圧は、公称ツエナー電圧の定義に従って、定められたダイオード電流でのダイオードの両端の電圧として定義される点は、当業者には理解されるであろう。ツエナー電圧が測定される典型的なツエナーダイオード電流は、５ｍＡである。

本発明の好ましい実施形態は、低い値のツエナー電圧を有するシリコンツエナーダイオードは、高い電圧のツエナーダイオード及びバンドギャップダイオードの両方と比べてツエナー作動インピーダンスＺｚの値がより高くなる傾向があることを利用する。これらの高い値のＺｚは、有利には、ツエナー電圧の製造公差によって定められる限界内で、このようなツエナーダイオードを並列接続し、並列結合を通る電流をほぼ均等に確実に分配することができる。これにより、好都合には、複数の調整電流範囲を確実に選ぶことができ、この範囲にわたる温度依存性が小さく、該範囲内でゼロ値を有する。各範囲は、ＶＲＤ当たりのツエナーダイオードの所与の数に関連性がある。

好ましくは、本発明の実施形態は、何れかの所与のツエナーダイオードのツエナー電圧の製造ばらつき、又は従来技術の図２で用いたような整流ダイオードの実際の製造ばらつき、すなわち、プログラム調整電流Ｉ_Tの対応するばらつきの結果として通常生じることになる問題を軽減することを目的とする。このことは、本発明による調整器を通る電流が、各並列ツエナーダイオードスタック内の平均ツエナー電圧に応じて変わることにより確実に達成され、ここでこの平均値のばらつきは、統計の中心極限定理によって制御される統計分布に従い、これにより各ＶＲＤ内の平均ツエナー電圧の標準偏差は、単一のツエナーダイオードのツエナー電圧における標準偏差と比べて、ＶＲＤ当たりのツエナーダイオードの数の平方根分の一に低下する。これは、ＶＲＤ内の平均ツエナー電圧のばらつきの低減につながり、従って、本発明による電流調整回路の高い電流変量において安定化電流の部分的ばらつきが低減される。

本明細書でより詳細に検討するように、本発明の実施形態による電圧調整装置（ＶＲＤ）は、ツエナーダイオードの並列結合が電圧調整機能を提供するよう機能するだけでなく、好ましい実施形態では、幾つかの部分範囲を含み、各部分範囲がＶＲＤ当たりの並列ツエナーダイオードの特定数に対応するような広い範囲の電流にわたって熱平衡機能を達成するために駆動トランジスタの温度依存性を補償するよう機能することができる点で、極めて有利である。本発明による電流調整回路は、有利には、安定化電流の温度依存性が、ケルビン当たりｐｐｍ単位で測定された値まで好都合に低減される安定化電流を提供する。実際に、本発明の特に好ましい実施形態によれば、温度係数ＴＣの値は、各部分範囲にわたって特定の好ましい電流にて実質的にゼロであると認められる。

更に、この性能は、本発明の実施形態による、バイポーラトランジスタ、ツエナーダイオード、及び抵抗器だけを含む回路を用いて達成できるので、本発明の実施形態は、特にコスト効果の高い電流調整器を提供する点は理解されるであろう。従って、本発明の実施形態は、特に、調整器電流の熱ドリフトに対する追加の補正手段に頼ることなく、ＬＥＤ照明、大型の公共ディスプレイ用のものを含むＬＣＤバックライトにおいて適用され、並びにＬＥＤディスプレイ、建築照明、及びチャンネルレタリング用途で適用される。

要約すると、本発明の好ましい実施形態は、有利には、ある範囲のプログラム可能電流値にわたって動作可能であり、また正確に設定される熱性能が改善された（すなわち、上記で考察された解決策に関連するものよりも低い温度係数値）コスト効果の高い調整器回路を提供する。

本発明の第４の態様によれば、１つ又はそれ以上のＬＥＤを含み、第１又は第２の態様の実施形態による電流調整器を含む照明装置が提供される。

照明装置は、例えば、１つ又はそれ以上のＬＥＤドライバと共にＬＥＤを含む照明器具を備え、ＬＥＤドライバの各々が１つ又はそれ以上の電流調整器を含む。

本発明を十分に理解するため、及び本発明をどのようにして実施することができるかを示すために、ここで例証として添付図面に関して説明する。

従来技術による汎用電流調整回路の接続形態を示す図である。 従来技術による３端子電流調整回路の汎用接続形態を示す図である。 従来技術による２端子電流調整回路の汎用接続形態を示す図である。 従来技術による電流調整回路設計を示す図である。 ２つのバンドギャップダイオードの電流／電圧（Ｉ／Ｖ）特性のグラフである。 本発明の１つの実施形態による電流調整回路を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電流調整回路を示す図である。 ２つのツエナーダイオードの電流／電圧（Ｉ／Ｖ）特性のグラフである。

図６は、本発明の第１の実施形態による、第２の電流調整回路Ｃ２にクロスカップルされた第１の電流調整回路Ｃ１を有する２端子電流調整回路を示す。第１の電流調整回路Ｃ１は、抵抗器Ｒ１及びバイポーラトランジスタＴ１を有する駆動回路を含む。第１の電流調整回路Ｃ１はまた、並列接続された複数のツエナーダイオードＺ１₁、Ｚ１₂、・・Ｚ１_nを有する電流調整回路ＶＲＣ１を含む。第２の電流調整回路Ｃ２は、抵抗器Ｒ２及びバイポーラトランジスタＴ２を有する駆動回路を含む。第２の電流調整回路はまた、並列接続された複数のツエナーダイオードＺ２₁、Ｚ２₂、・・Ｚ２_nを有する電流調整回路ＶＲＣ２を含む。

電圧源は、電流ＩＴが抵抗器Ｒ１とＶＲＣ１との間で分割されるように第１の電流調整回路Ｃ１の抵抗器Ｒ１及び電圧調整回路ＶＲＣ１の正端子を接続するノードＷに電流ＩＴを駆動する。抵抗器Ｒ１は、トランジスタＴ１のエミッタｅに接続される。Ｒ１の値、ＶＲＣ１により生成される電圧、及びトランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧Ｖｂｅによって決定されるバイポーラトランジスタＴ１のコレクタ電流は、ノードＹにて第２の電流調整回路Ｃ２の電圧調整回路ＶＲＣ２の正端子及びトランジスタＴ２のベースに供給される。ノードＸは、ＶＲＣ１の負端子、Ｔ１のベース、及びＴ２のコレクタを接続する。抵抗器Ｒｎは、単に回路を「キックスタート」するのに使用される熱雑音の発生源である。

Ｔ２において無視できるベース電流Ｉ_VRD1がＴ２のコレクタ電流に等しいと仮定する。更に、Ｔ２のコレクタ電流は、Ｒ２の値、ＶＲＣ２によって生成される電圧、及びトランジスタＴ２のベース−エミッタ電圧ｖｂｅによって決定される。ＶＲＣ２の負端子は、Ｒ２に接続され、目的とする負荷に電流が流れる出力ノードＺを形成する。

この回路のクロスカップリングのお陰で、２つのトランジスタは、有利には、ベースバイアス電流が供給される。

上記の実施形態によれば、トランジスタの１つは、一定の値で保持することができ、他方のトランジスタは、電流プログラム抵抗器として使用される。或いは、トランジスタの両方は、共に電流プログラム抵抗器として機能するように可変とすることができる。

図７に示す本発明の第２の実施形態によれば、電流調整回路Ｃ１は、抵抗加算回路ＲＳＣに接続される。当業者であれば、抵抗加算回路についての種々の設計が可能であることは理解されるであろう。例えば、図７に示す特定の実施例において、抵抗加算回路は、並列に接続された複数の抵抗器を含む。

以下では、本発明の好ましい実施形態の特性及び原理を説明する。

（設定精度）：本発明の実施形態による電流調整器の「設定精度」は、本明細書では、回路素子の特性の不規則なばらつきによって生じるこのような調整器によってもたらされる電流のばらつきの観点で考察される。確率的誤差及び確定的誤差の両方があらゆる回路において発生することは、本明細書を読めば理解されるはずであるが、回路性能の広がりを生じるのは確率的誤差である。確定的誤差は、指定性能と実性能との間の定常偏差を生じる。何れかの定電流回路の設定精度は、安定化電流の部分的変化として適切に表される。従って、図３の汎用接続形態による回路において、次式となる。

Ｉ_T／Ｉ_T ＝ （ΔＶｒｅｇ ＋ Δｖｂｅ）／（Ｖｒｅｇ − ｖｂｅ） （式６）

ここで、ΔＶｒｅｇは、Ｖｒｅｇの製造上の広がりであり、Δｖｂｅは、ｖｂｅの製造上の広がりである。本発明において、安定化電圧Ｖｒｅｇは、低電圧ツエナーダイオードにより提供され、従って、ΔＶｒｅｇ ＝ ΔＶｚである。このＶｒｅｇの広がりは、ｖｂｅの広がりよりも遙かに大きい（約１０倍）。従って、次式となる。

ΔＩ_T／Ｉ_T ≒ΔＶｚ／（Ｖｒｅｇ − ｖｂｅ） （式７）

通常は、低電圧（＜５．５ボルト）のツエナーダイオードにおいて、ツエナー電圧の東経的広がりΔＶｚは、約１０％であり、Ｖｚの＋／−５％の広がりに等しいと見なされる。式６は、低電圧のツエナーダイオードを使用すると、どのような是正措置も存在しない場合には、Ｖｚの製造公差に対してＩ_Tの大きなばらつきを生じ、換言すると電流設定精度が悪くなることを示している。従って、本発明の実施形態によれば、この作用を改善するようにツエナーダイオードを組み合わせることが望ましいことになる。

本発明の実施形態によれば、中心極限定理として知られる統計理論を使用する。この理論の１つの論理的帰結は、変数ｘが正規分布に従って分布されている場合、平均μ及び標準偏差をσとすると、サイズＮの標本の平均は、正規分布に従って分布され、同じ平均μ及び標準偏差がσ／√Ｎとなる。

公称ツエナー電圧Ｖｚ及び製造公差ΔＶｚを有するツエナーダイオードの事例を考察する。ΔＶｚの値は、Ｖｚのウェーハ間統計の標準偏差σ（Ｖｚ）に相関される。典型的には、Ｖｚの製造上の広がりに付けられる値は、約＋／−３．σ（Ｖｚ）、すなわち「シックスシグマ広がり」となる。

Ｎ個のツエナーダイオードの標本がこの「包括的」分布から取られて各並列ダイオードスタックを形成する場合には、各標本内のツエナー電圧の平均値＜Ｖｚ＞は、公称ツエナー電圧Ｖｚに等しい平均値＜（＜Ｖｚ＞）＞と、標準偏差σ（Ｖｚ）／√Ｎを有することになる。

電圧調整回路ＶＲＣを使用する本発明の実施形態によれば、ツエナーダイオードの並列スタックを含むＶＲＣ／各ＶＲＣが提供され、各々が同じ公称ツエナー電圧Ｖｚを有する。

２つのダイオードスタックを有し、電流Ｉｓ₁及びＩｓ₂を流す調整器は、次式で与えられる総安定化電流Ｉ_Tを有する。

Ｉ_T ＝ Ｉｓ₁ ＋ Ｉｓ₂ （式８）

従って、
Ｉ_T ＝ ［（＜Ｖｚ₂＞ − ｖｂｅ） ＋ （＜Ｖｚ₁＞ − ｖｂｅ）］／Ｒ （式９）

この総電流の分散は、次式で与えられる。
Ｖａｒ（Ｉ_T） ＝ （Ｖａｒ（＜Ｖｚ₂＞） ＋ Ｖａｒ（＜Ｖｚ₁＞）／Ｒ² （式１０）

中心極限定理から、
Ｖａｒ（＜Ｖｚ₂＞） ＝ Ｖａｒ（＜Ｖｚ₁＞） ＝ Ｖａｒ（Ｖ_Z）／Ｎ （式１１）

従って、
Ｖａｒ（Ｉ_T） ＝ ２・Ｖａｒ（Ｖｚ）／（Ｎ・Ｒ²） （式１２）

調整器を通る公称安定化電流Ｉ_Tnomは、次式で与えられることを示すことができる。
Ｉ_Tnom ＝ ２・（Ｖｚ − ｖｂｅ）／Ｒ （式１３）

ここでＶｚは、製造者らのデータシートにおいて記載された公称値をとる。

Ｉ_Tの標準偏差は、次式で与えられる。
σ（Ｉ_T） ＝ ＳｑｒｔＶａｒ（Ｉ_T） ＝ Ｓｑｒｔ（２／Ｎ・Ｒ²）・σ（Ｖｚ） （式１４）

Ｉ_Tの「設定精度」は、Ｉ_Tnomの関数としてＩ_Tの広がり（ΔＩ_T）によって与えられ、ここで広がりは６．σ（Ｉ_T）である。同様に、Ｖｚの製造上の広がり（ΔＶｚ）は、６．σ（Ｖｚ）に等しい。

従って、
Δ（Ｉ_T） ＝ Ｓｑｒｔ（２／ＮＲ²）・Δ（Ｖｚ） （式１５）
Δ（Ｉ_T）／Ｉ_Tnom ＝ Ｓｑｒｔ（２／ＮＲ²）・Δ（Ｖｚ）／Ｉ_T,nom （式１６）
Δ（Ｉ_T）／Ｉ_Tnom ＝ Δ（Ｖｚ）／［Ｓｑｒｔ（２・Ｎ）・（Ｖｚ − ｖｂｅ）］ （式１７）

ここで、Ｎは各スタックにおけるツエナーダイオードの数である。従って、この調整器回路における部分誤差は、本発明の調整器においてはＳｑｒｔ（２・Ｎ）によってスタック当たりのツエナーダイオードの数と共に減少する。

（温度係数及び電流プログラム範囲）：本発明を利用する調整器における電流の温度係数は、次式で与えられる。

ＴＣ ＝ （δＶｚ／δＴ − δｖｂｅ／δＴ）／（Ｖｚ − ｖｂｅ） （式１８）

この温度係数は、各ツエナーダイオードを通る電流がＩｚ，ｏｐｔ（δＶｚ／δＴ ＝ δｖｂｅ／δＴであるときのツエナー電流の値）に等しいときに実質的にゼロである。そのため、ＴＣが実質的にゼロであるときの調整器電流Ｉ_Tの値が幾つか存在する。従って、最適な熱的性能にとってこれらのＩ_Tの値は、本発明を利用する調整器に「好ましい」作動電流となる。

ツエナー電流Ｉｚがこの最適値から逸脱すると、ＴＣの値が変化する。本発明の好ましい実施形態は、ＴＣがゼロから少量だけ逸脱した電流プログラム範囲を提供することを目的とする。例証の目的で、ＴＣの値が＋／−７５ｐｐｍ／ケルビンの範囲内に境界付けられるものとしてこの電流プログラム範囲をとることにする。従って、温度係数ＴＣの上限及び下限境界値を
ＴＣ_U ＝ ７．５ｘ１０^-5 ／Ｋ
及び、
ＴＣ_L ＝ −７．５ｘ１０^-5 ／Ｋ
として定義すると、電流プログラム範囲の２つの端に相当するδＶｚ／δＴの上限値及び下限値は、
（δＶｚ／δＴ）_L ＝ ＴＣ_L・（Ｖｚ_U − ｖｂｅ） ＋ δｖｂｅ／δＴ （式１９）
及び、
（δＶｚ／δＴ）_U ＝ ＴＣ_U・（Ｖｚ_L − ｖｂｅ） ＋ δｖｂｅ／δＴ （式２０）

ＴＣ_Uは、ＴＣの上限境界値であり、ツエナー電流の下限境界値に対応し、ＴＣ_Lは、ＴＣの下限境界値であり、ツエナー電流の上限境界値に対応する。Ｖｚ_U及びＶｚ_Lは、ツエナー電流のそれぞれ上限及び下限でのツエナー電圧の値を表す。Ｖｚのこれらの値は、各スタック内の平均ツエナーダイオードを通る電流範囲が約１０ｍＡ〜２０ｍＡであると推測的に仮定することによって正確に近似することができる。この電流範囲は、２．４ＶツエナーダイオードにおけるＩｚ，ｏｐｔの値に相当するツエナー電流の値を中心とし、これが選ばれた理由は後述する。次いで、δＶｚ／δＴの下限値及び上限値それぞれに対応するＩｚ（Ｉ_z,U及びＩ_z,L）の正確な値は、通常、ツエナーダイオードの製造者データシートから得ることができる。次に、Ｉ_Tの対応する値は、
Ｉ_T,U ＝ ２・Ｎ・Ｉ_Z,U
及び、
Ｉ_T,L ＝ ２・Ｎ・Ｉ_Z,L （式２１）
である。

バイポーラトランジスタがβ（Ｉｃ／Ｉｂ）の高い値を有すると仮定すると、プログラム範囲の中心にて調整器を通る総電流は、所与のＮ値に対して次式で与えられる。

Ｉ_T,cen ＝ ２・Ｎ・Ｉｚ，ｏｐｔ （式２２）

式９から、この電流の中心値に相当するプログラム抵抗器の値は、次式で与えられる。

Ｒ ＝２・（＜Ｖｚ＞ − ｖｂｅ）／Ｉ_T,cen （式２３）

ここで、＜Ｖｚ＞は、Ｉｚ，ｏｐｔで公称ツエナー電圧の値をとる。プログラム範囲内での他の総調整器電流の値では、
Ｒ ＝２・（＜Ｖｚ＞ − ｖｂｅ）／Ｉ_T （式２４）
となる。

（電流分配）：ツエナーダイオードの並列接続において問題が生じることは当該技術分野で周知である。これらの問題は、図４に示した従来技術で使用されるバンドギャップ基準ダイオードの場合と同様に、ツエナーダイオードが電流を分配する範囲に関連している。ツエナーダイオード当たりの作動電流（Ｉｚ，ｏｐｔ）前後でのツエナー差動インピーダンス（電流に対するツエナー電圧Ｖｚの変化率）が十分に高くない場合、又はＶｚにおける製造上の広がりが大きすぎる場合には、スタック内で最も低いツエナー電圧を有するツエナーダイオードが電流の全て（又はほとんど）を受け取ることになる。各スタック内の全てのツエナーが確実にターンオンするようにして、この問題に対処するために、ツエナー電圧及び公称ツエナー電圧の製造上に広がりが小さく、Ｉｚ，ｏｐｔでのツエナーインピーダンスが数Ωよりも大きいツエナーダイオードを用いることが望ましい。従って、好ましい実施形態によれば、ツエナーダイオードのツエナー電圧間には小さなばらつきが存在する。ツエナー差動インピーダンスは通常、「寄生」又は無用のインピーダンスと認められる。しかしながら、本発明の関連においては、これは、電流分配の改善に役立つ。

このことは、２つのツエナーダイオードＺ１、Ｚ２のＩ／Ｖ特性を描いた図８を参照することによって示され、ツエナー電圧は、所与の公称ツエナー電圧に対する製造公差範囲の極値に位置する。各ツエナーダイオードのツエナー電圧は、公称ツエナー電圧の定義に従って、通常は５ｍＡの定められたダイオード電流でのダイオードの両端の電圧として定義される。更に、公称ツエナー電圧がＩｚ，ｏｐｔであるような、このようなツエナーダイオードを用いた調整器の設計に照らして、図６におけるツエナーＺ１及びＺ２を通る電流は、この値の両側に位置する。従って、この解釈に基づき、（Ｉｚ₁ − Ｉｚ₂）と（Ｖｚ₂ − Ｖｚ₁）の間の関係は、次式で与えられる。

（Ｉｚ₁ − Ｉｚ₂） ＝ （Ｖｚ₂ − Ｖｚ₁）／Ｒ_z （式２４）

ここで、Ｒ_zはＩｚ，ｏｐｔでのツエナー抵抗（ツエナーインピーダンスＺｚの実部）である。典型的な２．４ボルトのシリコンツエナーダイオード（記載理由について以下で示す）では、Ｒｚは約３５Ωであり、Ｉｚ，ｏｐｔは実質的に１４．５ｍＡである。Ｖｚ（Ｖｚ２−Ｖｚ１）の製造上の広がりは通常０．２４Ｖである。従って、ツエナーＺ１及びＺ２を通る電流の最悪ケースの差違は約７ｍＡである。これは、ツエナーＺ１がＩｚ，ｏｐｔ＋３．５ｍＡ（Ｉｚ₁＝１８ｍＡ）の電流を通電し、ツエナーＺ２がＩｚ，ｏｐｔ−３．５ｍＡ（Ｉｚ₂＝１１ｍＡ）の電流を通電することを意味する。典型的な２．４ボルトのシリコンツエナーダイオードの熱挙動を検査することによって、温度に対するＶｚ₁及びＶｚ₂の典型的な変化率は、（１８ｍＡ及び１１ｍＡそれぞれにおいて）実質的に−２．１ｍＶ／Ｋと−１．９ｍＶ／Ｋである。従って、温度に対するツエナー電圧の平均変化率は、Ｉｚ，ｏｐｔのツエナーダイオード当たりの公称電流にて最適熱挙動（δＶｚ／δＴ ＝ δｖｂｅ／δＴ）に対して望ましいものとして実質的に−２．０ｍＶ／Ｋである。

従って、順方向ベースＰＮ接合ダイオード及びバンドギャップ基準ダイオードの組み合わせを用いた回路とは対照的に、本発明を利用した回路は、各ＶＲＤ内で電流分配電圧基準（低電圧ツエナーダイオード）を有利に使用する。バンドギャップダイオードとは対照的に、このような低電圧ツエナーダイオードが簡単なＰＮ接合構造であることを鑑みて、このことは、各ＶＲＤで使用されるこのような低電圧ツエナーダイオードの数に応じて電流処理能力及び従って電流調整器の電流プログラム範囲を選択できる、コスト効果の高い手段を提供する。

この手法の実用性は、ＶＲＤ当たりのツエナーダイオードの数の点で各々が相違する一連の異なる実施形態を参照することにより示される。

本発明の好ましい実施形態で使用されるツエナーダイオードの好ましい選択基準は、上述の点に照らして、以下のことである。

１．ΔＶｚ（Ｖｚの製造上の広がり、すなわち、所与のＶＲＤに含まれる複数のツエナーダイオードのツエナー電圧間に生じるばらつき）が小さくあるべきである。このことは、有利には、良好な設定精度を確保し、電流分配を向上させる。
２．ツエナーインピーダンスＺｚは、有利には電流分配を可能にするために、ダイオード当たりの作動電流Ｉｚ，ｏｐｔにおいて高くあるべきである。
３．Ｉｚ，ｏｐｔにおけるＶｚは、２×Ｖｚに等しい低い「ドロップアウト電圧」を達成するために、低くあるべきである。
４．電流に対するδＶｚ／δＴの変化率（δＶｚ／δＴ．δＩｚ）は、有利には広いプログラム可能電流範囲を達成するために、Ｉｚ，ｏｐｔ前後の電流に対して低くあるべきである。
Ｉｚ，ｏｐｔの値は、これにより調整器電流の何れかの所与の値に対してＮが大きくなるので、プログラム電流の設定精度が特に重要である場合には小さくあるべきである。

幾つかの商業的に入手可能なシリコンツエナーダイオードの熱性能データを検査すること、低いツエナー電圧又は利用可能な最も低いツエナー電圧（ツエナー電圧基準電流５ｍＡにおいて典型的には２．４Ｖ）を有するツエナーダイオードを選択することにより、これらの基準の最初の４つが実質的に適合することを示す。プログラム電流の設定精度が特に重要である用途では、より低い値のＩｚ，ｏｐｔと一致し、好ましい選択基準５と一致するよう、僅かに高いツエナー電圧を選択することができる。

（例示的な実施形態）：
典型的な２．４Ｖシリコンツエナーダイオードにおいて、ツエナー電圧は５ｍＡのツエナー電流にて測定され、Ｉｚ，ｏｐｔ（実質的に１４．５ｍＡである）でのツエナー電圧は２．９Ｖである。また、大きなエミッタ電流を通電する典型的なＮＰＮ又はＰＮＰシリコントランジスタにおいては、ｖｂｅ≒０．７Ｖである。

ΔＶｚ ＝ ０．２４Ｖ
Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ １４．５ｍＡ
Ｚ_Z ＠ Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ ３５Ω
Ｖｚ ＠ Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ ２．９Ｖ
Ｖｚ ＠ １０ｍＡ （Ｖｚ_Lで得た値） ＝ ２．７５Ｖ
Ｖｚ ＠ ２０ｍＡ （Ｖｚ_Uで得た値） ＝ ３．１Ｖ
（δＶｚ／δＴ）_U ＝ − １．８５ｍＶ／Ｋ
（δＶｚ／δＴ）_L ＝ − ２．１８ｍＶ／Ｋ
Ｉ_Z,L ＝ ９．５ｍＡ， Ｉ_Z,U ＝ ２３．５ｍＡ

抵抗器（Ｒ）がゼロの温度係数を有すると仮定すると、これらの数値から性能評価基準を計算することができる。実際には、超低温度係数の抵抗器は、相当なコストアップとなる。しかしながら、現在では、低価格の厚膜チップ抵抗器が利用可能であり、所要の抵抗範囲にわたって＋／−２５ｐｐｍ／Ｋの温度係数と、＋／−０．１％の抵抗精度を有する。Ｎが１〜６の範囲の性能評価基準が表１で与えられる。

表１

これは、本発明の実施形態が、有利には電流調整器の接続形態を提供し、これに基づいて、約２０ｍＡ〜約２８０ｍＡのプログラム電流範囲を提供する調整器を設計することができ、これにわたって−７５ｐｐｍ／ケルビンと＋７５ｐｐｍ／ケルビン（−０．００７５％／ケルビンと＋０．００７５％／ケルビン）の間にある電流係数が維持される。本発明の各実施形態は、２つのシリコンバイポーラトランジスタと複数の低電圧シリコンツエナーダイオードとを備え、好都合には低コストの解決策を提供する。

Ｉｚ，ｏｐｔの値の製造ばらつきは、より狭いプログラム電流範囲にわたって本発明の特定の実施形態に従って設計された製品を指定することにより、高感度に対処されることになる。＋／−７５ｐｐｍ／ケルビンを指定できる実際的な電流範囲は、約２５ｍＡ〜２２０ｍＡとなる。低ドロップアウト電圧及び従って低ツエナー電圧が設定精度よりも重要ではない環境において、高ツエナーインピーダンスを維持する必要性と一致する僅かに高いツエナー電圧を有するツエナーダイオードを使用することが有利となる。このような僅かに高い電圧（例えば、３．０Ｖ）のツエナーダイオードは、より低い値のＩｚ，ｏｐｔを有する。このことは、何れかの所与の調整器電流において、各スタックに多数のツエナーが必要となり、中心極限定理に照らして、当該調整器電流に対しより優れた設定精度をもたらすことを意味する。特定電流Ｉｓｐｅｃにて又はＩｓｐｅｃを中心としたプログラム電流の小範囲にわたりＴＣの値が実質的にゼロである環境では、シリコンツエナーダイオードが次式で与えられるＩｚ，ｏｐｔの値を有するツエナー電圧の値を選択することができる。

Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ Ｉ_spec／２・Ｎ （式２５）

ここでＮは整数であり、このような調整器回路におけるＶＲＤ当たりのツエナーダイオードの数に相当する。

例えば、Ｖｚ＝２．７Ｖにおいては、シリコンツエナーダイオードのＩｚ，ｏｐｔの対応する値が通常５ｍＡであることを示すことができる。従って、ＶＲＤ当たりに２つのこのようなツエナーダイオードを使用し、２０ｍＡの総調整器電流Ｉ_Tにおいて実質的にゼロに等しい電流温度係数ＴＣを有する、本発明を利用した電流調整回路を構築することが可能である。

更に、電流プログラムを容易にするために、本発明を利用した調整器を用いることができ、ここでプログラム抵抗器の１つが（所与のＮに対して中央電流値にて）一定に保持され、他方の抵抗器がプログラム抵抗器として使用される。

Ｃ１ 第１の電流調整回路
Ｃ２ 第２の電流調整回路
Ｒ１ 抵抗器
Ｒ２ 抵抗器
Ｔ１ バイポーラトランジスタ
Ｔ２ バイポーラトランジスタ
ＶＲＣ１ 電流調整回路
ＶＲＣ２ 電流調整回路
Ｚ１１、Ｚ１２、・・Ｚ１ｎ 複数のツエナーダイオード
Ｚ２１、Ｚ２２、・・Ｚ２ｎ 複数のツエナーダイオード

Claims (20)

1. 入力電圧から安定化電流を提供する電流調整回路を含む電流調整器であって、前記電流調整回路は、
   抵抗器及びトランジスタを含む駆動回路と、
   前記駆動回路に安定化電圧を提供するよう動作可能な電圧調整回路と、
   を備え、前記電圧調整回路が、並列接続された複数のツエナーダイオードを含み、該各ツエナーダイオードが５．５Ｖよりも小さいツエナー電圧を有し、前記複数のツエナーダイオードに含まれるツエナーダイオードのツエナー電圧の間に０．１Ｖ〜０．３Ｖのばらつきが存在する、電流調整器。
2. 前記電圧調整回路の複数のツエナーダイオードは、シリコンのツエナーダイオードである、請求項１に記載の電流調整器。
3. 前記電圧調整回路の複数のツエナーダイオードは、そのツエナー電圧が２．０Ｖ〜３．０Ｖである、請求項１又は２に記載の電流調整器。
4. 前記電流調整回路の電圧調整回路に含まれる前記複数のツエナーダイオードのツエナー電圧が、
   Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ Ｉ _spec ／（２・Ｎ）
   であるように選択され、ここでＩｚ，ｏｐｔは、温度に対する前記ツエナー電圧の変化率が前記電流調整回路のトランジスタのベース−エミッタ電圧ｖｂｅの変化率に実質的に等しい電流であり、Ｎは、電圧調整回路当たりのツエナーダイオードの数であり、Ｉ _spec は、温度係数が実質的にゼロである電流調整器の電流である、請求項１〜３の何れかに記載の電流調整器。
5. 前記トランジスタはシリコンバイポーラトランジスタである、請求項１〜４の何れかに記載の電流調整器。
6. 前記電流調整回路は、第１の電流調整回路を形成し、前記第１の電流調整回路が、第２の電流調整回路にクロス結合される、請求項１〜５の何れかに記載の電流調整器。
7. 前記第２の電流調整回路が、
   抵抗器及びトランジスタを含む第２の駆動回路と、
   前記第２の駆動回路に安定化基準電圧を提供するよう動作可能な第２の電圧調整回路と、
   を含み、前記第２の電圧調整回路が、並列接続され且つ各々が５．５Ｖよりも小さいツエナー電圧を有する複数のツエナーダイオードを含み、前記複数のツエナーダイオードに含まれるツエナーダイオードのツエナー電圧の間に０．１Ｖ〜０．３Ｖのばらつきが存在する、請求項６に記載の電流調整器。
8. 前記電流調整回路は、第１の電流調整回路を形成し、前記第１の電流調整回路が、抵抗加算回路に接続される、請求項１〜７の何れかに記載の電流調整器。
9. 入力電圧から安定化電流を提供する電流調整器であって、
   第１の電流調整回路及び第２の電流調整回路を備え、前記第１の電流調整回路の出力が、前記第２の電流調整回路にクロス結合され、
   前記第１及び第２の電流調整回路の各々が、
   抵抗器及びトランジスタを含む駆動回路と、
   前記それぞれの駆動回路に安定化電圧を提供するよう動作可能な電圧調整回路と、
   を含み、前記電圧調整回路は、並列接続され且つ各々が５．５Ｖよりも小さいツエナー電圧を有する複数のツエナーダイオードを含み、前記複数のツエナーダイオードに含まれるツエナーダイオードのツエナー電圧の間に０．１Ｖ〜０．３Ｖのばらつきが存在する、電流調整器。
10. ２端子回路を含む、請求項１〜９の何れかに記載の電流調整器。
11. 前記第２の電圧調整回路の複数のツエナーダイオードが、シリコンツエナーダイオードを含む、請求項７の何れかに記載の電流調整器。
12. 前記第２の電圧調整回路の複数のツエナーダイオードが、２．０Ｖ〜３．０Ｖの間のツエナー電圧を示す、請求項７又は１１に記載の電流調整器。
13. ２５ｍＡ〜２２０ｍＡのプログラムされた安定化電流を提供するよう動作可能である、請求項１〜１２の何れかに記載の電流調整器。
14. 前記第２の電流調整回路の電圧調整回路に含まれる複数のツエナーダイオードのツエナー電圧が、
    Ｉｚ，ｏｐｔ ＝ Ｉ_spec／（２・Ｎ）
    であるように選択され、ここでＩｚ，ｏｐｔは、温度に対する前記ツエナー電圧の変化率が前記電流調整回路のトランジスタのベース−エミッタ電圧ｖｂｅの変化率に実質的に等しい電流であり、Ｎは、電圧調整回路当たりのツエナーダイオードの数であり、Ｉ_specは、温度係数が実質的にゼロである電流調整器の電流である、請求項７、１１又は１２の何れかに記載の電流調整器。
15. 前記第２の駆動回路のトランジスタがシリコンバイポーラトランジスタである、請求項７、１１、１２又は１４の何れかに記載の電流調整器。
16. 前記シリコンバイポーラトランジスタが、ＮＰＮ型又はＰＮＰ型のものである、請求項５又は１５に記載の電流調整器。
17. 前記第１及び第２の電流調整回路の一方の電流調整回路のトランジスタがＰＮＰ型のものであり、前記第１及び第２の電流調整回路の他方の電流調整回路のトランジスタがＮＰＮ型のものであり、前記両方のトランジスタが相補的ペアを形成するようにする、請求項１５に従属するときの請求項１６に記載の電流調整器。
18. 前記第１及び第２の駆動回路の抵抗器が、電流プログラム抵抗器として機能するために変化するように動作可能である、請求項７、１１〜１５又は１７の何れかに記載の電流調整器。
19. 並列接続され且つ各々が５．５Ｖよりも小さいツエナー電圧を有する複数のツエナーダイオードを含み、前記複数のツエナーダイオードに含まれるツエナーダイオードのツエナー電圧の間に０．１Ｖ〜０．３Ｖのばらつきが存在する、電流調整回路で使用する電圧調整回路。
20. １つ又はそれ以上のＬＥＤと、請求項１〜１８の何れかに記載の電流調整器とを備えた照明装置。

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