CN103583082A - 具有前馈延迟补偿的开关功率变换器的一次侧控制 - Google Patents

Abstract

电子系统包括控制器以控制开关功率变换器将功率提供给负载。在至少一个实施方式中，为了控制提供至负载的功率的量，控制器感应表示开关功率变换器中电流的电流值并检测电流值何时达到目标峰值。然而，由于控制器和/或开关功率变换器中的延迟，所检测的目标峰值将不会是开关功率变换器生成的实际电流峰值。在至少一个实施方式中，控制器用检测后延迟补偿因数调整所检测的目标峰值以生成更准确地表示与开关功率变换器中电流相关联的实际电流峰值的延迟补偿电流值。

Description

具有前馈延迟补偿的开关功率变换器的一次侧控制

相关申请的交叉引用

本申请根据35U.S.C.§119(e)要求于2011年6月3日提交的题为“Peak Current Compensation for Better Line Regulation”的美国临时申请第61/493,104号的优先权，其全部内容通过引用结合于此。本申请根据35U.S.C.§120和37C.F.R.§1.78还要求于2012年6月1日提交的题为“Primary-Side Control Of A Switching Power Converter With Feed ForwardDelay Compensation”的美国申请第13/486,947号的优先权，其全部内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明总体上涉及电子领域，并且更具体地，涉及一种用前馈延迟补偿行使开关功率变换器的一次侧控制的方法和系统。

背景技术

许多电子系统使用开关功率变换器以将来自一个源的功率变换为装置（在本文中称作“负载”）可用的功率。例如，电力公司常提供在特定频率范围内的特定电压的交流（AC）电。然而，许多负载利用在与所供应的功率不同的电压和/或频率处的功率。例如，诸如基于发光二极管的灯的许多负载根据直流（DC）操作。“DC电流”也称为“恒定电流”。“恒定”电流不是指电流不能随时间改变。恒定电流的DC值可改变成另一DC值。此外，恒定电流可具有噪声或使电流的DC值浮动的其它轻微浮动。“恒定电流装置”具有取决于提供至装置的电流的DC值的稳定状态输出。

LED作为部分主流光源越来越引人注目，部分原因是通过高效光输出的节能、使用期限长、以及诸如减少汞的环境动机等。LED是半导体器件，并且最好由直流驱动。LED的亮度变化与供应至LED的DC电流成正比。因此，增大供应至LED的电流增大LED的亮度并且减少供应至LED的电流使LED变暗。

图1示出了将来自电压源的功率102变换为负载104可用的功率的电子系统100。负载104是包括例如一个或多个LED的恒定电流负载。控制器106控制功率变换过程。电压源102可以是任何类型的电压源，如在欧洲或中华人民共和国供应的60Hz/110V输入电压V_IN或50Hz/220V输入电压V_IN的公共设施，或由电池或另一开关功率变换器供应的DC电压源。

控制器106向反激式开关功率变换器110中的电流控制开关108提供脉冲宽度调制（PWM）控制信号CS₀以控制输入电压V_IN至一次侧电压V_P和二次侧电压V_S的变换。开关108是例如场效应晶体管（FET）。当控制信号CS₀使开关108导通时，一次侧电流i_PRIMARY流至变压器116的一次线圈114以使一次线圈114通电。当控制信号CS₀断开开关112时，一次线圈114断电。使一次线圈114通电和断电诱发在变压器116的二次线圈118两端的二次电压V_S。一次电压V_P是二次电压V_S的N倍，即V_P=N·V_S，并且“N”是一次线圈114中线圈匝数与二次线圈118中线圈匝数的比。二次侧电流i_SECONDARY是二次电压V_S与二极管120、电容器122、以及负载104的电阻抗的正函数。二极管120允许二次侧电流i_SECONDARY在一个方向上流动。二次侧电流i_SECONDARY对电容器120进行充电，并且电容器120维持负载104两端的大致DC电压V_LOAD。因此，二次侧电流i_SECONDARY是DC电流。

负载104具有特定功率需求，并且控制器106生成开关信号CS₀以试图使开关功率变换器110满足负载104的功率需求。理想地，由开关功率变换器110的一次侧提供的功率P_PRIMARY等于提供至负载104的功率P_LOAD。然而，由于电子系统100中的不理想的功率损耗导致由一次侧提供的功率P_PRIMARY大于传递至负载104的功率P_LOAD，即P_PRIMARY>P_LOAD。为了满足负载104的功率需求，控制器106使用反馈来确定实际上传递至负载104的功率的量。控制器106试图生成控制信号CS₀以控制一次侧电流i_PRIMARY以便功率P_PRIMARY满足负载104的功率需求。

控制器106利用反馈控制环路来控制被传递至负载104的功率P_LOAD。为了控制功率P_LOAD，控制器106控制控制信号CS₀并且从而控制一次侧电流i_PRIMARY。控制一次侧电流i_PRIMARY控制由开关功率变换器110的一次侧提供的一次侧功率P_PRIMARY。控制器106调整一次侧电流i_PRIMARY以便一次侧功率P_PRIMARY足以将足够的功率P_LOAD传递至负载104以满足负载104的功率需求。

为了生成一次侧功率P_PRIMARY，控制器106利用经由二次侧反馈路径124的基于二次侧反馈的控制或经由感应电阻器126的一次侧控制。用‘虚’线示出二次侧反馈路径124表示替代一次侧反馈的使用。对于基于二次侧反馈的控制，控制器106经由信号i_{S_SENSE}感应二次电流i_SECONDARY。二次侧反馈路径124通常包括在控制器106和变压器110的二次侧之间提供电隔离的部件，诸如光隔离器或光耦合器。因为控制器106已知一次侧电压V_P和匝数比N，所以控制器106也已知二次侧电压V_S并从反馈信号i_{S_SENSE}已知二次侧电流i_SECONDARY。因此，控制器106可直接确定传递至负载104的功率P_LOAD。控制器106生成控制信号CS₀以生成一次侧电流i_PRIMARY以满足负载104的功率需求以便负载的功率需求等于提供至负载104的功率。

一次侧电流i_PRIMARY的实际峰值与传递至负载104的功率的量成正比。因此，对于一次侧控制，确定一次侧电流i_PRIMARY的实际峰值i_PK决定确定传递至负载104的功率的量的准确度。上述说明尤其适用于从一次侧电流i_PRIMARY的范围降低开始的低功率应用期间的情况。在控制器106检测到一次侧电流i_PRIMARY的目标峰值i_PK时，开关108不立即关断。一旦控制器106感应到一次侧最大值电流i_{PK_SENSE}等于目标峰值i_PK并且关断开关108，实际一次侧电流i_PRIMARY已经超出感应的最大值电流i_{PK_SENSE}。

为了补偿关断开关108的延迟，电子系统100引进前馈的比例缩放的电压因数

以增加由感应电阻器126传导的电流。R_SENSE是感应电阻器126的阻抗值，R₁₂₈是电阻器128的阻抗值，R₁₃₀是电阻器130的阻抗值。在控制器106感应到一次侧电流之前增加感应电阻器126两端的电流致使控制器106确定能够补偿在关断开关108时的延迟的更高的峰值电流i_{PK_SENSE}。等式[1]用固定的前馈补偿因数表示估计的最大值电流i_{PK_EST}的值：

$i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{EST}}=i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{SENSE}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{R_{\mathrm{SENSE}}}\×\frac{R_{130}}{R_{128}+R_{130}}=i_{\mathrm{PK}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×t_{\mathrm{DELAY}}---\left[1\right];$ 以及

$t_{\mathrm{DELAY}}=\frac{L}{R_{\mathrm{SENSE}}}\×\frac{R_{100}}{R_{128}+R_{130}}---\left[2\right].$

I_{PK_EST}是一次电流_iPRIMARY的估计峰值，并且i_{PK_SENSE}是一次侧电流的感应峰值。如上所述，R_SENSE是感应电阻器126的阻抗值，R₁₂₈是电阻器128的电阻值，R₁₃₀是电阻器130的电阻值，L是一次侧线圈114的电感值，以及t_DELAY是如等式[2]中所定义的由于开关108关断的延迟。因为补偿因数

很好地跟踪输入电压V_IN，所以对于一次侧线圈114的给定电感值L，补偿因数

有效抵消在关断开关108时的延迟。

然而，二次侧感应需要额外的潜在的相对昂贵的部件。使用一次侧感应并应用补偿因数

（其等于

），针对一次侧线圈114的具体电感值L起作用。然而，一次侧线圈114的电感值L可随着变压器而例如有至少+/-10%的不同。因此，如果控制器106使用的电感值L不同于一次侧线圈114的实际电感值L，那么一次侧电流i_PRIMARY的峰值的估计可导致向负载104提供功率的误差。另外，在感应一次侧电流i_PRIMARY的代表值之前变更电阻器R_SENSE两端的一次侧电流值利用了外部部件，这增加了电子系统100的成本。

发明内容

在本发明的一个实施方式中，方法包括在开关功率变换器的开关周期期间感应在开关功率变换器中的电流的值。该方法还包括检测电流值的目标峰值并用检测后延迟补偿因数调整所检测的电流值的目标峰值以产生延迟补偿电流值。该方法还包括基于延迟补偿的电流值确定提供至耦接于开关功率变换器的负载的电流的量并产生开关控制信号以控制开关功率变换器中电流的值以根据延迟补偿电流值向负载提供能量。

在本发明的另一实施方式中，设备包括控制器，控制器具有在开关功率变换器的开关周期期间感应开关功率变换器中的电流值的输入端。控制器能够检测电流值的目标峰值并用检测后延迟补偿因数调整所检测的电流值的目标峰值以产生延迟补偿电流值。控制器还能够基于延迟补偿电流值确定提供至耦接于开关功率变换器的负载的电流的量并生成开关控制信号以控制开关功率变换器中电流的值以根据延迟补偿电流值向负载提供能量。

在本发明的另一实施方式中，设备包括开关功率变换器，其中，开关功率变换器包括具有一次侧和二次侧的变换器。设备还包括控制器，该控制器具有在开关功率变换器开关周期期间感应开关功率变换器中电流值的输入端。控制器能够检测电流值的目标峰值并用检测后延迟补偿因数调整所检测的电流值的目标峰值以产生延迟补偿电流值。控制器还能够基于延迟补偿电流值确定提供至耦接于开关功率变换器的负载的电流的量并生成开关控制信号以控制开关功率变换器中电流的值来根据延迟补偿电流值向负载提供能量。设备还包括耦接至开关功率变换器的变压器的二次侧的负载。

附图说明

通过参考附图将更好地理解本发明，并且本发明的多个目的、特征和优点对于本领域中的技术人员来说将显而易见。贯穿几个附图使用的相同的参数表示相同的或类似的元件。

图1（标记现有技术）示出了电子系统。

图2示出了利用延迟补偿电流值来控制开关功率变换器的电子系统。

图3示出了用于控制图2的开关功率变换器的示例性控制过程。

图4示出了表示图2的电子系统的一个实施方式的电子系统。

图5示出了与图4的电子系统的操作相关联的示例性波形。

图6示出了示例性一次侧电流和延迟的曲线图。

图7示出了实际与目标峰值一次侧电流的补偿延迟和未补偿延迟的比之间的示例性比较。

图8示出了使用一次侧辅助绕组获取电流感应信号的备选实施方式。

具体实施方式

电子系统包括控制器以控制开关功率变换器为负载提供功率。在至少一个实施方式中，为了控制提供至负载的功率的量，控制器感应表示开关功率变换器中电流的电流值并检测电流值何时达到目标峰值。然而，由于在控制器和/或开关功率变换器中的延迟，所检测的目标峰值不会是开关功率变换器生成的实际电流峰值。在至少一个实施方式中，控制器用检测后延迟补偿因数调整所检测的目标峰值以生成更准确表示与开关功率变换器中的电流相关联的实际最大电流值的延迟补偿电流值。在至少一个实施方式中，控制器利用延迟补偿电流值以确定提供至负载的电流量并确定随后的目标最大电流值。

在至少一个实施方式中，检测后延迟补偿因数模拟（model，建模）由于控制器和/或开关功率变换器中的延迟而改变的电流的值的外推（extrapolation）。在由控制器检测到电流值的大致峰值与由开关功率变换器中断电流之间出现示例性延迟。在至少一个实施方式中，电流值随着延迟增加而线性增加并且因而使用线性外推模拟。然而，特定方式是设计选择的问题并取决于电流值的延迟的特征效果。在至少一个实施方式中，检测后延迟补偿因数表示动态确定的电流的检测峰值和电流的实际峰值之间的大致延迟。

图2示出了包括使用峰值电流控制和延迟补偿因数来控制开关功率变换器204的控制器202的电子系统200。电压源206向开关功率变换器204提供输入电压V_IN。电压源206可以是任何类型的电压源并且例如与电压源102（图1）相同。控制器202生成控制开关208的导通和输入电流i_IN的流动的开关控制信号CS₁。开关208可以是任何类型的开关，如场效应晶体管（FET）。当开关208导通时，输入电流i_IN流至部件210和直通开关208。输入电流i_IN可等于进入开关功率变换器204的电流或可小于进入开关功率变换器204的电流。开关功率变换器204使用输入电流i_IN和输入电压V_IN以生成负载212的二次侧电压V_S和输出电流i_OUT。在至少一个实施方式中，控制器202调节输出电流i_OUT。负载212可以是任何类型的负载，如各自具有一个或多个发光二极管（LED）的一个或多个灯。

在至少一个实施方式中，控制器202以特定输出电流i_{OUT_TARGET}为目标从而提供至负载212。目标输出电流i_{OUT_TARGET}表示在一段时间内提供至负载212的电荷的量。在至少一个实施方式中，目标输出电流i_{OUT_TARGET}是在开关控制信号CS₁的周期（例如，图5中的“TT”）提供至负载212的电荷的目标量。控制器202将输出电流i_{OUT_TARGET}的量确定为目标的方式是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，目标输出电流i_{OUT_TARGET}作为数据进入可选存储器214。在至少一个实施方式中，目标输出电流i_{OUT_TARGET}表示将要在一段时间内传递的单个电流量或单个电荷量。在至少一个实施方式中，目标输出电流i_{OUT_TARGET}作为一次可编程数据进入。在至少一个实施方式中，目标输出电流i_{OUT_TARGET}表示将要在一段时间内传递的多个电流电平或多个电荷量。在至少一个实施方式中，多个值对应负载212的多个输出设置，诸如由DIM信号表示的不同的调光电平设置。在至少一个实施方式中，控制器202接收来自减光器（未示出）或来自另一输入源（未示出）的DIM信号。

图3示出了使用延迟补偿因数来控制开关功率变换器的示例性控制过程300。参考图2和图3，控制器202包括在操作302中接收电流值CV的传感器217。电流值CV表示流过开关208的输入电流i_IN的值。电流值CV可表示任意方式的输入电流i_IN，诸如按比例缩放的或未按比例缩放的电流或电压。在操作304中，传感器217将所接收的电流值CV与针对输入电流i_IN的当时的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)比较来检测电流值CV等于目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)的时间。“(n)”是指数参考。如果电流值CV不等于目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)，重复操作302以及随后的304。当电流值CV等于目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)时，传感器217将“达到峰值信号”PKR发送至开关控制信号发生器218以表示开关控制信号发生器218应当关断开关208。在操作306中，开关控制信号发生器218通过产生控制信号CS₁关断开关208来响应。在至少一个实施方式中，控制信号CS₁是脉冲宽度调制信号。

在传感器217检测到电流值等于目标电流峰值i_{PK_TARGET}的时间和开关208关断的时间之间出现延迟。该延迟可源自任意数量的来源，诸如：

在确定电流值CV是否等于i_PTARGET(n)的操作304中的延迟；

在将控制信号CS₁传递至开关208中的延迟；以及

在开关208响应于控制信号CS₁来关断开关208中的延迟。

在延迟期间，输入电流i_IN继续增加。因此，延迟导致在传感器217检测到电流值CV已经达到的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)之后开关功率变换器204向负载212提供附加量的电流i_OUT。传感器217也向延迟补偿器216提供达到峰值信号PKR。为了补偿延迟，在操作308中，延迟补偿器216接收达到峰值信号PKR并用延迟补偿因数DELAY_COMP调整所检测的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)以生成估计的峰值电流i_{PK_EST}。在至少一个实施方式中，通过延迟补偿因数DELAY_COMP进行的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)的调整模拟由于延迟而出现的输入电流i_IN的增加。特定方式取决于输入电流i_IN的特性和估计输入电流i_IN的实际峰值的期望准确度。在至少一个实施方式中，输入电流i_IN随着时间线性增加，并且通过延迟补偿因数DELAY_COMP进行的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)的调整表示延迟期间出现的输入电流i_IN的线性外推。

一旦延迟补偿器216确定估计的峰值电流i_{PK_EST}，操作310就基于估计的峰值电流i_{PK_EST}来确定提供至负载212的输出电流i_OUT的量。在至少一个实施方式中，提供至负载212的输出电流i_OUT的值的具体量是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，操作310将提供至负载212的电流i_OUT量化为在控制信号CS₁的时段TT期间提供至负载212的电荷的量。

操作312设置下一个目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)以最小化提供至负载212的估计实际输出电流i_OUT和目标输出电流i_{OUT_TARGET}的量之间的差值。在至少一个实施方式中，通过响应在提供至负载212的输出电流i_OUT（如使用估计峰值电流i_{PK_EST}确定的）和提供至负载212的目标输出电流i_{OUT_TARGET}之间的任何差值，操作312设定目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)的值。如果估计的实际输出电流i_OUT大于目标输出电流i_{OUT_TARGET}，然后操作312减少目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)的值。如果估计的实际输出电流i_OUT小于目标输出电流i_{OUT_TARGET}，那么操作312增加目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)的值。在至少一个实施方式中，在控制信号CS₁的每个周期，操作312调整目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)以最小化提供至负载212的估计输出电流i_OUT和目标输出电流i_{OUT_TARGET}之间的差值。用于选择每个随后目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)的值使得输出电流i_OUT收敛至目标电流i_{OUT_TARGET}的具体收敛算法是设计选择的问题并可是任意惯常的或已知的收敛算法。延迟补偿器216向传感器217提供目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)。目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)然后称为控制过程300的下一周期的当前目标电流峰值i_PTARGET(n)。

在操作314中，开关控制信号发生器218生成开关控制信号CS₁以接通开关208。开关控制信号发生器218接通开关208的具体时间是设计选择的问题，并且在至少一个实施方式中，取决于开关功率变换器204的操作模式。在至少一个实施方式中，开关功率变换器204准谐振模式和/或断续导通模式操作，例如，如以下文献中描述的：于2012年6月1日提交的题为“Control Data Determination From Primary-Side Sensing of aSecondary-Side Voltage in a Switching Power Converter”的美国专利申请第13/486，625号，受让人为Cirrus Logic，Inc.，并且发明人为RobertT.Grisamore和Zhaohui He（在本文中称作“Grisamore-He”），其全部内容通过引用结合于此。

图4示出了表示电子系统200的一个实施方式的电子系统400。图5示出了电子系统400的示例性操作波形500。参考图4和图5，电子系统400包括生成控制信号CS₂的控制器402以及反激式开关功率变换器404。开关控制信号发生器218生成脉冲宽度调制的电流开关控制信号CS₂以控制n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（NMOSFET）开关406（其表示开关208的一个实施方式）的导电性。在脉冲（诸如控制信号CS₂的脉冲502）期间，一次侧电流i_PRIMARY通过变压器410的一次侧线圈408线性增加并产生一次侧线圈408两端的一次侧电压V_P。一次侧电压V_P诱发二次侧线圈414两端的二次电压V_S。由于变压器410的点配置，在控制信号CS₂的每个脉冲期间，二次电压V_S从一次侧电压V_P反转并且反向偏置二极管412。在二极管412反向偏置时，电容器416向负载208提供电流。

在至少一个实施方式中，电子系统400根据示例性控制过程300的实施方式操作。在脉冲502期间，一次侧电流i_PRIMARY流过开关406并产生感应电阻器417两端的电压。在操作302中，比较器418接收感应信号的电流i_CS（表示图2和图3中电流值CV的一个实施方式）并在操作304中将的感应信号的电流i_CS与当时的目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)值进行比较。达到峰值信号PKR是逻辑1直至感应信号的电流i_CS达到目标电流峰值i_PTARGET，然后达到峰值信号PKR转换至逻辑0。比较器418向开关控制信号发生器218和延迟补偿器422提供达到峰值信号PKR的逻辑0值。在操作306中，开关信号控制发生器218致使开关控制信号CS₂在时间t₀转换至逻辑0，这关断FET406。开关控制信号CS₂的脉冲502的持续时间称作T1。

延迟补偿器422在概念上包括两个功能单元，具有目标后电流检测延迟补偿的二次输出电流和峰值一次电流估计器423（称作“电流估计器423”）以及峰值目标电流发生器425。在操作308中，电流估计器423通过延迟补偿因数DELAY_COMP调整目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)以生成估计峰值电流i_{PK_EST}以确定传递至负载208的二次侧电流i_SECONDARY的量。如之前所述，在比较器418检测到感应信号的电流i_CS达到目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)时和FET406停止传导一次侧电流i_PRIMARY时之间出现各种延迟。

图6示出了示例性一次侧电流i_PRIMARY和延迟影响曲线图600。参考图4、图5和图6，一个延迟是比较器418在将感应电压V_CS的电流与目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)进行比较中产生的延迟。在有限增益和带宽下，电流感应比较器418导致在比较器418实际上检测到感应电压的电流V_CS等于目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n)时（如由“实际交叉点i_{PK_TARGET}”表示的）和当比较器418转换达到峰值信号PKR的状态时之间的检测延迟dT_cscmp_dly。在检测延迟dT_cscmp_dly期间，一次侧电流iPRIMARY继续线性增加。在至少一个实施方式中，等式[3]表示由于检测延迟dT_cscmp_dly而产生的一次侧电流i_PRIMARY的峰值变化Δ_iPK：

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{PK}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×\mathrm{dT}\_\csc \mathrm{mp}\_\mathrm{dly}$ 等式[3]。

V_IN是输入电压，L是一次侧线圈408的电感值，并且dT_cscmp_dly是当比较器418实际上检测到感应电压的电流V_CS等于目标电流峰值i_PTARGET(n)时之间的检测延迟。

另一延迟是在FET406的栅极处的从比较器418输出至控制信号CS₂转换的传播延迟dT_logic_dly。传播延迟dT_logic_dly是由于例如，反相器、触发器、电平转移电路等的延迟，其允许一次侧电流继续线性增加。在至少一个实施方式中，等式[4]表示由于传播延迟dT_logic_dly而产生的一次侧电流i_PRIMARY的峰值变化Δ_iPK：

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{PK}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×\mathrm{dT}\_\log \mathrm{ic}\_\mathrm{dly}$ 等式[4]。

V_IN是输入电压，L是一次侧线圈408的电感值，并且dT_logic_dly是在FET406的栅极处的从比较器418输出至控制信号CS₂转换的传播延迟。

另一延迟是在关断FET406时的延迟。关断FET406包括，例如，从FET406的栅极移除电荷并耗尽FET406的导电沟道中的电荷。在至少一个实施方式中，等式[5]表示由于FET406的关断延迟而产生的一次侧电流i_PRIMARY的峰值变化Δ_iPK。

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{PK}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×\mathrm{dT}\_\mathrm{gdrv}\_\mathrm{dly}$ 等式[5]。

V_IN是输入电压，L是一次侧线圈408的电感值，并且dT_gdrv_dly是关断FET406的延迟。

通过将等式[3]、[4]、[5]相加，等式[6]表示一次侧电流i_PRIMARY的估计峰值电流i_{PK_EST}：

$i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{EST}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×(T1\_\mathrm{meas}+\mathrm{dT}\_\csc \mathrm{mp}\_\mathrm{dly}+\mathrm{dT}\_\log \mathrm{ic}\_\mathrm{dly}+\mathrm{dT}\_\mathrm{gdrv}\_\mathrm{dly}),$ 其重新排成：

$i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{EST}}=i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{TARGET}}\×(1+\frac{\mathrm{dT}\_\mathrm{dly}\_\mathrm{total}}{T1\_\mathrm{meas}})$ 等式[1].

dT_dly_total=dT_cscmp_dly+dT_logic_dly+dT_gdrv_dly是控制信号CS₂的周期期间一次侧电流i_PRIMARY的估计延迟持续时间。数量表示延迟补偿因数DELAY_COMP的实施方式。因为T1的实际价值是未知的，所以T1_meas是T1的测量值。测量值也会产生延迟误差。然而，dT_dly_total比实际T1小很多，所以由于测量T1而产生的延迟不包括在延迟补偿因数内。在至少一个实施方式中，等于的延迟补偿因数DELAY_COMP的值是基于电子系统400所使用的部件的认识而经验预确定或分析预确定的，并存储于存储器424中。在检测一次侧电流的目标峰值后，电流估计器423使用延迟补偿因数DELAY_COMP以确定估计峰值电流i_{PK_EST}。在至少一个实施方式中，该“检测后”延迟补偿因数DELAY_COMP减少外部部件并可灵活表示多个延迟类型。另外，在至少一个实施方式中，延迟补偿因数DELAY_COMP对一次侧线圈408的电感值的变化不敏感。

在至少一个其他实施方式中，如波形602中所示，通过测量FET406的漏极至源极电压V_DS的变化，延迟补偿因数DELAY_COMP的值被测量为dT_meas。然而，该测量也产生延迟，在至少一个实施方式中，该延时通过向dT_meas增加dT_cscmp_dly来解决。

在操作310中，根据等式[7]，电流估计器423使用等式[6]的估计峰值电流i_{PK_EST}来确定在控制信号CS₂的时间段TT期间传递至负载208的二次电流i_SECONDARY。二次侧电流i_SECONDARY下方的区域表示传递至负载208的电荷量。等式[7]表示在控制信号CS₂的时间段TT期间提供至负载208的电荷量；

$i_{\mathrm{SECONDARY}}=\frac{Q}{\mathrm{TT}}=\frac{1}{2}\×\frac{i_{\mathrm{PK}\_\mathrm{FST}}\×T2}{\mathrm{TT}}$ 等式[7]

Q是提供至负载208的电荷，TT是控制信号CS₂的时段，i_{PK_EST}是延迟补偿因数DELAY_COMP调节的一次侧电流i_PRIMARY的估计峰值，并且T2是二次侧电流i_SECONDARY从时段T1结束至二次侧电流i_SECONDARY衰减至零的持续时间。Grisamore-He描述了确定T2和TT的值的示例性系统和方法。

电流估计器423将峰值一次侧电流目标调整信号TARG_ADJ提供至峰值目标电流发生器425。在操作312中，延迟补偿器422基于根据方程式[7]确定的提供至负载208的二次侧电流i_SECONDARY的量与二次侧电流i_{SECONDARY_TARGET}的目标量的比较，来设置目标电流峰值的下一个值i_PTARGET(n+1)。如果比较表示希望增加提供至负载208的电流的量，则峰值目标电流发生器425增加目标电流峰值i_{PK_TARGET}（n+1），并且如果比较表示希望减少提供至负载208的电流的量，则峰值目标电流发生器425减少目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)。峰值目标电流发生器425将下一目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)提供至数模转换器426以在过程300的下一周期向比较器418提供目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)的模拟版本。因此，目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)然后称为当前目标电流峰值i_{PK_TARGET}以供比较器418使用。峰值目标电流发生器425也向电流估计器423提供下一目标电流峰值i_{PK_TARGET}(n+1)以结合等式[6]使用。

图7示出了使用实际一次侧峰值电流“i_{PK_ACTUAL}”与峰值一次侧电流“i_{PK_TARGET}”的比例来确定提供至具有9个LED和3个LED的负载208的电流的示例性延迟补偿的和未补偿的比较曲线图700。对于补偿的一次侧峰值电流，i_{PK_TARGET}表示估计的峰值电流i_{PK_EST}。因为曲线图700示出了比例，所以理想值是1而较不理想的值自1开始进一步变化。使用检测后延迟补偿因数DELAY_COMP和检测后延迟补偿估计的峰值电流i_{PK_EST}的延迟补偿器422明显导致一次侧电流i_PRIMARY的峰值的更贴切的估计。当时，具有贴切的估计在电子系统300的某些实施方式中是尤其重要的，诸如在能量准确供应至LED对负载208的实施方式产生的灯光的颜色有明显影响的多颜色、多LED灯负载208中。

图8示出了表示电子系统300的另一实施方式的电子系统800。一次侧电流i_PRIMARY的采样方法是设计选择的问题。电子系统800利用辅助绕阻802生成与二次侧电压V_S成比例的辅助电压V_AUX。电阻器804和806形成分压器以生成电流感应信号i_CS。当二极管808正向偏置时辅助电流i_AUX流过电阻器807和二极管808并且向电容器810充电以生成控制器402的V_DD工作电压。

因此，电子系统包括控制向负载提供功率的开关功率变换器的控制器。在至少一个实施方式中，控制器用检测后延迟补偿因数调整所检测的目标峰值以生成更准确表示与开关功率变换器中的电流相关联的实际电流峰值的延迟补偿电流值。在至少一个实施方式中，控制器使用延迟补偿电流值以确定提供至负载的电流量并确定随后的目标电流峰值。

虽然已详细地描述了实施方式，但是应当理解，在不背离由所附权利要求所定义的实质和范围的情况下可以进行各种修改、替代以及变更。

Claims (22)

1.一种方法，包括：

（a）在开关功率变换器的开关周期期间感应在所述开关功率变换器中的电流的值；

（b）检测电流值的目标峰值；

（c）用检测后延迟补偿因数调整所检测的所述电流值的目标峰值以生成延迟补偿电流值；

（d）基于所述延迟补偿电流值确定提供至耦接至所述开关功率变换器的负载的电流的量；以及

（e）产生开关控制信号以控制所述开关功率变换器中的电流的值以根据所述延迟补偿电流值向所述负载提供能量。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

如果传递至所述负载的能量的量不是满足所述负载的功率需求的能量的量，则调整所述目标峰值以允许所述开关功率变换器达到满足所述负载的功率需求的能量的量；并且

重复（a）至（e）。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：

从由以下项组成的组中的项确定所述负载的功率需求：可编程负载功率需求数据、不可编程负载功率需求数据以及调光信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，确定提供至负载的电流的量包括确定在所述开关控制信号的时段期间传递至所述负载的平均电荷的量。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述开关功率变换器包括包含变压器的反激式开关功率变换器，所述变压器具有（i）传导一次侧电流的一次侧和（ii）二次侧，并且在所述开关功率变换器的开关周期期间感应在开关功率变换器中的电流的值包括：

在所述开关功率变换器的开关周期期间感应所述开关功率变换器中的一次侧电流的值。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述开关功率变换器包括包含变压器的反激式开关功率变换器，所述变压器含有具有电感值的一次侧线圈，并且所述检测后延迟补偿因数与所述一次侧线圈的电感值不相关。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，用检测后延迟补偿因数调整所述电流值的大致峰值以生成延迟补偿电流值包括：

用模拟由于在检测所述电流值的大致峰值和中断所述电流之间的延迟而改变的所述电流的值的外推的检测后延迟补偿因数来调整所述电流值的所述大致峰值。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括：

动态确定在所检测的所述电流的峰值和所述电流的实际峰值之间的大致延迟。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述检测后延迟补偿因数表示在检测所述电流值的大致峰值和中断所述电流之间的来自所述控制器中的多级的延迟。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述负载包括一个或多个灯，所述一个或多个灯各自具有一个或多个发光二极管。

11.一种设备，包括：

控制器，具有在开关功率变换器的开关周期期间感应在所述开关功率变换器中的电流的值的输入端，其中，所述控制器能够：

（a）检测电流值的目标峰值；

（b）用检测后延迟补偿因数调整所检测的所述电流值的目标峰值以生成延迟补偿电流值；

（c）基于所述延迟补偿电流值确定提供至耦接至所述开关功率变换器的负载的电流的量；并且

（d）生成开关控制信号以控制在所述开关功率变换器中的电流的值以根据所述延迟补偿电流值向所述负载提供能量。

12.根据权利要求11所述的设备，其中，所述控制器还能够：

如果传递至所述负载的能量的量不是满足所述负载的功率需求的能量的量，则调整所述目标峰值以允许所述开关功率变换器实现满足所述负载的所述功率需求的能量的量；并且

重复（a）至（d）。

13.根据权利要求12所述的设备，其中，所述控制器还能够：

从由以下项组成的组中的项确定所述负载的功率需求：可编程负载功率需求数据、不可编程负载功率需求数据以及调光信号。

14.根据权利要求11所述的设备，其中，为了确定提供至负载的电流的量，所述控制器还能够包括确定在所述开关控制信号的时段期间传递至所述负载的平均电荷量。

15.根据权利要求11所述的设备，其中，所述开关功率变换器包括包含变压器的反激式开关功率变换器，所述变压器具有（i）传导一次侧电流的一次侧和（ii）二次侧，并且为了在所述开关功率变换器的开关周期期间感应开关功率变换器中电流的值，所述控制器还能够：

感应所述开关功率变换器的开关周期期间在所述开关功率变换器中的一次侧电流的值。

16.根据权利要求11所述的设备，其中，所述开关功率变换器包括包含变压器的反激式开关功率变换器，所述变压器含有具有电感值的一次侧线圈，并且所述检测后延迟补偿因数与所述一次侧线圈的电感值不相关。

17.根据权利要求11所述的设备，其中，为了用检测后延迟补偿因数调整所述电流值的大致峰值以生成延迟补偿电流值，所述控制器还能够：

用模拟由于在检测所述电流值的大致峰值和中断所述电流之间的延迟而改变的所述电流的值的外推的检测后延迟补偿因数来调整所述电流值的所述大致峰值。

18.根据权利要求11所述的设备，其中，所述控制器还能够：

动态确定所检测的所述电流的峰值和所述电流的实际峰值之间的大致延迟。

19.根据权利要求11所述的设备，其中，所述检测后延迟补偿因数表示在检测所述电流值的大致峰值和中断所述电流之间的来自所述控制器中的多级的延迟。

20.根据权利要求11所述的设备，其中，所述负载包括一个或多个灯，所述一个或多个灯各自具有一个或多个发光二极管。

21.一种设备，包括：

开关功率变换器，其中，所述开关功率变换器包含具有一次侧和二次侧的变压器；

控制器，具有在开关功率变换器的开关周期期间感应在所述开关功率变换器中的电流的值的输入端，其中，所述控制器能够：

（a）检测电流值的目标峰值；

（b）用检测后延迟补偿因数调整所检测的所述电流值的目标峰值以生成延迟补偿电流值；

（c）基于所述延迟补偿电流值确定提供至耦接至所述开关功率变换器的负载的电流的量；并且

（d）生成开关控制信号以控制在所述开关功率变换器中的电流的值以根据所述延迟补偿电流值向所述负载提供能量；

以及

负载，耦接至所述开关功率变换器的变压器的二次侧。

22.根据权利要求21所述的设备，其中，所述负载包括一个或多个灯，所述一个或多个灯各自具有一个或多个发光二极管。

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