CN103532546A

CN103532546A - 振荡器

Info

Publication number: CN103532546A
Application number: CN201210226459.4A
Authority: CN
Inventors: 何洪楷; 刘启付; 曹羽欧; 翟大伦
Original assignee: Semiconductor Manufacturing International Shanghai Corp
Current assignee: Semiconductor Manufacturing International Shanghai Corp
Priority date: 2012-07-02
Filing date: 2012-07-02
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2032-07-02
Also published as: CN103532546B

Abstract

本发明技术方案提供一种振荡器，所述振荡器包括：参考电流源，用于产生温度系数可调的参考电流；所述参考电流源包括：正温度系数产生电路、负温度系数产生电路和控制电路，所述正温度系数产生电路用于产生具有正温度系数的第一电流；所述负温度系数产生电路用于产生具有负温度系数的第二电流；所述控制电路连接所述正温度系数产生电路和负温度系数产生电路，用于对所述第一电流和第二电流进行加总以产生参考电流；电流控制振荡电路，用于在所述参考电流的驱动下产生第一时钟信号和第二时钟信号；其中，所述第一时钟信号和第二时钟信号为差分信号。本发明技术方案中振荡器的输出时钟频率更加稳定和精准。

Description

振荡器

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种振荡器。

背景技术

在卡类芯片（如非接触式智能卡）的设计中，需要一个较为精确的时钟信号，但是在卡类芯片的应用中不可能外加晶振和用锁相环（phase-lockedloop，pll）来得到一个很精确的时钟，所以使用振荡器就成为其必然的选择。

但是众所周知，振荡器的输出时钟频率会受到工艺、电源电压以及温度的影响，在上述各因素发生变化时将使得振荡器的输出时钟频率误差非常大，一般振荡器的输出时钟频率误差会随工艺、电源电压以及温度变化达到20%~30%，甚至有时竟然达到了50%，这给电路设计带来了很大的困扰，无法满足电路的正常工作需求。

由于电路中需要一个较为准确的时钟输出，因此如何使振荡器的输出时钟频率更加精确就成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

发明内容

本发明解决的是现有技术中振荡器输出时钟频率不精确的问题。

为解决上述问题，本发明提供一种振荡器，包括：参考电流源，用于产生温度系数可调的参考电流；所述参考电流源包括：正温度系数产生电路、负温度系数产生电路和控制电路，所述正温度系数产生电路用于产生具有正温度系数的第一电流；所述负温度系数产生电路用于产生具有负温度系数的第二电流；所述控制电路连接所述正温度系数产生电路和负温度系数产生电路，用于对所述第一电流和第二电流进行加总以产生参考电流；

电流控制振荡电路，用于在所述参考电流的驱动下产生第一时钟信号和第二时钟信号；其中，所述第一时钟信号和第二时钟信号为差分信号。

可选地，所述电流控制振荡电路包括多级延迟单元，其中，各级延迟单元的控制端分别连接参考电流源的输出端，用于接收所述参考电流；上一级延迟单元的第一输出端连接下一级延迟单元的第一输入端，上一级延迟单元的第二输出端连接下一级延迟单元的第二输入端，且最后一级延迟单元的第一输出端连接第一级延迟单元的第一输入端，最后一级延迟单元的第二输出端连接第一级延迟单元的第二输入端。

可选地，所述控制电路包括：两个MOS管和多个控制支路，其中，一个MOS管的栅极接收所述第一电压，另一个MOS管的栅极接收所述第二电压，所述多个控制支路选择性地连接至所述MOS管，所述参考电流为所述两个MOS管的漏极电流与被选择连接至所述MOS管的控制支路的电流之和。

可选地，所述振荡器还包括频率调整电路；所述频率调整电路包括：电流镜和开关控制电路，所述电流镜用于接收参考电流源输出的参考电流，并进行镜像后输出镜像电流；所述开关控制电路用于对接收到的镜像电流进行调整，并输出调整后的驱动电流；所述电流控制振荡电路在所述驱动电流的控制下产生第一时钟信号和第二时钟信号。

可选地，所述电流镜包括第八MOS管和第九MOS管；所述第八MOS管的源极接地，栅极与漏极相连，漏极接收参考电流源输出的参考电流；所述第九MOS管的源极接地，栅极连接第八MOS管的栅极，漏极连接所述开关控制电路的输入端，用于输出镜像电流。

可选地，所述振荡器还包括双端转单端电路，所述双端转单端电路包括：驱动电路和占空比调整电路，所述驱动电路用于接收第一时钟信号和第二时钟信号，并在对分别所述第一时钟信号和第二时钟信号进行驱动放大后输出第一驱动信号和第二驱动信号；

所述占空比调整电路，用于接收所述第一驱动信号和第二驱动信号，形成占空比为50%的第三时钟信号；其中，所述占空比调整电路包括：第三反相器、第四反相器和第五反相器；所述第三反相器的输入端接收所述第一驱动信号，输出端连接第四反相器的输入端；所述第四反相器的输出端输出第四时钟信号；所述第五反相器的输入端接收所述第二驱动信号，输出端输出第五时钟信号；所述第四时钟信号和第五时钟信号叠加后形成第三时钟信号。

可选地，所述双端转单端电路还包括第六反相器，所述第六反相器的输入端接收所述第三时钟信号，输出端输出第六时钟信号。

与现有技术相比，本发明技术方案至少具有以下优点：

本发明技术方案的振荡器包括参考电流源和电流控制振荡电路，所述参考电流源可以产生温度系数可调的参考电流，因此，当振荡器的工作温度发生变化时，可以通过调整参考电流源使其为所述电流控制振荡电路提供合适的参考电流，进而避免由于温度的变化而引起的振荡器的输出时钟频率不稳定问题。

可选方案中，所述振荡器还可以包括频率调整电路，所述频率调整电路用于对参考电流源输出的参考电流进行调整，并将调整后的驱动电流输出至电流控制振荡电路。经过所述频率调整电路的调整后，用于驱动电流控制振荡电路的电流将更加精准，从而也提高了振荡器的输出时钟信号的精度。

可选方案中，所述振荡器还可以包括双端转单端电路。本发明技术方案中的双端转单端电路不仅可以将振荡器输出的一对差分信号转换为单端时钟信号，而且还对单端时钟信号的占空比进行了调整，从而使得振荡器的单端时钟信号的占空比接近50%，进而提高了振荡器的实用性。

附图说明

图1是本发明振荡器的实施方式一的示意图；

图2是图1中参考电流源的一实施方式的示意图；

图3是图2中正温度系数产生电路和负温度系数产生电路一实施例的示意图；

图4是图2中控制电路的实施例一的示意图；

图5是图2中控制电路的实施例二的示意图；

图6是图2中控制电路的实施例三的示意图；

图7是图1中电流控制振荡电路的一实施例的示意图；

图8是本发明振荡器的实施方式二的示意图；

图9是图8中频率调整电路的一实施例的示意图；

图10是本发明振荡器的实施方式三的示意图；

图11是图10中双端转单端电路的一实施方式的示意图；

图12是图10中双端转单端电路的一实施例的示意图；

图13是图12中各信号的时序示意图；

图14是本发明振荡器的实施方式四的示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

在以下描述中阐述了具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以多种不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广。因此本发明不受下面公开的具体实施方式的限制。

实施方式一

为了解决现有技术中振荡器的输出时钟频率随温度变化而变化的问题，本发明提供了一种振荡器。具体地，参考图1，所述振荡器包括：参考电流源10和电流控制振荡电路20；所述参考电流源10用于产生温度系数可调的参考电流I；所述电流控制振荡电路20用于在所述参考电流的驱动下产生第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN。其中，所述第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN为一对差分信号。

现有技术中的参考电流源在生产完成后其温度曲线通常是固定的，这样，当其工作在不同的温度时，其输出的参考电流也会随之发生较大变化。而在振荡器中，由于参考电流的变化，振荡器的输出时钟频率也将发生较大变化，从而最终影响振荡器的性能。

而本发明技术方案中的参考电流源所产生的参考电流为温度系数可调的，因此，即使其工作的温度发生变化时，也可以通过适当调整所述参考电流源，使其产生合适的参考电流，进而避免电流控制振荡电路的输出时钟频率发生较大漂移。

图2示出了图1中参考电流源一实施方式的示意图。参考图2，所述参考电流源包括：正温度系数产生电路300、负温度系数产生电路400和控制电路500。

所述正温度系数产生电路300用于产生具有正温度系数的第一电流I1，所述负温度系数产生电路400用于产生具有负温度系数的第二电流I2，所述控制电路500连接所述正温度系数产生电路300和负温度系数产生电路400，用于对所述第一电流I1和第二电流I2进行加总以产生参考电流I，所述参考电流I的温度系数可调。

具体地，在本实施方式中，通过所述控制电路500的适当控制可以使参考电流I具有零温度系数、不同的正温度系数或不同的负温度系数。

参考图3，所述正温度系数产生电路包括：第一MOS管M1、第二MOS管M2、第一放大器OP1、第一电阻R1、第一三极管q1和第二三极管q2。

具体地，所述第一MOS管M1的源极连接电源电压VDD，栅极连接第二MOS管M2的栅极，漏极连接第一电阻R1的第一端和第一放大器OP1的正相输入端。所述第一电阻R1的第二端连接第二三极管q2的发射极。

所述第二MOS管M2的源极连接电源电压VDD，漏极连接第一三极管q1的发射极和第一放大器OP1的负相输入端。

所述第一放大器OP1的输出端连接第一MOS管M1和第二MOS管M2的栅极，输出第一电压Vout1。

所述第一三极管q1的基极与第二三极管q2的基极相连且连接至地GND；所述第一三极管q1的集电极和第二三极管q2的集电极也连接至地GND。

所述负温度系数产生电路包括：第三MOS管M3、第二电阻R2、第一三极管q1和第二放大器OP2。

具体地，所述第三MOS管M3的源极连接电源电压VDD，栅极连接第二放大器OP2的输出端，漏极连接第二电阻R2的第一端和第二放大器OP2的正相输入端。第二电阻R2的第二端接地GND。

第二放大器OP2的负相输入端连接第一三极管q1的发射极，输出端输出第二电压Vout2。

在上述电路中，第一MOS管M1的漏极电流即为具有正温度系数的第一电流I1，第三MOS管M3的漏极电流即为具有负温度系数的第二电流I2。所述第一三极管q1和第二三极管q2均为PNP型三极管。

由图3可知：所述第一电流I1=（VBE1-VBE2）/r1=ΔVBE/r1 （1）

所述第二电流I2=VBE1/r2 （2）

其中，VBE1指的是第一三极管q1基极与发射极的电压差；VBE2指的是第二三极管q2基极与发射极的电压差；ΔVBE指的是VBE1与VBE2之间的电压差；r1指的是第一电阻R1的电阻值；r2指的是第二电阻R2的电阻值。

在本实施例中，所述负温度系数产生电路和正温度系数产生电路共用第一三极管q1，从而简化了电路。

图4示出了图2中控制电路实施例一的示意图。参考图4，所述控制电路包括：第四MOS管M4、第五MOS管M5和多个控制支路。

第四MOS管M4的源极连接电源电压VDD，栅极接收第一电压Vout1。

第五MOS管M5的源极连接电源电压VDD，栅极接收第二电压Vout2，漏极与第四MOS管M4的漏极相连。

各个控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管，其中，各控制支路中的MOS管的源极连接电源电压VDD，漏极与第五MOS管M5的漏极相连；各控制支路中的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第五MOS管M5的栅极。

具体地，参考图4，在本实施例中，所述控制电路包括Y+1个控制支路。第一控制支路包括MOS管Mm0和电子开关Sw0；第二控制支路包括MOS管Mm1和电子开关Sw1......第Y+1控制支路包括MOS管MmY和电子开关SwY。

需要说明的是，各控制支路中的电子开关可以采用现有技术中任意一种，例如MOS开关等等，本发明对此不做限制。

参考图3和图4，本实施例中，可以对上述各MOS管的面积m进行以下设置。例如，第一MOS管M1和第二MOS管M2的面积m=N，第三MOS管M3的面积m=M，第四MOS管M4的面积m=L，第五MOS管M5的面积m=X，MOS管Mm0的面积m=2⁰，MOS管Mm1的面积m=2¹……MOS管MmY的面积m=2^Y。

当然，本领域技术人员应当理解的是，上述关于各MOS管的面积的设置仅为举例说明，其还可以根据实际应用的不同做其他设置，此不应限制本发明的保护范围。

此外，上述第一控制支路、第二控制支路……第Y+1控制支路与第五MOS管M5的连接状态由电子开关Sw0、Sw1……SwY决定。

由于所述第四MOS管M4的漏极、第五MOS管M5的漏极以及各个控制支路中的MOS管的漏极相互连接在一起，因此，参考电流I等于所述第四MOS管M4的漏极电流、第五MOS管M5的漏极电流以及与第五MOS管M5处于连接状态的控制支路的电流之和。也就是说，参考电流I=(L/N)×I1+[(X+Sw<0>×2⁰+Sw<1>×2¹+……Sw<Y>×2^Y)/M]×I2 （3）

上述公式（3）中，Sw<0>、Sw<1>……Sw<Y>分别指的是电子开关Sw0、Sw1……SwY的开关状态，因此，Sw<0>、Sw<1>……Sw<Y>可以取值为“0”或者“1”，当Sw<Y>=0时说明该电子开关处于断开状态，而当Sw<Y>=1时则说明该电子开关处于闭合状态。I1为具有正温度系数的第一电流，I2为具有负温度系数的第二电流。

结合公式（1）~（3）可以得出，通过适当选择图4中所示电子开关的状态组合即可以得到任意一种正温度、零温度或者负温度的电流曲线，从而实现了参考电流温度曲线的精确控制，这样就大大扩展了该电路的实用性。

由公式（3）可以得出，控制支路越多，所能调节的参考电流的温度系数越精确，范围也越广。发明人通过反复实验发现，当设置四个控制支路时，所述参考电流源的所能正常工作的温度范围为-20℃~85℃，其输出的参考电流I的温度系数的精度为±2%。

通过设置四个控制支路即可以满足电路的大多数应用，其结构比较简单，因此不会占用大量的芯片面积，并且还大大的提高了电路的实用性。

图5示出了图2中控制电路实施例二的示意图。本实施例与图4所示的实施例一的相同之处在此不再赘述，不同之处在于：所述第四MOS管M4的栅极接收第二电压Vout2，所述第五MOS管M5的栅极接收第一电压Vout1。

本实施例与实施例一的工作原理相类似，故在此不再赘述。本实施例中，通过合理的组合控制支路中各电子开关的状态也可以实现参考电流I的温度曲线的调节，从而使得该参考电流源的应用更加灵活。

图6示出了图2中控制电路实施例三的示意图。参考图6，所述控制电路包括第六MOS管M6、第七MOS管M7和多个控制支路，各个控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管。并且在本实施例中，所述多个控制支路分成第一控制支路组和第二控制支路组。

具体地，所述第六MOS管M6的源极连接电源电压VDD，栅极接收第一电压Vout1。所述第七MOS管M7的源极连接电源电压VDD，栅极接收第二电压Vout2，漏极与第六MOS管M6的漏极相连。

第一控制支路组中各控制支路的MOS管的源极连接电源电压VDD，漏极与第六MOS管M6的漏极相连；第一控制支路组中各控制支路的电子开关的一端连接同一控制支路中MOS管的栅极，另一端连接所述第六MOS管M6的栅极。

第二控制支路组中各控制支路的MOS管的源极连接电源电压VDD，漏极与第七MOS管M7的漏极相连；所述第二控制支路组中各控制支路的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第七MOS管M7的栅极。

需要说明的是，所述多个控制支路可以均分为第一控制支路组和第二控制支路组，也可以不均分。也就是说，所述第一控制支路组中的支路数量与第二控制支路组中的支路数量可以相同也可以不同，本发明对此不做限制。

继续参考图6，在本实施例中，所述多个控制支路被均分为第一控制支路组和第二控制支路组，即所述第一控制支路组和第二控制支路组分别包括Y+1个支路。

在第一控制支路组中，其第一支路包括MOS管Mm01和电子开关Sw01；第二支路包括MOS管Mm11和电子开关Sw11……第Y+1支路包括MOS管MmY1和电子开关SwY1。

在第二控制支路组中，其第一支路包括MOS管Mm02和电子开关Sw02；第二支路包括MOS管Mm12和电子开关Sw12……第Y+1支路包括MOS管MmY2和电子开关SwY2。

另外，在本实施例中，所述第六MOS管M6的面积与第七MOS管M7的面积相同，即m=X；第二控制支路组与第一控制支路组成对称结构，如MOS管Mm02与MOS管Mm01的面积m均为2⁰；MOS管Mm12与MOS管Mm11的面积m均为2¹……MOS管MmY2与MOS管MmY1的面积m均为2^Y。

但是，本领域技术人员应当理解的是，上述设置仅为举例说明，其还可以根据具体应用做其他合理设置，本发明对此不做限制。此外，在其他实施例中，所述第七MOS管M7的栅极还可以用于接收第一电压Vout1，所述第六MOS管M6的栅极用于接收第二电压Vout2，这样，仍可以通过合理的组合控制支路中各电子开关的状态来实现参考电流I的温度曲线的调节。

图7示出了本发明中电流控制振荡电路一实施例的示意图。具体地，参考图7，所述电流控制振荡电路包括：多级延迟单元DELAY_CELL，所述延迟单元DELAY_CELL的控制端连接参考电流源的输出端，用于接收参考电流I，并在所述参考电流I的驱动下产生第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN。具体地，在本实施例中，所述电流控制振荡电路包括三级延迟单元DELAY_CELL，并且该三级延迟单元构成闭合环路。

其中，各级延迟单元DELAY_CELL分别包括一控制端、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。各级延迟单元DELAY_CELL的控制端分别连接参考电流源的输出端，用于接收所述参考电流I。并且，第一级延迟单元的第一输出端连接第二级延迟单元的第一输入端；第二输出端连接第二级延迟单元的第二输入端。第二级延迟单元的第一输出端连接第三级延迟单元的第一输入端；第二输出端连接第三级延迟单元的第二输入端。第三级延迟单元的第一输出端连接第一级延迟单元的第一输入端；第二输出端连接第一级延迟单元的第二输入端。

在这种结构中，各级延迟单元DELAY_CELL第一输出端输出的信号与其第一输入端接收的信号之间存在延迟，并且这两者信号之间的相位相差180度。类似地，各级延迟单元DELAY_CELL第二输出端输出的信号与其第二输入端接收的信号之间也存在延迟，并且相位也相差180度。

在本实施方式中，所述电流控制振荡电路20采用温度系数可调的参考电流I进行驱动，因此，当振荡器工作的温度发生变化时，可以通过调整所述参考电流I来调节其输出的时钟信号频率，使其不再随着温度变化而变化，从而提高了输出的时钟信号频率的精确度。

需要说明的是，在其他实施例中，所述电流控制振荡电路还可以包括其他数量的延迟单元，而不仅限于本实施例中的三级，本发明对此不做限制。

实施方式二

参考图8，本实施方式与图1所示的实施方式一的区别之处在于：所述振荡器还包括频率调整电路30，所述频率调整电路30连接所述参考电流源10和电流控制振荡电路20，用于对参考电流源10输出的参考电流I进行调整，并输出调整后的驱动电流Iout至所述电流控制振荡电路20。

所述电流控制振荡电路20在所述驱动电流Iout的控制下产生第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN。

参考图9，所述频率调整电路可以包括：电流镜210和开关控制电路220。

在本实施例中，所述电流镜210包括第八MOS管M8和第九MOS管M9。所述第八MOS管M8的源极接地GND，栅极与漏极相连，漏极接收参考电流源10输出的参考电流I。所述第九MOS管M9的源极接地GND，栅极连接第八MOS管M8的栅极，漏极连接所述开关控制电路200的输入端，用于输出镜像电流Iref。

本领域技术人员应当理解的是，所述电流镜210还可以采用PMOS管来实现，而不限于本实施例中的NMOS管（第八MOS管M8和第九MOS管M9）。

另外，所述第八MOS管M8和第九MOS管M9的面积可以相同，也可以不同。这两个MOS管的面积相同时，所述镜像电流Iref等于参考电流I；而面积不相同时，所述镜像电流Iref与参考电流I之间成一定的比例关系。但是此不应限制本发明的保护范围。在本实施例中，所述第八MOS管M8和第九MOS管M9的面积相同。

所述开关控制电路220包括：第十MOS管M10、第十一MOS管M11和多个开关控制支路。

所述第十MOS管M10的源极接电源电压VDD，栅极与漏极相连，漏极作为所述开关控制电路220的输入端，用于接收电流镜210输出的镜像电流Iref。

所述第十一MOS管M11的源极接电源电压VDD，栅极连接第十MOS管M10的漏极。

各个开关控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管，各开关控制支路中的MOS管的源极接电源电压VDD，漏极与第十一MOS管M11的漏极相连；各开关控制支路中的电子开关的一端连接同一开关控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接第十MOS管M10的漏极。

具体地，所述开关控制电路220包括Y+1个开关控制支路。第一开关控制支路包括MOS管Mn0和电子开关S0；第二开关控制支路包括MOS管Mn1和电子开关S1……第Y+1开关控制支路包括MOS管MnY和电子开关SY。

需要说明的是，各开关控制支路中的电子开关可以采用现有技术中任意一种，例如MOS开关等等，本发明对此不做限制。另外，所述开关控制支路与图4中所示的控制支路的结构与工作原理相类似，故在此不再赘述。

由图9可以得出：在本实施例中，所述驱动电路Iout为所述第十一MOS管M11的漏极电流与被选择连接至所述第十一MOS管M11的开关控制支路的电流之和。即，所述驱动电流

Iout=(S<0>×2⁰+S<1>×2¹+……+S<Y>×2^Y+X]×Iref （4）

上述公式（4）中，S<0>、S<1>……S<Y>分别指的是电子开关S0、S1……SY的开关状态，因此，S<0>、S<1>……S<Y>可以取值为“0”或者“1”，当S<Y>=0时说明该电子开关处于断开状态，而当S<Y>=1时则说明该电子开关处于闭合状态。X指的是第十一MOS管M11的面积；2⁰、2¹……2^Y指的是MOS管Mn0、Mn1……MnY的面积。

由公式（4）可以得知，通过适当设置各个电子开关的状态即可输出不同的驱动电流Iout，从而可以调节电流控制振荡电路20的输出时钟频率，使其满足实际需要。换句话说，本实施方式的振荡器不仅可以避免其输出的时钟频率随温度变化而变化的缺陷，其还可以对输出的时钟频率进行精确校准，从而提高其精准度。

实施方式三

参考图10，本实施方式与实施方式一的区别之处在于：所述振荡器还包括双端转单端电路40。

所述双端转单端电路40，用于将所述电流控制振荡电路20输出的第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN转换为第三时钟信号net2。

参考图11，所述双端转单端电路40可以包括：驱动电路410和占空比调整电路420。

所述驱动电路410，用于对接收到的第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN进行驱动放大，并输出第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b。其中，所述第一时钟信号CKP和第二时钟信号CKN的相位相差180度；所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b均被放大为轨至轨（rail to rail）的信号，并且其相位也相差180度。

所述占空比调整电路420，用于对接收到的所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b进行整形和叠加，并输出占空比为50%的第三时钟信号net2。具体地，所述第三时钟信号net2的频率与第一驱动信号net1（或第二驱动信号net1b）的频率相同。

具体地，图12示出了所述双端转单端电路一实施例的示意图。参考图12，所述驱动电路410包括：第十二MOS管M12、第十三MOS管M13、第十四MOS管M14、第十五MOS管M15、第一反相器inv1和第二反相器inv2。

所述第十二MOS管M12和第十三MOS管M13构成双端输入电路，第十四MOS管M14和第十五MOS管M15为电流源负载；第一反相器inv1和第二反相器inv2形成正反馈结构。

所述第十四MOS管M14的漏极输出第一驱动信号net1，第十五MOS管M15的漏极输出第二驱动信号net1b。所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b之间的相位相差180度。

具体地，所述第十二MOS管M12的栅极接收第一时钟信号CKP，源极接地，漏极连接第十四MOS管M14的漏极、第一反相器inv1的输入端和第二反相器inv2的输出端。

所述第十三MOS管M13的栅极接收第二时钟信号CKN，源极接地，漏极连接第十五MOS管M15的漏极、第一反相器inv1的输出端和第二反相器inv2的输入端。

所述第十四MOS管M14和第十五MOS管M15的源极接电源VDD，所述第十四MOS管M14和第十五MOS管M15的栅极相连并接收偏置电压Vp1。

在上述驱动电路410的作用下，双端输入的第一时钟信号CPK和第二时钟信号CPK分别被放大至轨至轨的第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b。但是所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b可能是占空比比较差的信号，如其上升沿或下降沿比较差。所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b的时序可参考图13所示。

需要说明的是，此处轨至轨指的是：第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b的最小幅值为GND，而最大幅值为VDD。

所述占空比调整电路420用于对所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b的占空比进行调整。

继续参考图12，所述占空比调整电路420包括：第三反相器inv3、第四反相器inv4和第五反相器inv5。

所述第三反相器inv3的输入端接收所述第一驱动信号net1，输出端连接第四反相器inv4的输入端。所述第四反相器inv4的输出端输出第四时钟信号net3。

所述第五反相器inv5的输入端接收所述第二驱动信号net1b，输出端输出第五时钟信号net4。所述第四时钟信号net3和第五时钟信号net4经过叠加后形成第三时钟信号net2。

由前述分析可知，所述第一驱动信号net1和第二驱动信号net1b是一对反相的信号，但是其上升沿上升缓慢。所述第一驱动信号net1经过第三反相器inv3和第四反相器inv4的延迟之后得到第四时钟信号net3；所述第二驱动信号net1b经过第五反相器inv5的反相后得到第五时钟信号net4。

所述第四时钟信号net3和第五时钟信号net4叠加后得到第三时钟信号net2，这样就相当于把两个互补的信号的占空比取其平均，最后得到的第三时钟信号net2即为一个占空比非常接近50%的时钟信号。

发明人对图12所示电路进行了仿真，并得出了上述各信号的时序图，如图13所示，利用图12所示电路不仅将双端输入信号转换为单端信号进行输出，而且其形成的输出信号（即第三时钟信号net2）的占空比为50%。

另外，与现有技术相比，图12所示双端转单端电路结构更为简单，不需要额外增加复杂的电路，从而也可以大大降低电路的功耗。

继续参考图12，所述双端转单端电路还可以包括第六反相器inv6。所述第六反相器inv6的输入端接收第三时钟信号net2，输出端输出第六时钟信号net2b。所述第六反相器inv6用于对所述第三时钟信号net2进行整形，通过增加所述第六反相器inv6可以使所述双端转单端电路的输出信号更加平整，减小其上升沿和下降沿的陡度。

需要说明的是，在图12所示实施例中，所述第十二MOS管M12和第十三MOS管M13均为NMOS管，第十四MOS管M14和第十五MOS管M15均为PMOS管，但是本发明对此不做限制。本领域技术人员应当理解的是，在其他实施例中，还可将所述第十二MOS管M12和第十三MOS管M13设置为PMOS管，将第十四MOS管M14和第十五MOS管M15设置为NMOS管，并且通过相应地改变各MOS管之间的连接关系来实现其功能。

另外，图12所示实施例中，所述第一反相器inv1、第二反相器inv2、第三反相器inv3、第四反相器inv4、第五反相器inv5、第六反相器inv6均可以采用CMOS反相器来实现。当然，在其他实施例中，也可以采用现有技术中的其他反相器结构来实现，本发明对此不做限制。

实施方式四

参考图14，本实施方式与实施方式二的区别之处在于：所述振荡器还包括双端转单端电路40。所述双端转单端电路40为实施方式三中所述的双端转单端电路，在此不再赘述。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims

1.一种振荡器，其特征在于，包括：

参考电流源，用于产生温度系数可调的参考电流；所述参考电流源包括：正温度系数产生电路、负温度系数产生电路和控制电路，所述正温度系数产生电路用于产生具有正温度系数的第一电流；所述负温度系数产生电路用于产生具有负温度系数的第二电流；所述控制电路连接所述正温度系数产生电路和负温度系数产生电路，用于对所述第一电流和第二电流进行加总以产生参考电流；

2.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述电流控制振荡电路包括多级延迟单元，其中，各级延迟单元的控制端分别连接参考电流源的输出端，用于接收所述参考电流；上一级延迟单元的第一输出端连接下一级延迟单元的第一输入端，上一级延迟单元的第二输出端连接下一级延迟单元的第二输入端，且最后一级延迟单元的第一输出端连接第一级延迟单元的第一输入端，最后一级延迟单元的第二输出端连接第一级延迟单元的第二输入端。

3.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述正温度系数产生电路包括：第一MOS管、第二MOS管、第一放大器、第一电阻、第一三极管和第二三极管；

所述第一MOS管的源极连接电源电压，栅极连接第二MOS管的栅极，漏极连接第一电阻的第一端和第一放大器的正相输入端；所述第一电阻的第二端连接第二三极管的发射极；所述第二三极管的基极与集电极相连且连接至地；所述第二MOS管的源极连接电源电压，漏极连接第一三极管的发射极和第一放大器的负相输入端；所述第一放大器的输出端连接第一MOS管和第二MOS管的栅极，输出第一电压；所述第一三极管的基极与集电极相连且连接至地；其中，所述第一MOS管的漏极电流为第一电流。

4.如权利要求3所述的振荡器，其特征在于，所述负温度系数产生电路包括：第三MOS管、第二电阻、第一三极管和第二放大器；

所述第三MOS管的源极连接电源电压，栅极连接第二放大器的输出端，漏极连接第二电阻的第一端和第二放大器的正相输入端；第二电阻的第二端接地；所述第二放大器的负相输入端连接第一三极管的发射极，输出端输出第二电压；其中，所述第三MOS管的漏极电流为第二电流。

5.如权利要求4所述的振荡器，其特征在于，所述控制电路包括：两个MOS管和多个控制支路，其中，一个MOS管的栅极接收所述第一电压，另一个MOS管的栅极接收所述第二电压，所述多个控制支路选择性地连接至所述MOS管，所述参考电流为所述两个MOS管的漏极电流与被选择连接至所述MOS管的控制支路的电流之和。

6.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，所述两个MOS管为第四MOS管和第五MOS管；

所述第四MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第一电压；所述第五MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第二电压，漏极与第四MOS管的漏极相连；各控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管，其中各控制支路中的MOS管的源极连接电源电压，漏极连接所述第五MOS管的漏极；各控制支路中的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第五MOS管的栅极。

7.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，所述两个MOS管为第四MOS管和第五MOS管；

所述第四MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第二电压；所述第五MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第一电压，漏极与第四MOS管的漏极相连；各控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管，其中各控制支路中的MOS管的源极连接电源电压，漏极连接所述第五MOS管的漏极；各控制支路中的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第五MOS管的栅极。

8.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，所述两个MOS管为第六MOS管和第七MOS管，所述多个控制支路分成第一控制支路组和第二控制支路组，各控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管；

所述第六MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第一电压；所述第七MOS管的源极连接电源电压，栅极接收所述第二电压，漏极与第六MOS管的漏极相连；

所述第一控制支路组的各控制支路中的MOS管的源极连接电源电压，漏极连接所述第六MOS管的漏极；所述第一控制支路组的各控制支路中的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第六MOS管的栅极；

所述第二控制支路组的各控制支路中的MOS管的源极连接电源电压，漏极连接所述第七MOS管的漏极；所述第二控制支路组的各控制支路中的电子开关的一端连接同一控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接所述第七MOS管的栅极。

9.如权利要求6至8任一项所述的振荡器，其特征在于，所述电子开关为MOS开关。

10.如权利要求5至8任一项所述的振荡器，其特征在于，所述控制电路包括4个控制支路。

11.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，还包括频率调整电路；所述频率调整电路包括：电流镜和开关控制电路，所述电流镜用于接收参考电流源输出的参考电流，并进行镜像后输出镜像电流；所述开关控制电路用于对接收到的镜像电流进行调整，并输出调整后的驱动电流；所述电流控制振荡电路在所述驱动电流的控制下产生第一时钟信号和第二时钟信号。

12.如权利要求11所述的振荡器，其特征在于，所述电流镜包括第八MOS管和第九MOS管；所述第八MOS管的源极接地，栅极与漏极相连，漏极接收参考电流源输出的参考电流；所述第九MOS管的源极接地，栅极连接第八MOS管的栅极，漏极作为所述电流镜的输出端，用于输出镜像电流。

13.如权利要求11所述的振荡器，其特征在于，所述开关控制电路包括：第十MOS管、第十一MOS管和多个开关控制支路；所述第十MOS管的源极接电源电压，栅极与漏极相连，漏极作为所述开关控制电路的输入端，用于接收电流镜输出的镜像电流；所述第十一MOS管的源极接电源电压，栅极连接第十MOS管的漏极；

各个开关控制支路分别包括一个电子开关和一个MOS管，各开关控制支路中的MOS管的源极接电源电压，漏极与第十一MOS管的漏极相连；各开关控制支路中的电子开关的一端连接同一开关控制支路中的MOS管的栅极，另一端连接第十MOS管的漏极；所述驱动电流为所述第十一MOS管的漏极电流与被选择连接至所述第十一MOS管的开关控制支路的电流之和。

14.如权利要求1-8和11-13中任一项所述的振荡器，其特征在于，还包括双端转单端电路；所述双端转单端电路包括：驱动电路和占空比调整电路，所述驱动电路用于接收第一时钟信号和第二时钟信号，并在对分别所述第一时钟信号和第二时钟信号进行驱动放大后输出第一驱动信号和第二驱动信号；

15.如权利要求14所述的振荡器，其特征在于，所述驱动电路包括：第十二MOS管、第十三MOS管、第十四MOS管、第十五MOS管、第一反相器和第二反相器；

所述第十二MOS管的栅极接收第一时钟信号，源极接地，漏极连接第十四MOS管的漏极；所述第十三MOS管的栅极接收第二时钟信号，源极接地，漏极连接第十五MOS管的漏极；所述第十四MOS管的源极连接电源，栅极与第十五MOS管的栅极相连且接收偏置电压；第十五MOS管的源极连接电源；所述第一反相器的输入端连接第十二MOS管的漏极，输出端连接第十三MOS管的漏极；所述第二反相器的输入端连接第十三MOS管的漏极，输出端连接第十二MOS管的漏极；其中，所述第十四MOS管的漏极输出第一驱动信号，第十五MOS管的漏极输出第二驱动信号。

16.如权利要求15所述的振荡器，其特征在于，所述第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器和第五反相器均为CMOS反相器。

17.如权利要求14所述的振荡器，其特征在于，所述双端转单端电路还包括第六反相器，所述第六反相器的输入端接收所述第三时钟信号，输出端输出第六时钟信号。

18.如权利要求17所述的振荡器，其特征在于，所述第六反相器为CMOS反相器。

19.如权利要求14所述的振荡器，其特征在于，所述第一驱动信号和第二驱动信号的摆幅均为轨至轨。