CN1035092C - 变换器电路，双平衡混频器 - Google Patents

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Abstract

一种将一非对称输入信号转换成一对基本对称的输出信号电流的变换器电路，包括第一和第二晶体管，第一晶体管的发射极耦合到一非对称输入端，第一晶体管的发射极和第二晶体管的收集极分别耦合到第一和第二对称输出端，其中该非对称输入端耦合到一个结点，该结点既耦合到第一晶体管的发射极，又耦合到第二晶体管的基极，该第一和第二晶体管分别按共基极和共发极结构连接。

Description

变换器电路，双平衡混频器
本发明涉及一种把不对称输入信号变换成一对实质上对称输出信号电流的变换器电路，它包括第一和第二晶体管，第一晶体管的发射极耦合到一不对称输入端，第一和第二晶体管的收集极分别耦合到第一和第二对称输出端。
本发明还涉及一种双平衡混频器电路。
如图1所示，来自欧洲的专利申请号为84200975.5的已知的这样一种变换器电路，这种变换器电路用作双平衡电路的输入级100，其对称输出端S01和S02分别耦合到所述差分混频器晶体管对T1、T2和T3，T4的所述公共发射极端3和4上。
在该已知变换器电路中，第一晶体管T5和一个第二晶体管T6发射极两者都通过感应变换器12均耦合到非对称输入端A1。在晶体管T5和T6的发射极上，感应变换器将来自信号源10的非对称信号转换成一对对称信号。这样，加到晶体管T5和T6发射极的的信号反相，由于晶体管5和T6的基极连到信号接地端，这些晶体管构成一个对称电流跟随器。在这些晶体管发射极上的对称信号电流对以接近1的增益传送到在S01和S02端上的对称输出信号电流对。
尽管已知的变换器电路适合使用在一高性能接收机高频端。它原本就要求一感应变换器将一非对称输入信号转换成一对对称信号。像这样的一种感应变换器价格相对高，而且占据相对大的空间。例如在无绳电话中，越来越多的接收机功能集成在一个单芯片上以满足减小接收机尺寸和价格的要求。感应变换器不适合集成在一个芯片上。而且，至少要求两个连接引线将该感应变换器耦合到该变换器电路的集成的元件上。可以增加连接引线的数量，但该芯片的外壳的尺寸和价格也随之增加。
人们知道，作为这样一种不需要感应变换器的变换器电路，例如，是德国专利28,39,061(German offenlegungsschrift28,39,061)中的双平衡电路中的一种差动放大输入级。但是，和以上讨论的包括感应变换器的变换器电路相比，该差动放大器输入级的性能是差的，首先，如上述欧洲专利申请中所说明的那样，该差动放大器呈现出较恶劣的噪声和交叉调制特性。其次，和感应变换器电路相比，该差动放大器具有相对高的输入阻抗。由于不良的的信号源和不对称输入端间寄生容性的耦合，使差分放大器输入级对干扰更为灵敏。第三，在加在两对混频晶体管公共发射极端上的输出信号电流对之间的对称性将比一般变换器电路的要差。
本发明的一个特别的目的是提供一种用于把一不对称输入信号变换成一对基本上对称的输出信号电流的变换器电路，它的性能可以同包括一个感应变换器的已知变换器电路相匹敌，它更适合于集成在一芯片上，并且只需要一条输入连接引线，小的空间和/或廉价的外部元件。
为此目的，如开头章节所述的变换器电路的特征在于非对称输入端耦合到一个结点上，该结点耦合到第一晶体管的发射极，又耦合到第二晶体管的基极，第一和第二晶体管分别按共基极和共发射极结构配置。
本发明乃是基于这样一种认识，即一对对称的输出信号电流可以由使来自信号源的一输入电流通过该第一晶体管流向该第一对称输输出端直接获得，并且至少跨接该第一晶体管的发射基极结的信号电压应当用来驱动该第二晶体管，后者将提供了一个基本上同该第一晶体管收集极电流反相的收集极电流。所说第一晶体管按共基极电路结构配置并构成一个非反转电流跟随器，而所述第二晶体管按其发射极电路结构配置，并构成一个反转互导纳放大器。
由于电流跟随器的输入阻抗相对地低，因此从信号源传送到结点的输入电流将基本上流到第一晶体管的发射极。由于该电流跟随器的输入阻抗不为零，在结点上的信号电压导致电流——电压转换互导纳。该信号电压加在第二晶体管的基极并调制其将与第一晶体管的反相的收集极电流。由第二晶体管的电压——电流转换(互导纳)能基本上使上述电流——电压转换倒转，这样，第一和第二晶体管的收集极电流基本上是对称的。
根据本发明的变换器电路的一个最佳实施例，其特征在于第一阻抗配置在第一晶体管发射极和结点之间，第二阻抗配置在第二晶体管发射极和信号地之间。和第一、第二晶体管发射极串接的附加阻抗改善了电路的大信号应用和/或噪声性能。
根据本发明的变换器电路的另一最佳实施例，其特征在于一输入级配置在非对称输入端和结点之间。该实施例的噪音指数可与已知的变换器电路相匹敌。并主要取决于该输入级。输入级提供功率增益，使第一和第二晶体管随同它们各自的发射极串联阻抗对噪声的影响比输入级的(相对地)小。
根据本发明的变换器电路的又一最佳实施例，其特征在于按共基极结构的共射共基(cascode)晶体管配置在第二晶体管集电极和第二对称输出端之间。该共射共基晶体管借助于平衡第一和第二晶体管的集电极——基极电压差，使所谓“早期效应”以相同的程度影响该信号通过两个晶体管来改善输出信号电流对的对称性。
根据本发明变换器电路方面为改善在偏置电路的稳定性，一实施例最好具有这样的特征，即隔直电容的配置在结点和第二晶体管基极之间，以便消除第一晶体管发射极偏压和第二晶体管基极偏压间的相互影响。
另一方面，所说改善可通过本发明的变换器电路的另一最佳实施例获得，其特征在于它包括一个偏置控制回路，该回路包括耦合到第一晶体管的第一电流敏感电路，耦合到第二晶体管的第二电流敏感电路，具有第一和第二输入端的分别耦合到第一和第二电流敏感电路的输出的一个差分检测电路，该差分检测电路的输出通过至少一个回路电容器耦合到第一晶体管的基极。
一旦该变换器电路配置这样一种偏置控制回路时，它将有可能获得电路的稳定偏置而不使用所说DC-隔直电容器。当由所说DC-隔直电容器产生的寄生电容导致了输出信号电流对的不可接受的非对称性和/或所说DC-隔直电容器要求过大的芯片面积时，这种变压器电路是有优点的。
基于按本发明的变换器电路的上述实施例的另一最佳实施例，其特征在于-回路晶体管插在差值检测电路输出端和第一晶体管基间之间，该回路晶体管的基极——发射结构成所说回路电容器。
根据本发明的一个双平衡混频器电路实施例包括第一和第二混频器晶体管的第一差分对，它们的发射极耦合到第一公共发射极端，包括第三和第四混频器晶体管的第二差分对，它们的发射极耦合到第二公共发射极端，第一和第四晶体管的基极以及第二和第三晶体管的基极分别耦合到第一和第二公共基极端，可施加一混合信号为第一和第二公共基极端共用，其特征在于非对称输入信号加到一结点，该结点一般耦合到第一公共发射极端和一晶体管的基极，该晶体管按共发极结构配置，其收集极耦合到第二公共发射极端。
具有双平衡混频器电路的这个实施例特别适合工作在很低的电源电压上(例如用1或2，1.5伏电池组工作设备上)，这是由于在电源电压之间串联配置的发射极——基极结的数量能减少到两个的缘故。在该实施例中，第一和第二混频器晶体管担当本发明变换器电路中的第一晶体管的任务。该第一和第二混频器晶体管的基极通常耦合到一个低阻抗信号源，使这些晶体管按共基极结构配置并起电流跟随器的作用，通过第一和第二混频器晶体管的部分输入信号源的电流由它们各自的基极间的电压差决定。但是，对于第一和第二混频器晶体管可以用一个共基极结构的晶体管代替，第一公共发射极端上的输入阻抗是相同的。由此，上述两种情况的互阻抗具有相同的值，而在结点上的信号电压由此可用来驱动第二晶体管的基极。
下列附图将阐明发明。
图1是普通变换器电路作为输入级的双平衡混频器电路。
图2是按本发明的变换器电路的第一实施例。
图3是一个带有根据本发明的变换器电路的第二实施例在内的一双平衡混频器电路。
图4是带有本发明的变换器电路的第三实施例的一双平衡混频器电路。
图5是带有本发明的变换器电路的第四实施例的一双平衡混频器电路。
图6是带有本发明的变换器电路的第五实施例的一双平衡混频器电路。
图7是按本发明的双平衡混频器电路的一个实施例。
参照图2-7将详尽地描述本发明。
图2表示按本发明的变换器电路的第一实施例，它特别适宜集成在一芯片上。非对称输入端AI直接耦合到结点NC。该结点NC通常通过第一阻抗111耦合到第一晶体管101的发射极，同时还耦合到第二晶体管102的基极。晶体管101实际上按共基极结构配置，这是由于晶体管101的基极通过由二极管241，242和243以及串接的阻抗244构成的低阻抗网络耦合到信号地的。晶体管102的发射极通过阻抗112耦合连到信号地，晶体管102按共发极结构配置。晶体管101和102的收集极分别构成变换器电路的第一和第二对称输出端(S01，S02)。标志数包括有效十进数’2’的元件以及阻抗120是用来校准施加到晶体管101和102的偏置的，将在后面讨论。
晶体管101和阻抗111能看作非反相电流跟随器，其输入端是结点NC，其输出端是S01，这种电流跟随器的输入阻抗近似等于阻抗111和晶体管101发射极阻抗的和。晶体管102和阻抗112能看作一个反相互导纳放大器，其输入端也是结点NC，而其输出端是端S02。该互导纳放大器的输入阻抗至少比该电流跟随器高一个量级。其互导纳增益，即电压——电流转换系列近似地等于阻抗112和晶体和102发射极阻抗和的倒数。
从连接到非对称输入端A1的一信号源抽取的输入电流基本上将流入晶体管101的发射极，从而到对称输出端S01。这是由于阻抗111的值比阻抗211和120相对地低，以致于避免了信号损失。因此，如上所示，变换器电路的输入阻抗近似等于电流跟随器的阻抗。在结点NC上的信号电压近似地等于输入电流和该电流跟随器的输入阻抗的乘积。这个信号电压就是以上所指出的互导纳放大器的输入电压。
只要互导纳增益和该电流跟随器的输入阻抗的乘积接近单位增益，在晶体管101和晶体管102的收集极信号电流之间能获得良好的对称性。这种情况是指，例如，如果在晶体管101和102偏压电流之间存在小的差异，以及如果在阻抗111和112之间存在小的差异。某些不对称性是由于晶体管101基极和非零信号地之间的阻抗即所谓‘不理想’的共基结构所引起。这种非对称性可借助于减少阻抗111(相对阻抗112的值而言)来补偿。
变换器电路的线性工作可以通过识别晶体壳101和102基极发射极结电压的和是常数并等于控制电压Vc来理解。在端点AI来自一信号源的输入电流流进晶体管101的发射极，并调制晶体管101的基极——发射极结电压。这种电流——电压转换呈现对数特性，因此是非线性的，随后，由于结电压和是常数，因此晶体管102的基极发射极结电压反相调制并且是非线性的。但是，晶体管102收集极电流和基极——发射极结电压间的关系曲线也是对数式的。这样，非线性的对数的电流-—电压转换(晶体管101)由非线性的指数的电压——电流转换(晶体管102)进行补偿，使得将在A1端上的一输入电流转到S02端的一反相输出电流的转换基本上是线性的。
阻抗111和112对变换器电路线性的影向不大，但是通过降低输入电压对输入电流转换系数能增加A1端上的最大允许输入电压。如果阻抗111和112忽略不计，将一非对称输入信号转成一对对称输出信号电流的转换仍然基本是线性的，只要保持提供的输入电压低于最大允许值。
为获得稳定工作，例如使得在端点S01和S02上的输出信号电流在一宽温度范围内基本对称，图2所示的变换器电路配备一偏置控制回路。该偏置控制回路调整晶体管101的基极偏置电压一控制电压Vc，使晶体管102的偏置电流基本上等于晶体管101的偏置电流。晶体管101的偏置电流主要取决于阻抗120的值。
偏压控制回路包括第一和第二电流敏感电路，分别由晶体管201串接阻抗211和晶体管202串接阻抗212构成。晶体管201和202的收集极电流分别是晶体管101和102的收集电流的按比例的仿形。其比例系数取决于晶体管201和202(相对晶体管101和102而言)的容积之间的比，以及阻抗211和212相对阻抗111和112之间的比。晶体管201和202的收集极分别耦合到晶体管221和222集电极。来自电流镜的后面几个晶体管起差值检测电路作用。晶体管201的收集极电流是第一个被反射出来，从而被反相，并且上述集电极电流同晶体管202的收集极电流加起来，以产生流入晶体管240基极的差值电流，以及可能的寄生电容(未示)。晶体管240的基极—发射极结电容主要把该差值电流汇集成控制电压Vc。该基极——发射极结电容随晶体管240的尺寸而增加。这个晶体管的尺寸相对地大，以充分滤除差值电流中的高频分量。对于那种情况，在晶体管240基极边接接点和信号地之间加不同种类的滤波电容器将是多余的。二极管241，2425和243以及阻抗244是用来校正晶体管240的偏压。最好这些二极管是SKOTTKy二极管，以便使晶体管电路的工作不受温度的影响。
对于稳定状态，晶体管101和102的偏置电流将基本相等。该偏置控制回路是追求零误差，即追求零差值电流的集成电流控制回路。晶体管101和102收集极电流间的差将导致非令零差值电流，该差值电流汇集成一个连续变化的控制电压Vc。控制电压Vc的变化总依次校正晶体管101和102的收集电流的变化，使差值电流减到零、之后，电压Vc保持常数。
控制电压Vc的变化主要影响晶体管102的偏置电流，在这种情况下，阻抗112上的电压降至少比晶体管102的基极——发射极电压小一个量级。晶体管102的基极——发射极电压很少随晶体管偏置电流变化。由于晶体管101的偏置电流基本上流经阻抗120，因此，该偏置电流近似等于晶体管102基极——发射极电压与阻抗120的阻值之比。这样，阻抗120基本确定了晶体管101和102的偏置电流的值，通过用于调整控制电压Vc的偏压控制回路，晶体管101和102的偏置电流将保持平衡。
为确保该变换器电路在一个宽的温度范围内运转，增加了一个起动电路，该起动电路包括晶体管231，232和233以及增加了阻抗234。晶体管231和232起电流源作用，它们的收集极递送一对产生起始偏置的一对对称偏置电流。
上述实施例的一个有趣特征已在上述描述过是输出信号电流的良好的对称性只能在比电路中使用的晶体管的截止频率低的少数频率上保持。晶体管101和102的发射极——基极电容在很大程度上影响高频输入信号通过这些晶体管传输。在高频率上输出信号的不对称性将主要是由晶体管101和102的收集极——基极电容所引起。只要晶体管102按共发射极结构连接，晶体管101按共基结构连结，晶体管102的收集极——基极信号电压比晶体管101的收集极——基极信号电压大。这将引起晶体管收集极——基极电容中较大电流出现。该电流从收集极流到基极内部，结果将在晶体管102基极内电阻两端产生一个信号电压。
图3表示包括本发明变换器电路的第二实施例的双平衡混频器电路。变换器电路100的对称电流输出端S01和S02连接到混频器晶体管的公共发射极端3和4。在端点1和2之间，可施加一振荡信号，使该混频器晶体管起电流开关的作用。例如，当在端点1的电压是唯一的基极——发射极结电压，该电压高于端点2的相应电压时，混合晶体T1和T4导通，而T2和T3截止。于是，在S01和S02上的信号电流分别流向阻抗5和6、相反，当2端上的电压高于1端上的电压时，混频器晶体管T2和T3导通，而T1和T4截止。于是在S01和S02上的信号电流分别流向阻抗6和5，这样，流入阻抗5和6的电流轮流地从S01和S02取得的。
同图2所示实施例的差别在于图3的变换器电路100具有一输入极，其配置在非对称输入端AI和结点NC之间，这个输入级包括按共基极结构连接的输入晶体管103，并起电流跟随器作用。另一差别是在结点NC和晶体管10基极之间配置隔直电容器130。图3实施例不要求使工作稳定的偏置控制回路。偏置电压加到VB1，VB2和VB3端，进而分别通过阻抗141，142和143施加到晶体管101，102和103的基极。晶体管101和103的基极分别通过电容器151和153接地。这样，晶体管101和103按共基极结构连接。阻抗113起无源电流源作用，并且基本上确定了晶体管101和103偏置电流。电容器131是隔直电容，为的是消除晶体管103发射极偏置电压同加在非对称端A1的直流电压之间的耦合。
信号源电压10在A1端转换成信号电流，该电流通过晶体管101和103基本上流到对称输出端S01。其转换系数主要由电源阻抗11和晶体管103的发射极阻抗确定。最好，阻抗113的值比晶体管103发射极阻抗大若干量级，使大部分信号源10的电流流进晶体管103的发射极。该通过具有接近单位增益的晶体管103转换的信号电流在结点NC被转换成信号电压。该电流——电压转换系数主要由阻抗111和晶体管101的发射极阻抗来决定。
在结点NC上的信号电压通过隔直电容130加到晶体管102的基极，该直流电容器130同阻抗142一起组成一高通网络。晶体管102和阻抗112组成向输出端S02提供信号电流的反相互导纳放大器，输出端S02同S01端上的信号电流反相。
当注意图3实施例时，具有若干有用的特点，首先，同图2所示的实施例相比，其噪声性能是良好的。该特点与这样一种事实有关，即信号从非对称输入端A1传送到结点NC能呈现出电压放大系数。这个电压放大系数主要取决于阻抗111的值。当该电压放大系数增加时，图3所示变换器电路的噪声系数减小，这是由于晶体管101和102对噪声电压的贡献减小的缘故。如果电压放大系数足够大，晶体管101和102的噪声电压可能忽略，使得只有一个晶体管(103)的噪声电压占主导地位。关于这一点，可与图2实施例相比较，在图2中，不论晶体管101还是102在输入端A1对噪声电压的贡献相等，这是由于两晶体管同该输入端串接的原故。
如果频率增加，图3所示的实施例中可得到的最大电压放大系数下降，随之噪声指数变坏。在此晶体管103的截止频率小一个量级的频率上。图2所示实施例的噪声指数同图3相比是良好的。在图2所示的变换器电路中，两晶体管(101，102)对噪声起主导影响，而在图3实施例中，有三个晶体管可影响变换器电路的噪声。这样，在相对低的频率输入信号情况下，包括图3所示输入级的实施例是优先选用的，而在相对高的频率输入信号情况下，图2所示无输入级的实施例是优先选用的。
如图3所示的变换器电路的第二个感兴趣的特点是在于同已知变换器电路相比，当两电路具有同样的噪声，线性，性能并具有同样的电流损耗时，可以获得更高的增益。增益定义为非对称输入信号源电压对对称输出信号电流对的转换系数。该增益不论对于已知变换器电路，还是对于按本发明的一种电路主要由变换器电路的非对称输入端A1处的输入阻抗和电源阻抗11值的和决定。
作为所说特点的说明，假定图1电路中晶体管T5和T6及图3电路中晶体管101，102和103的偏置电流为1mA。这使两电路的S01，S02端上的对称输出信号电流的峰值限制在1mA。图3变换器电路在非对称输入端A1处的输入阻抗约25欧姆，是偏置在1mA的典型硅双极晶体管的发射极阻抗。图1变换器电路在A1处的阻抗将近似为2×25欧线姆，如果图1中变换器的变换比是1∶1的话。这是由于晶体管T5和T6的发射极阻抗是串接的。由于在本例中已知变换器电路的输入阻抗较高，所以它的增益低。改变变换比将不仅进一步降低增益，还降低了电路的线性和噪声性能。
图4所示双平衡混频器电路包括按本发明的变换器电路的第三实施例，与图3的第二实施例不同，图4的变换器电路100包括所谓共发——共基晶体管104，它连接在晶体管102收集极和对称输出端S02之间。由于它按共基极结构连接，其基极通过电容器154耦合到信号地，所以该共发——共基晶体管起信号电流跟随器的作用，共发——共基晶体管104在其基极上接受通过阻抗144加到VB4端的一个偏置电压。
如图4所示，同该第二晶体管串接的一个共发——共基晶体管可以用来帮助改善S01和S02端输出电流间的对称性。在图4实施例中，晶体管102的收集极偏压与由施加在1和2端上的电压确定的晶体管101的收集极偏压无关。与图3实施例相比，晶体管102的收集极偏压能由加在VB4端的偏置电压进行调节，而这就是减少输出信号电流间不对称的附加的辅助变数。非对称性可由所谓晶体管的‘早期效应’引起，而这主要由收集极——基极结两端的电压所确定。这种早期效应对S01和S02端上的输出信号电流的影响能通过调整加在VB4端上的偏置电压进行平衡。
图5表示包括按本发明的变换器电路的第四个实施例的一双平衡混频器电路。同图4所示第三实施例相比，用来给晶体管101和103偏置的无源电流源，在图4中是阻抗113，而在图5中，它就由包括晶体管105和阻抗115的一个有源电流源取代。该有源电流源的偏置电流由阻抗115的值和加在VB5端进而通过阻抗145施加到晶体管105基极的偏压所确定。该基极通过电容器155去耦到地，主要防止加在VB5端上的偏置电压上的可能的寄生高频调制该有源电流源。
图5所示实施例提供优点是，由于晶体管105的高收集极阻抗，在AI端上的几乎所有输入电流流向晶体管103的发射极。图5表示的变换器电路的增益因此比图4的高，特别是当该电路工作在低电源电压时。为使低电压工作成为可能，阻抗113的直流电阻值保持小阻值，以限制其两端的电压降。阻抗113(图4)的值在输入信号的一些频率上可使用—电感来增大。但是，仅小电感量能集成在一芯片上。这样，图5中晶体管105的收集极阻抗值通常将比图4中阻抗113高。
图6表示包括按本发明的变换器电路的第五实施例的一双平衡混频器电路。在该实施例中，省略输入晶体管103及其表示在图5中的相关元件(阻抗143，电容153和VB3端)。从而非对称输入端A1只通过无源元件耦合到结点NC。同样的情况表示在图2中，其中，在A1端和结点NC之间，该实施例同样不包括有一输入晶体管。
省略图5中的输入晶体管103如果电路工作在相对低的电源电压上，可以是一种选择，但是由于在AI端和结点NC之间不再有电压放大。所以在相对低的频率上对噪声性能将有不利影响。相对于图5所示实施例，在相同电流损耗条件下，为获得相同增益，也可省略图6所示实施例的阻抗111和112(未示出)。
图7表示按本发明的一利双平衡混频器电路1，它很适宜于工作相对低的电源电压上。对照图3，省略了晶体管101与其相关元件(阻抗141，电容151和VB1端)。图7所示电路的要点是，混频器晶体管T1和T2能取代晶体管101的作用。实际上，端点1和2耦合到一振荡信号源，其源阻抗相对较低，使混合晶体管T1和2实际上连接成共基极结构。共发射极端3上的阻抗实际上等于图3晶体管101的发射极阻抗，条件是假定图3的晶体管103和图7的晶体管103被偏置在相同电流上。这样，来自信号源10的信号电流将基本上通过晶体管103流到公共发射极端3，并在结点NC上产生一信号电压。这个信号电压能用来驱动晶体管102，使其收集极电流以及流到公共发射极端3的电流基本上对称。
虽然图7所示双平衡混频器电路比图3-6电路能工作在更低的电源电压上，但是它分别在非对称输入端A1上以及在阻抗5和6两端的混合输出电压中能呈现较高电平的寄生信号。这种寄生信号起源于加在1和2端的振荡器信号，它在共发射极端3和4上产生一种基本上由该振荡器信号的第二次谐波组成的剩余信号。在图3-6所示电路中，晶体管101接在公共发射极端3和结点NC之间。晶体管101在很大的程度上阻止在公共发射极端3上的剩余信号对结点NC的交调。但是，在图7所示电路中，到结点NC的剩余信号的交调并衰减是不大的。在结点NC上的这种不理想的剩余信号可进一步对非对称输入端A1产生交扰。因此，它还调制晶体管102的收集极电流，并由此在混合器输出电压中产生寄生分量。
为阐明本发明而指出并描述了六个实施例，本领域技术人员可以想到许多其他变换器电路或双平衡混频器电路的实施例，而不脱离本发明申请要求的精神和范围。对第一和第二晶体管加偏置的电路可与所述实施例不相同。无源电流源，如阻抗113，或者有源电流源，如晶体管105和阻抗115可交替使用。共射共基晶体管可以接在第一晶体管的收集极和第一对称输出端之间，同样，在第二晶体管的收集极和第二对称输出端之间也接附加的共射共基晶体管。替换的输入级可接在非对称输入端A1和结点NC间。
在本文中任何指定为‘阻抗’的电路元件之处被理解为该元件可以是电阻和/或电感。例如，图2-7所示的阻抗111和112可以包括集成的电感，用来改善电路的高频噪声特性。图3，4和7中的阻抗113可以是一个电感，是接在一集成变换器电路输入引线和信号地之间的外部元件。在此情况下，电容器131也可以是一个外部元件。明显的是，虽然该变压器电路很适宜于集成在一芯片上，但并非它的所有元件都需要集成。
因此，当了解本发明的时候，对专业技术人员明显的是，本发明的有效性并不赖于如几个实施例所示的使用双极NPN晶体管。相反它可使用场效应晶体管。在这种情况下，本发明申请中有发射极，收集极和基极应分别读作：源，漏和栅极。由此，这将是清楚的，即晶体管的极性是不重要的：可以使用双极NPN或N-沟道场效应晶体管，双极PNP或P-沟道场效应晶体管代替。
在双平衡电路中，变换器电路的平衡输出端(S01，S02)无需直接耦合到差分混频器晶体管对的公共发射极端(3，4)。例如，隔直电容器可以接在对称输出端和公共发射极端之间，以便对该差分混频器晶体管对加偏置时同该变换器电路无关。
本发明变换器电路的申请不局限于双平衡混频器电路，它也能有助于应用在其他类型的电路中，在这些电路中，要求将一个非对称信号转换成一对对称的信号。例如在包括两个差分对作平衡电压控制电流衰减器的自动增益放大器(AGC)中需要本发明的变换器电路。

Claims (9)

1.一种变换器电路，用于将一非对称输入信号(A1)转换成一对基本对称的输出信号电流(SO1，SO2)，该变换器电路包括第一支路(101，111，120；101，103，111，113)和第二支路(102，112)，第一支路耦合成接收所述非对称输入信号(A1)并提供所述两输出信号电流之一(SO1)，而第二支路则包括一个按共发射极连接的晶体管(102)，该晶体管耦合成接收来自第一支路(101，111)的一个信号并提供所述另一个输出信号电流(SO2)，其特征在于，所述第一支路(101，111，120；101，103，111，113)包括一个按共基极连接的晶体管(101)，和用于引导所述非对称输入信号(A1)使之基本上流向所述按共基极连接的晶体管(101)的发射极的电路装置(120；103，113)，而所述按共发射极连接的晶体管(102)的基极则与所述按共基极连接的晶体管(101)的发射极耦合。
2.如权利要求1所述的变换器电路，其特征在于，所述按共基极连接的晶体管(101)的发射极和所述按共发射极连接的晶体管(102)的发射极上分别串联有阻抗(111，112)。
3.如权利要求2所述的变换器电路，其特征在于，所述电路装置(103，113)还包括一个晶体管(103)，用以将所述非对称输入信号(A1)传递给所述按共基极连接的晶体管(101)。
4.如权利要求1所述的变换器电路，其特征在于，所述第二支路(102，104，112，114)还包括一个按共基极连接的晶体管(104)，其发射极与所述共发射极晶体管(102)的集电极相耦合。
5.如权利要求1所述的变换电路，其特征在于，在所述第一支路中的共基极晶体管(101)的发射极与所述第二支路中的共发射极晶体管(102)的基极之间，接有一个隔直电容器(130)。
6.如权利要求1所述的变换电路，其特征在于，还包括一个偏置控制回路，该回路包括耦合到所述按共基极连接的晶体管(101)的第一电流敏感电路(201，211)、耦合到所述按共发射极连接的晶体管(102)的第二电流敏感电路(202，212)、一个其第一和第二输入端分别耦合到第一和第二电流敏感电路输出端的差值检测电路(221，222)，该差值检测电路的输出通过至少一个回路电容器耦合到所述共基极晶体管(101)的基极。
7.如权利要求6所述的变换电路，其特征在于，将一个回路晶体管(240)插在所述差值检测电路(221，222)的输出端和所述按共基极连接的晶体管(101)的基极之间，该回路晶体管(240)的基极-发射极结构成所述回路电容器。
8.一种双平衡混频器电路，包括第一和第二晶体管(T1，T2)的第一差分对，这些晶体管的发射极耦合到一公共第一发射极端(3)，还包括其发射极耦合到一公共第二发射极端(4)的第三和第四晶体管的第二差分对，第一和第四晶体管的基极以及第二和第三晶体管的基极分别耦合到一公共第一和公共第二基极端(1，2)，在该公共第一和公共第二基极端之间可施加一混合信号，其特征在于，所述第一公共发射极端(3)和第二公共发射极端(4)耦合成接收从按上述权利要求之一的变换器电路来的对称输出信号电流(SO1，SO2)。
9.一种双平衡混频器电路，包括其发射极耦合到一第一公共发射极端(3)的第一和第二晶体管(T1，T2)的第一差分对，还包括其发射极耦合到一第二发射极端(4)的第三和第四晶体管(T3，T4)的第二差分对，所述第一和第四晶体管的基极以及所述第二和第三晶体管的基极分别耦合到一第一公共和一第二公共基极端(1，2)，在该基极端之间可施加一混合信号，其特征在于，所述第一公共发射极端(3)耦合到一电路装置(103，113)，用于引导一非对称输入信号(A1)使之基本上流向所述第一公共发射极端(3)，所述第二公共发射极端(4)耦合到一个按共发射极连接的晶体管(102)的集电极，该晶体管的基极则耦合到所述第一公共发射极端(3)。
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