CN103493366B - 模拟乘法电路、可变增益放大器、检波电路和物理量传感器 - Google Patents

模拟乘法电路、可变增益放大器、检波电路和物理量传感器 Download PDF

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Abstract

本发明中即使构成吉尔伯特乘法核心的双极晶体管的特性变差，运算精度也不会变差。由具备吉尔伯特乘法核心（101）和其线性化电路（102）的模拟乘法部（100A）和修正电流生成电路（3）构成。该修正电流生成电路（3）利用恒流源（301）使具有与构成吉尔伯特乘法核心（101）的双极晶体管（Q1～Q4）相同的电流放大率α的第一复制晶体管即双极晶体管（Q7）的发射极流过作为偏置电流的定电流I0，在其集电极侧生成α·I0的电流。将该电流经由MOS晶体管（305～308）作为修正电流即电流α·I0输出，并对吉尔伯特乘法核心（101）的一方的输入信号±K1·Vy分别进行加算，将作为该偏置电流成分的定电流I0修正为电流α·I0，由此，消除乘法结果即输出信号中的电流放大率α的影响。

Description

模拟乘法电路、可变增益放大器、检波电路和物理量传感器
技术领域
本发明涉及使用吉尔伯特乘法核心（Gilbert multiplier core）等乘法核心的模拟乘法电路、应用了该模拟乘法电路的检波电路和可变增益放大器、使用该检波电路的振动型角速度传感器等物理量传感器。
背景技术
在以振动型角速度传感器为代表的物理量传感器中，为了对该传感器元件的输出信号进行检波并提取信号成分，一般需要检波电路。作为这种检波电路，已知使用作为模拟乘法电路的吉尔伯特乘法器的检波电路（例如，专利文献1）。
吉尔伯特乘法器（吉尔伯特乘法核心）一般具备由四个双极晶体管形成的双差动电路，输出与两个输入信号的积成比例的信号。在使用双极晶体管的吉尔伯特乘法器中，存在由于双极晶体管的指数特性而产生的非线性的问题。因此，还已知设有进行用于抑制吉尔伯特乘法核心中的非线性成分并将其线性化的前处理的电路的模拟乘法电路（例如，非专利文献1）。
用图9对使用这种现有的吉尔伯特乘法核心的模拟乘法电路的一个例子进行说明。该模拟乘法电路100由吉尔伯特乘法核心101和线性化电路102构成。
吉尔伯特乘法核心101具备由四个双极晶体管形成的双差动电路，该四个双极晶体管包括一对双极晶体管Q1、Q2和一对双极晶体管Q3、Q4。吉尔伯特乘法核心101从由分别作为集电极共用连接点的Te、Tf构成的输出端子对，输出与输入第一输入端子对的第一输入信号和输入第二输入端子对的第二输入信号的积成比例的差动电流的输出信号，该第一输入端子对由分别作为上述晶体管对的发射极共用连接点的Ta、Tb构成，该第二输入端子对由分别作为基极共用连接点的Tc、Td构成。
线性化电路102是I－V转换电路，其根据反双曲函数（tanh－1）进行用于抑制由于构成吉尔伯特乘法核心101的双极晶体管Q1～Q4的指数特性而产生的非线性成分并将其线性化的前处理。线性化电路102包括作为在吉尔伯特乘法核心101的第二输入端子对Tc、Td的各端子和负电源（－V）之间连接的线性化晶体管的一对双极晶体管Q5、Q6。晶体管Q5、Q6分别与二极管连接，即其基极和集电极直接连接。与二极管连接的晶体管Q5、Q6相对于电流流动的方向为正方向地连接。
在利用该模拟乘法电路100得到均为电压信号的两个输入信号Vy和Vx的积时，输入信号Vy通过V－I转换电路110以转换系数K1被转换成由正负电流信号（＋K1·Vy）和（－K1·Vy）构成的差动电流。该差动电流中，利用恒流源2a、2b分别向其成分中添加偏置电流I0，形成包含偏置电流的差动电流（I0±K1·Vy），该差动电流被输入吉尔伯特乘法核心101的第二输入端子对Tc、Td。此时，差动电流（I0±K1·Vy）利用线性化电路102转换成用下式表示的差动电压信号Vi并输入至吉尔伯特乘法核心101。VT为所谓的热电压。
Vi＝2·VT·tanh－1（K1·Vy／I0）
另一方面，输入信号Vx利用V－I转换电路120以转换系数K2转换成由正负电流信号（＋K2·Vx）和（－K2·Vx）构成的差动电流。该差动电流中，分别利用恒流源2c、2d向其成分中添加偏置电流Ib，形成包含偏置电流的差动电流（Ib±K2·Vx），并输入至吉尔伯特乘法核心101的第一输入端子对Ta、Tb。
由此，作为乘法结果从吉尔伯特乘法核心101的输出端子对Te、Tf输出差动电流I4（一对的正负电流）。I－V转换电路150将该差动电流I4以转换系数K5转换成电压并输出用下式表示的输出电压Vout。
Vout＝2·K1·K2·K5·（Vx·Vy／I0）
上式右边的系数“2”是与通过对正负成分的各自进行转换而电压成为两倍相对应的因素。如果将该因素“2”和转换系数K1、K2、K5归集为K，则上式改写为下式。另外，由于偏置电流Ib被消除，因此在最终的Vout式中没有表示。
Vout＝K·（Vx·Vy／I0）
I0为恒流源产生的偏置电流，因此，输出电压Vout与两个输入信号的积Vx·Vy成比例。如果设定为K／I0＝1，则Vout＝Vx·Vy。这样，能够得到两个输入信号的积。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：（日本）特开2005－191840号公报
非专利文献
非专利文献1：ANALYSIS AND DESIGN OF ANALOGINTEGRATED CIRCUIT(2nd Edition)Paul R.Gray/Robert G.Meyer,John Wiley and Sons,Inc.1984(p.596－600)
发明内容
发明要解决的技术问题
这种模拟乘法电路的乘法结果受到构成吉尔伯特乘法核心的双极晶体管的电流放大率α（α=集电极电流IC／发射极电流IE，α＜1）的影响，根据α而降低，成为Vout＝K·（Vx·Vy／I0）·α。
但是，通常在这种乘法电路中使用性能佳的双极结型晶体管（bipolar junction transistor）。这种晶体管中，由于只有少量的基极电流损失，因此，α＝IC／IE极其接近1。另外，该晶体管的α的值不因制造工艺或环境温度而变动，因此可以看做为一定的系数。因此，在该情况下，乘法结果中的α的影响几乎不成为问题。
但是，根据用途不同，由于信号处理的带域或噪声特性等原因，或要在与周边电路的CMOS元件共用的基板上同时制作的情况下等，有时使用特性比较差的横向PNP晶体管或利用标准的CMOS工艺制作的横向双极晶体管。
图10中，用示意性的截面图表示利用这种CMOS工艺制作的横向双极晶体管的一个例子。
该横向双极晶体管5形成于p型半导体基板50的表面。在p型半导体基板50的表面侧形成有n井51，且在该n井51的表面附近形成有富n部52和两个部位的富p部53、54。在该富n部52形成有基极B，在一个富p部53形成有发射极E，在另一个富p部54形成横向集电极（正规的（标准的）集电极）C的各电极，由此，构成PNP型横向双极晶体管5。但是，在该元件构造中，p型半导体基板50本身成为寄生集电极，作为晶体管5的纵向集电极C′发挥作用。
因此，用图11所示的电路符号图表示该横向双极晶体管5，在纵向集电极C′中流过不需要的电流（寄生集电极电流）IC′。电流IC′的量或电流IC′与流过横向集电极C的集电极电流IC的比率，根据CMOS工艺和环境温度等而变动，因此电流放大率α＝IC／IE也发生变动。在n型半导体基板上形成NPN型横向双极晶体管的情况也一样。
即，利用这种CMOS工艺而制作的横向双极晶体管，电流放大特性不充分，即，电流放大率α从1开始的降低量变大。其结果是，制造误差在电流放大率α的绝对值中所占的比例变大，电流放大率α容易因制造误差的影响而变动。另外，电流放大率α也会随着温度进行变动。这些变动难以控制
因此，在使用这种横向双极晶体管作为构成如上所述的模拟乘法电路的吉尔伯特乘法核心的双极晶体管的情况下，电流放大率α的乘法系数不可预测地进行变动，其结果是，存在运算精度变差的问题。
在使用一般的双极结型晶体管的情况下，若该晶体管的电流放大特性不充分（特性不太明显），则电流放大率α也依赖于温度等进行变动，从而产生同样的问题。
在使用这种模拟乘法电路作为检波电路的情况下，检波精度降低，且在使用该检波电路的振动型角速度传感器等物理量传感器中，角速度等物理量的检测精度降低。
另外，该问题不限于乘法核心为吉尔伯特乘法核心的情况，在使用由发射极结合的一对双极晶体管构成的差动晶体管对构成的乘法核心的模拟乘法电路中，也产生同样的问题。在将使用电路作为可变增益放大器的情况下，会产生引起不希望的增益变动等问题。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，提供一种模拟乘法电路，即使在使用利用CMOS工艺制作的横向双极晶体管或特性不是很充分的双极结型晶体管等作为构成乘法核心的双极晶体管的情况下，该乘法核心的模拟乘法电路的运算精度也不会变差。
另外，目的还在于，使得使用具备乘法核心的模拟乘法电路的检波电路的检波精度和使用该检波电路的物理量传感器的检测精度均不会降低，或者使用模拟乘法电路的可变增益放大器的放大精度不会降低。
用于解决技术问题的方案
为了实现上述目的，本发明提供一种模拟乘法电路，其特征在于，具备：乘法核心，其至少具有一个由发射极结合的一对双极晶体管构成的差动晶体管对，将该差动晶体管对的发射极接合点作为第一输入端子，将上述差动晶体管对的两个基极作为第二输入端子对，将上述差动晶体管对的两个集电极作为输出端子对；线性化电路，其具有由在所述第二输入端子对分别连接有发射极的一对双极晶体管构成的线性化晶体管对，将该线性化晶体管对的各基极和各集电极分别与规定的电源连接；和修正电流生成电路，其将与所述差动晶体管对的各双极晶体管的电流放大率相应的修正电流加在施加至所述第二输入端子对的信号上。
上述修正电流生成电路也可以具有作为上述差动晶体管对的各双极晶体管的复制（replica，复制）的第一复制晶体管，基于通过向上述第一复制晶体管的发射极流过规定的偏置电流而从所述第一复制晶体管的集电极得到的电流，生成上述修正电流。
所述修正电流生成电路还可以具有作为上述线性化晶体管对的各双极晶体管的复制的第二复制晶体管，该第二复制晶体管的发射极与所述第一复制晶体管的基极连接，上述第二复制晶体管的集电极和基极分别与规定的电源连接。
上述乘法核心也可以具有两个上述差动晶体管对，将该两个差动晶体管对各自的发射极接合点作为第一输入端子对，在两个差动晶体管对相互间使两个基极彼此相互结合作为上述第二输入端子对，在两个上述差动晶体管对相互间使两个集电极彼此相互结合作为上述输出端子对。
所述修正电流生成电路也可以具备：复制乘法部，其为上述乘法核心和上述线性化电路的复制，具有作为上述第一输入端子、上述第二输入端子和上述输出端子各自的复制的第一复制输入端子、第二复制输入端子和复制输出端子；比较电路，其将与来自上述复制输出端子的输出相应的尝试输出信号与期待信号进行比较，输出比较结果信号；设定电路，其对上述第一复制输入端子和上述第二复制输入端子分别输入与规定的预备输入值相应的信号，且将与表示该输入值的积的规定的期待值相应的上述期待信号输入至上述比较电路；和修正电流输出电路，其生成上述修正电流和作为该修正电流的复制加在施加至上述第二复制输入端子对的信号上的复制修正电流，上述修正电流输出电路，根据上述比较结果信号增减上述修正电流和上述复制修正电流，以使上述尝试输出信号与上述期待信号相等。
本发明提供一种可变增益放大器，其特征在于，具备在上述乘法核心具有一个上述差动晶体管对的上述任一模拟乘法电路，向上述第一输入端子输入直流控制信号，向上述第二输入端子输入输入信号，基于上述输出端子的输出信号得到可变信号。
本发明提供一种检波电路，其特征在于，具备在上述乘法核心具有两个上述差动晶体管对的上述任一模拟乘法电路，向上述第一输入端子和上述第二输入端子的任一方输入振幅一定的交变信号，向另一方输入被检波信号，基于上述输出端子的输出信号得到检波信号。
本发明提供一种物理量传感器，其具有：将从外部施加的物理量转换成电信号的振动器、输出参照信号的参照信号生成电路、基于该参照信号使上述振动器振荡的振荡电路和基于来自该振荡电路的振荡信号对来自上述振动器的输出信号进行检波的检波电路。
而且，该检波电路为本发明的上述检波电路，上述交变信号为上述振荡信号，上述被检波信号为来自上述振动器的输出信号。
在该物理量传感器中，上述修正电流生成电路也可以基于上述参照信号生成上述修正电流。
发明效果
在构成乘法核心的双极晶体管的电流放大率（α）不可预测地变动的情况下，由该乘法核心将两个输入信号Vx和Vy相乘后的输出电压Vout为Vout＝K·（Vx·Vy／I0）·α。本发明的模拟乘法电路利用修正电流生成电路生成根据α而增加的修正电流，将该修正电流加在乘法核心的一个输入信号中，由此将乘法核心的一个输入信号的偏置电流成分（I0）修正为乘以电流放大率（α）的电流（αI0）。由此，利用乘法核心将两个输入信号Vx和Vy相乘后的输出电压Vout为Vout＝K·（Vx·Vy／（α·I0））·α。
因此，分母和分子的α相抵，成为Vout＝K·（Vx·Vy／I0），作为乘法结果的输出电压Vout不会受到电流放大率α的影响，总是能够高精度地进行乘法运算。
本发明的检波电路使用本发明的模拟乘法电路，通过将交变信号和对象信号作为两个输入信号的模拟乘法运算进行检波，因此，总是能够进行高精度的检波。本发明的可变增益放大器使用本发明的模拟乘法电路，基于控制信号和输入信号的模拟乘法运算的输出信号得到可变信号，因此，总是能够高精度地进行可变放大（增幅）。
本发明的物理量传感器使用本发明的上述检波电路，将与通过振动器（振子）实现的从外部施加的物理量相应的输出信号作为对象信号，将使振动器振动的振荡信号作为上述交变信号，对上述对象信号进行检波而检测物理量，因此，总是能够高精度地检测物理量。
附图说明
图1是表示本发明的模拟乘法电路和检波电路的一实施方式的电路图。
图2是表示本发明的物理量传感器的一实施方式的整体结构的框图。
图3是表示图2所示的物理量传感器的检波电路的结构例的电路图。
图4是表示图3中的修正电流生成电路的结构例的电路图。
图5是表示图3中的第一、第二V－I转换电路的结构例的电路图。
图6是表示本发明的模拟乘法电路的其他例子和可变增益放大器的实施方式的电路图。
图7是图1所示的模拟乘法电路的框图。
图8是表示本发明的模拟乘法电路的又一例的实施方式的概略框图。
图9是表示使用现有技术的吉尔伯特乘法核心的模拟乘法电路的一个例子的电路图。
图10是表示利用CMOS工艺制作的横向双极晶体管的一个例子的示意性截面图。
图11是用于说明利用CMOS工艺制作的横向双极晶体管的电流放大率的电路符号图。
具体实施方式
下面，使用附图的图1～图5对本发明的模拟乘法电路、检波电路和物理量传感器的各实施方式进行说明。
[模拟乘法电路的实施方式：图1]
首先，根据图1对本发明的模拟乘法电路和检波电路的一实施方式进行说明。另外，图1中，对与上述图9对应的部分附加相同的符号，并省略它们重复的说明。
该图1所示的模拟乘法电路1由模拟乘法部100A和修正电流生成电路3构成。该模拟乘法部100A的结构与利用图9说明的现有技术的模拟乘法电路100相同，具备吉尔伯特乘法核心101和线性化电路102。构成该模拟乘法部100A的吉尔伯特乘法核心101的四个双极晶体管Q1～Q4使用利用由图10说明的CMOS工艺制作的横向双极晶体管或特性不太好的双极结型晶体管等。
但是，期望为构成模拟乘法电路1的双极晶体管是用相同的制造工艺制作的相同构造的元件，且为尽可能使特性一致的元件。这种元件可以通过公知的半导体设计技术即配置大量相同尺寸的晶体管元件，使用其中彼此相邻的元件的方案来实现。由于半导体制造工艺的误差，就晶体管元件特性的绝对值或温度变化量而言，虽然每个芯片不同，但通过这样考虑芯片内的几何学上的配置，能够使电路内使用的元件彼此的相对的特性高精度一致。
吉尔伯特乘法核心101是如下这样的乘法核心，即，具有两组分别由发射极结合的一对双极晶体管构成的差动晶体管对，将该两个差动晶体管对各自各自的发射极接合点作为第一输入端子对Ta、Tb，在两个差动晶体管对相互间使两个基极彼此相互结合而作为第二输入端子对Tc、Td，在两个差动晶体管对相互间使两个集电极彼此相互结合而作为输出端子对Te、Tf。
线性化电路102是如下这样的I－V转换电路，即，该I－V转换电路具有由在上述差动晶体管对的第二输入端子对Tc、Td分别连接有发射极的双极晶体管Q5、Q6构成的线性化晶体管对，将该线性化晶体管对的各基极和各集电极分别与规定的电源连接。
修正电流生成电路3是生成与上述差动晶体管对的各双极晶体管Q1～Q4的电流放大率α相应的修正电流，并加在施加至第二输入端子对Tc、Td的信号上的电路。
通过向该图1所示的模拟乘法电路的V－I转换电路110输入振幅一定的交变信号即电压信号Vy，且向V－I转换电路120输入振幅以与电压信号Vy相同的频率变化的被检波信号即电压信号Vx，能够利用模拟乘法电路1构成检波电路。
模拟乘法电路1从I－V转换电路150输出电压信号，作为与被检波信号即电压信号Vx的振幅相应的检波信号。
在此，对形成吉尔伯特乘法核心101的双差动电路的四个双极晶体管（以下将“双极晶体管”简称为“晶体管”）Q1～Q4的连接关系具体地进行说明。
该吉尔伯特乘法核心101由第一差动晶体管对101a和第二差动晶体管对101b构成，该第一差动晶体管对101a由一对晶体管Q1、Q2构成，该第二差动晶体管对101b由一对晶体管Q3、Q4构成。
将晶体管Q1和Q2的发射极彼此共通连接，该发射级接合点形成第一输入端子对的一个输入端子Ta，将晶体管Q3和Q4的发射极彼此共通连接，其发射级接合点形成第一输入端子对的另一个输入端子Tb。将晶体管Q1和Q4的基极彼此共通连接而形成第二输入端子对的一个输入端子Tc，将晶体管Q2和Q3的基极彼此共通连接而形成第二输入端子对的另一个输入端子Td。
进而，晶体管Q1和Q3的集电极彼此共通连接而形成输出端子对的一个输出端子Te，晶体管Q2和Q4的集电极彼此共通连接而形成输出端子对的另一个输出端子Tf。
修正电流生成电路3，包括利用具有与构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4相同的电流放大率α（α＝IC／IE）的晶体管Q7和给予该晶体管Q7偏置电流的电路，通过这些电路，生成用于将吉尔伯特乘法核心101的一方的输入信号（输入端子Tc、Td侧的输入信号）的偏置电流成分即定电流I0修正为乘以上述电流放大率α后的电流α·I0的修正电流。
利用修正电流生成电路3生成的修正电流对吉尔伯特乘法核心101的两个输入信号中的一方进行修正，由此，消除吉尔伯特乘法核心101的输出电压Vout中的、构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4的电流放大率α的影响。
对修正电流生成电路3进一步详细地进行说明，晶体管Q7是具有与构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4相同的电流放大率α的双极晶体管即第一复制晶体管。晶体管Q7的发射极通过恒流源301与正电源（＋V）连接，集电极通过恒流源302与负电源（－V）连接。另外，在晶体管Q7的基极和负电源（－V）之间，相对于电流流过的方向为正方向地连接有与二极管连接的晶体管Q8。
该晶体管Q8期望为与构成模拟乘法部100A的线性化电路102的晶体管Q5、Q6相同构造和特性的双极晶体管即第二复制晶体管。对于该晶体管元件而言，也可以通过应用上述的半导体设计技术来实现。
另外，晶体管Q7的基极和晶体管Q8的发射极的连接点p通过恒流源303与正电源（＋V）连接，晶体管Q7的集电极和恒流源302的连接点q经由二极管连接的P沟道MOS晶体管304与正电源（＋V）连接。以下，将P沟道MOS晶体管简称为“PMOS”。
在PMOS304上，电流反射镜与PMOS305连接。具体而言，PMOS304、305的栅极彼此和源极彼此分别共通连接。PMOS305的漏极经由二极管连接的N沟道MOS晶体管306与负电源（－V）连接。以下，将N沟道MOS晶体管简称为“NMOS”。在NMOS306上，两个NMOS307、308分别与电流反射镜连接。具体而言，NMOS306～308的栅极彼此和源极彼此分别共通连接。为了提高电流复制（copy）的精度，这些电流反射镜电路也可以为栅-阴（cascode）构造。
两个NMOS307、308的各漏极分别经由流过定电流I0的恒流源309、310与正电源（＋V）连接。从该NMOS307、308的漏极和恒流源309、310的连接点g、h分别引出修正电流输出线311、312。该修正电流输出线311与模拟乘法部100A的吉尔伯特乘法核心101的输入端子Td，和晶体管Q5的发射极与V－I转换电路110的正侧输出线路的连接点r连接。修正电流输出线312同样与吉尔伯特乘法核心101的输入端子Tc，和晶体管Q6的发射极与V－I转换电路110的负侧输出线路的连接点s连接。
恒流源301使与输入吉尔伯特乘法核心101的第二输入端子对Tc、Td的差动电流的偏置电流相当的定电流I0流过晶体管Q7的发射极。该结构形成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4的电流路径的复制电流路径。
另外，恒流源303也使与上述偏置电流相当的定电流I0流过二极管连接的晶体管Q8的发射极。该结构形成线性化电路102的晶体管Q5、Q6的电流路径的复制电流路径。
根据该修正电流生成电路3，在晶体管Q7的发射极流过定电流I0。另一方面，流过晶体管Q7的集电极的电流，从定电流I0起，减少基极电流和流过图10、图11所说明的纵向集电极C′的电流量，由此确定电流放大率α。与该电流放大率α相应的集电极电流即电流α·I0流入连接点q。因为从连接点q到负电源（－V），利用恒流源302流过定电流I0，所以从正电源（＋V）到连接点q，通过PMOS304流过电流（1－α）·I0。
该电流（1－α）·I0在与PMOS304电流反射镜（电流镜，currentmirror）连接的PMOS305被复制，在PMOS305和与PMOS305串联连接的NMOS306中也流过电流（1－α）·I0。该电流（1－α）·I0在与NMOS306电流反射镜连接的NMOS307、308被复制，在它们中也流过电流（1－α）·I0。
在NMOS307、308的漏极和恒流源309、310的连接点g、h，分别从恒流源309、310流过定电流I0，因此向修正电流输出线311、312输出的修正电流，分别如下式所示为α·I0。
I0－（1－α）·I0＝α·I0
修正电流即电流α·I0利用修正电流输出线311、312分别流入模拟乘法部100A的连接点r、s，加在从V－I转换电路110输出的电流（±K1·Vy）上。
由此，从连接点r、s流入线性化电路102的晶体管Q5、Q6的差动电流成为α·I0±K1·Vy。
即，向吉尔伯特乘法核心101的第二输入端子对的各输入端子Tc、Td输入用的差动电流的偏置电流即定电流I0，被修正为乘以电流放大率α后的电流α·I0。
该差动电流（α·I0±K1·Vy）利用线性化电路102转换成由下式给予的电压信号Vi，并输入第二输入端子对Tc、Td。
Vi＝2·VT·tanh－1（K1·Vy／（α·I0））
于是，利用吉尔伯特乘法核心101将电压信号Vx和Vy相乘时，利用I－V转换电路150将从输出端子Te、Tf输出的差动电流转换成电压信号的输出电压Vout，用在“发明所要解决的技术问题”一项中记载的下式中将I0置换为α·I0的式子来表示。
Vout＝K·（Vx·Vy／I0）·α
具体而言，若将上式中的I0置换为α·I0，则得到下式。
Vout＝K·｛Vx·Vy／（α·I0）｝·α
由于右边的分母和分子的α相抵消，因此成为
Vout＝K·（Vx·Vy／I0），
乘法运算结果即输出电压Vout不受电流放大率α的影响，总是能够高精度地进行乘法运算。
另外，关于上述各式中的K，如在背景技术中说明的那样，若设V－I转换电路110和120的转换系数分别为K1、K2，设I－V转换电路150的转换系数为K5，则为用下式表示的一定的系数。
K＝2·K1·K2·K5
在该实施方式的检波电路中，由于电压信号Vy的振幅是一定的，因此作为I－V转换电路150输出的电压信号（输出电压Vout），能够不受构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4的电流放大率α的影响而高精度地得到与作为被检波信号的电压信号Vx的振幅相应的检波信号。
模拟乘法部100A的其它功能与利用图9说明的模拟乘法电路100的功能相同，因此省略其说明。另外，该模拟乘法电路1中的各双极晶体管Q1～Q8全部使用PNP型，但即使使用NPN型双极晶体管，也只是电流的方向相反，其动作原理是相同的。
[物理量传感器和检波电路的实施方式：图2～图5]
接着，使用图2～图5对使用上述模拟乘法电路的本发明的物理量传感器和检波电路的实施方式进行说明。
（1）整体结构说明：图2
首先，利用图2对本发明的物理量传感器的一实施方式的整体结构进行说明。图2所示的物理量传感器是由传感器元件10、振荡电路20、检测电路30、参照信号生成电路40构成的振动型角速度传感器。
传感器元件10是在形成为例如音叉形状的压电材料的表面配置金属电极而构成的、检测旋转角速度的陀螺振动器，具备驱动部11和检测部12。该传感器元件10利用振荡电路20进行振荡驱动，当在其振动中受到旋转角速度时，将微弱的交流信号作为传感器元件输出S12从检测部12输出。
参照信号生成电路40是生成用于后述AGC控制电路的基准信号的电路，在此使用生成不依赖于周围温度或电源电压的大致一定的电压即参照信号S41的定电压电路。
振荡电路20是对传感器元件10，利用监视电路21和可变增益放大器22形成振荡环路，且具有所谓的AGC功能的振荡电路。因此，该振荡电路20具备AGC控制电路23，且具有以传感器元件10的激励电流的实效值与参照信号S41相等的方式控制可变增益放大器22的增益的功能。另外，振荡电路20利用监视电路21将传感器元件10的激励电流转换成电压信号。
在该结构中，利用AGC控制电路23进行传感器元件10的振荡控制，监视电路21输出的振荡信号S21成为具有基于参照信号S41的振幅的交流信号。该振荡信号S21也可被用作后述的检波电路32中的乘法运算所使用的信号。
检测电路30由放大（增幅）电路31、检波电路32、滤波器电路33构成。放大电路31对来自传感器元件10的检测部12的输出信号即传感器元件输出S12进行放大。检波电路32对放大电路31的输出信号即放大信号S31所包含的角速度信号成分进行检波。滤波器电路33对检波电路32的输出信号S32（即，检波信号）进行放大和平滑化，并作为物理量传感器的输出信号S30进行输出。这些电路中，检波电路32具备将放大电路31的输出信号即放大信号S31和上述振荡信号S21模拟性（analog）地进行乘法运算的模拟乘法电路，利用了上述模拟乘法电路。
振荡电路20和检测电路30是通过与正电源（＋V）和负电源（－V）连接而进行动作的集成电路，可以在同一半导体基板上构成。
在此，对检波电路32的乘法检波简单地进行说明。一般地，若将振幅分别为A、B的相同频率且相同相位的正弦波彼此进行乘法运算时，如下式，即：
（A·sinθ）·（B·sinθ）＝A·B·（1－cos2θ）／2
如果θ被看作与时间成比例的相位角（θ＝ω·t），从上述乘法运算来看，得到原信号的两倍频率的信号和直流信号这两个成分的情况，可从三角函数的性质来理解。通过使该信号通过只使低频通过的滤波器电路33而得到A·B／2这样大小的直流信号。振荡信号S21和放大信号S31均为相同频率的信号。例如，如果选择振幅A大致一定的信号和振幅B与施加的旋转角速度成比例的信号，并进行如用上式表示的运算操作，则可得到与旋转角速度成比例的信号。下面说明的检波电路32使用该原理进行检波。
（2）检波电路的结构说明：图3
接着，使用图3对图2所示的物理量传感器中的检波电路32的结构进行说明。另外，在该图3中，对与图1和图9对应的部分标注相同的符号，并省略对它们的重复说明。
该检波电路32由第一、第二、第三V－I转换电路110、120、130、恒流源2c、2d、具备模拟乘法部100A和修正电流生成电路300的模拟乘法电路1A、I－V转换电路150、移相电路160构成。
该检波电路32具备用于将振荡信号S21和放大信号S31分别向电流信号转换的第一V－I转换电路110和第二V－I转换电路120（与图1中的V－I转换电路110、120相同）。这些V－I转换电路中，输出形式使用差动输出的形式。关于该第一、第二V－I转换电路110、120的结构将在后面进行叙述。
在第一V－I转换电路110中，经由移相电路160输入有振荡信号S21。这是为了如以前所示的乘法检波公式那样，使乘法运算的信号彼此的相位一致。将由该移相电路160进行了相位调整的信号表示为振荡信号S21′。该振荡信号S21′是通过上述AGC控制电路23的动作将振幅控制在一定的正弦波的交变信号，由于与图1和图9中的通过电压信号Vy施加的输入信号相当，因此在图3和以下说明中的表示差动电流值的符号中，将该振荡信号S21′的电压值表示为Vy。
第一V－I转换电路110将其电压值Vy的振荡信号S21′以转换系数K1转换成差动电流（±K1·Vy）并输出。
输入第二V－I转换电路120的放大信号S31是以与作为交变信号的振荡信号S21′相同的频率进行振动的正弦波的被检波信号，由于与图1和图9中的通过电压信号Vx施加的输入信号相当，因此在以下的表示差动电流值的符号中，将该放大信号S31的电压值表示为Vx。
第二V－I转换电路120将其电压值Vx的放大信号S31以转换系数K2转换成差动电流（±K2·Vx）并输出。
另外，恒流源2c、2d是在第二V－I转换电路120输出的差动电流（±K2·Vx）中加上偏置电流Ib，形成包含偏置电流的差动电流（Ib±K2·Vx）。
为了便于说明，将这些恒流源2c、2d相对于第二V－I转换电路120另外表示，但这些恒流源也可以设于第二V－I转换电路120内，也可以包含这些恒流源，称为将各个输入信号转换成包含偏置电流的差动电流的V－I转换电路。
第三V－I转换电路130是将参照信号S41（设电压值为Vr）以转换系数K3转换成输出电流Ir（Ir＝K3·Vr＞0）的电路。该输出电流Ir虽然与图1中的修正电流生成电路3内的恒流源301等的定电流I0相当，但根据参照信号S41的电压值Vr而变化。
如上所述，修正电流生成电路300是用于修正一方的输入信号的偏置电流值的电路，使得即使构成吉尔伯特乘法核心101的双极晶体管Q1～Q4的电流放大率α根据温度等而变动，乘法结果也不会变动。
该实施方式的修正电流生成电路300从修正电流输出线321、322输出电流α·Ir，并供给至模拟乘法部100A的连接点r、s，该电流α·Ir是将第三V－I转换电路130的输出电流Ir乘以与构成吉尔伯特乘法核心101的双极晶体管Q1～Q4的电流放大率α相等的电流放大率α而进行修正后的电流。关于其详细情况，后面利用图4进行叙述。
I－V转换电路150是将作为差动电流的、来自模拟乘法电路1A的模拟乘法部100A的输出信号I4，以转换系数K5转换成电压信号的电路。图3所示的I－V转换电路150，利用PMOS151A、151B、152A、152B和NMOS153A、153B、154A、154B产生的、所谓的返回栅-阴电路将差动电流输入转换成单相电流信号，再利用转换电阻156和运算放大器155进行I－V转换，输出与被检波信号的振幅相应的输出电压Vout。转换电阻（可变电阻）156由多晶硅电阻等线性电阻元件构成。若设其电阻值为R5，则K5＝R5。
在此，说明作为对通过振荡信号S21′即电压信号Vy施加的输入信号加在从第一V－I转换电路110输出的差动电流（±K1·Vy）上的偏置电流，使用与参照信号S41（电压值Vr）相应的电流（α·Ir）的理由。
为了进行模拟乘法的检波，需要与被检波信号为同一频率且振幅一定的交变信号。在振动型物理量传感器中，进行对振动体的激励水平（level），基于使用定电压电路等的参照信号控制在一定水平的所谓的AGC控制，因此，使用该被控制的振荡信号作为乘法运算用的交变信号。但是，实际上参照信号根据温度变化而进行变化。
作为被检波信号的对传感器元件输出S12进行放大后的放大信号S31，除了与角速度成比例之外，与作为振动体的传感器元件10的激励水平也成比例，因此，若单纯地将被检波信号（放大信号S31）和对振荡信号S21进行相位调整后的振荡信号S21′进行乘法运算，则参照信号S41平方后的成分出现在检波输出信号（输出电压Vout）中。因此，由于参照信号的误差，检波输出信号会产生较大的误差。这种误差在近年来物理量传感器所要求的实现在宽泛的使用温度范围的高精度化方面成为障碍。
因此，在该物理量传感器中，为了解决该问题，如上所述设置将参照信号S41作为输入的第三V－I转换电路130和将其输出电流Ir加在成为模拟乘法部100A一方的输入信号的差动电流（±K1·Vy）上的加法电路。由此，减少了参照信号的电压变动引起的输出信号的变动。
在该实施方式中，为了进一步消除构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4的电流放大率α的影响，将利用修正电流生成电路300对输出电流Ir进行修正后的电流α·Ir作为向模拟乘法部100A的一方的输入信号的加法电流。
因此，在构成模拟乘法部100A的线性化电路102的一方的晶体管Q5的发射极中，流入第一V－I转换电路110的正输出电流（＋K1·Vy）加上以参照信号S41为基础而生成的电流α·Ir后的电流（α·Ir＋K1·Vy）。
同样地，在构成线性化电路102的另一方的晶体管Q6的发射极中，流入第一V－I转换电路110的负输出电流（相反输出电流）（－K1·Vy）加上以参照信号S41为基础而生成的电流α·Ir后的电流（α·Ir－K1·Vy）。
在该实施方式中，上述加法电路相当于生成第一V－I转换电路110的各输出电流和修正电流生成电路300的各输出电流各自的和的部分，且第一V－I转换电路110和修正电流生成电路300的各输出端子彼此的连接点r和连接点s的结线相当于该加法电路。这是由于，电流信号的加法运算由结线进行。
晶体管Q5和晶体管Q6均为二极管连接，它们的基极和集电极与负电源（－V）连接。
晶体管Q5的发射极与将吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1和Q4的基极彼此连接在一起的输入端子Tc连接。另外，晶体管Q6的发射极与将吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q2和Q3的基极彼此连接在一起的输入端子Td连接。
另一方面，在吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1和Q2的发射极彼此连接的输入端子Ta中，流入第二V－I转换电路120的正输出电流（＋K2·Vx）加上偏置电流Ib后的电流（Ib＋K2·Vx）。同样地，在吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q3和Q4的发射极彼此连接的输入端子Tb中，流入第二V－I转换电路120的负输出电流（相反输出电流）（－K2·Vx）加上偏置电流Ib后的电流（Ib－K2·Vx）。偏置电流Ib由偏置电流源的恒流源2c、2d生成。
偏置电流Ib、输出电流Ir加在V－I转换电路120、130的输出电流中，其目的是，无论输入信号采用正、负的哪一值，流入乘法核心的双极晶体管的电流为负所引起的双极晶体管的截止不会发生。因此，偏置电流Ib的值根据作为输入信号的被检波信号即电压信号Vx的范围来设定。
吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1和Q3的集电极彼此连接的输出端子Te，和晶体管Q2和Q4的集电极彼此连接的输出端子Tf，构成输出振荡信号S21′和放大信号S31的乘法结果的输出信号I4的输出端子对。I－V转换电路150将从输出端子对Te、Tf输出的差动电流如上所述转换成电压信号并输出输出电压Vout。
（3）修正电流生成电路的说明：图4
根据图4对图3所示的修正电流生成电路300的结构及其动作进行说明。
该图4所示的修正电流生成电路300与图1中的修正电流生成电路3基本结构通用，对通用的部分标注相同的符号，并省略它们的详细说明。
如上所述，该修正电流生成电路300被输入有第三V－I转换电路130从参照信号S41（电压值Vr）生成的正的输出电流Ir。若设第三V－I转换电路130的转换系数为K3，则Ir＝K3·Vr。
而且，修正电流生成电路300，代替图1的修正电流生成电路3中的恒流源301产生的定电流I0，使第三V－I转换电路130的输出电流Ir流过作为第一复制晶体管的晶体管Q7的发射极。与修正电流生成电路3一样，该晶体管Q7的基极与作为第二复制晶体管的二极管连接的晶体管Q8的发射极和恒流源303的连接点p连接。
另外，修正电流生成电路300，在将图1的修正电流生成电路3中的进行电流反射镜连接的PMOS304和PMOS305改变成栅-阴结构的电流反射镜电路，以提高电流复制的精度这一点，与修正电流生成电路3不同。
该电流反射镜电路中，在正电源（＋V）和晶体管Q7的集电极与恒流源302的连接点q之间，PMOS315A、316A和NMOS317A栅-阴连接，在这些MOS晶体管的各自，电流反射镜连接有栅-阴连接的PMOS315B、316B和NMOS317B。
该NMOS317B的源极经由NMOS306与负电源（－V）连接。在该NMOS306中电流反射镜连接有NMOS307、308。
而且，从NMOS307的漏极与恒流源309的连接点g，和NMOS308的漏极与恒流源310的连接点h，分别引出修正电流输出线321、322。
在该修正电流生成电路300中，在使输出电流Ir供给至作为第一复制晶体管的晶体管Q7的发射极时，流过与该晶体管Q7的电流放大率α（α＜1）相应的α·Ir的集电极电流。该集电极电流流入晶体管Q7的集电极和NMOS317A的源极的连接点q，再利用恒流源302从连接点q向负电源（－V）流过定电流I0，所以在PMOS315A、316A和NMOS317A的串联电路中流过电流（I0－α·Ir）。由此，在PMOS315B、316B和NMOS317B、306的串联电路中也流过同量的电流（I0－α·Ir），在与NMOS306电流反射镜连接的NMOS307、308中也流过电流（I0－α·Ir）。
在NMOS307、308各自的漏极和恒流源309、310的连接点g、h，分别从恒流源309、310流入定电流I0，因此，输出至修正电流输出线321、322的电流分别如下式所示成为α·Ir。这些电流作为修正电流兼偏置电流供给至模拟乘法部100A。
I0－（I0－α·Ir）＝α·Ir
（4）V－I转换电路的结构说明：图5
接着，利用图5对图3所示的检波电路32使用的第一V－I转换电路110和第二V－I转换电路120的结构进行说明。这些V－I转换电路是相互相同的结构，是利用了MOS晶体管和电阻元件的跨导放大器，由PMOS201～207、NMOS211～217、转换电阻220和尾电流源230构成。
PMOS202的栅极端子为V－I转换电路的输入端子IN。PMOS201、202、NMOS211、212和尾电流源230，构成将PMOS201、202作为输入元件、将NMOS211、212分别作为负载元件的差动对电路。PMOS202的栅极端子相当于该差动对电路的非反转输入端子，另外，PMOS201的栅极端子相当于反转输入端子，利用尾电流源230进行对该差动对电路的偏置电流供给。
NMOS211和NMOS212分别采用二极管连接，流向NMOS212的电流值利用电流反射镜向NMOS214以规定值倍复制，另外，流向NMOS211的电流值经由NMOS213、PMOS203向PMOS204以规定值倍复制。PMOS204和NMOS214的漏极端子彼此连接，将与反转输入端子相当的PMOS201的栅极端子和转换电阻220的一端与该端子连接。转换电阻220的另一端与信号地面接地。另外，转换电阻220由多晶硅电阻等线性电阻元件构成。
另外，流入PMOS204的电流值通过电流反射镜连接向PMOS207复制，流入NMOS214的电流值通过电流反射镜连接向NMOS217复制。PMOS207和NMOS217的漏极端子彼此连接，在该连接点设有输出端子IOUT。
流向NMOS211的电流值利用电流反射镜向NMOS216复制规定值倍，另外，流向NMOS212的电流值经由NMOS215、PMOS205向PMOS206复制规定值倍。PMOS206和NMOS216的漏极端子彼此连接，在该连接点设有反转输出端子IOUTB。
通过这样连接，PMOS201～204和NMOS211～214作为将转换电阻220的非接地侧的一端选定为输出的电压随动器（follower）进行动作，与输入至输入端子IN的信号相同的信号出现在转换电阻220的一端。另外，流向转换电阻220的电流由剩余的MOS晶体管复制，从输出端子IOUT输出用输入信号电压除转换电阻220的电阻值所得的值的电流。而且，从反转输出端子IOUTB输出绝对值与从输出端子IOUT输出的电流相等且方向相反的电流。
该V－I转换电路在设输入电压为V且输出电流为I的情况下，以下面的关系成立的方式进行动作。
I＝±K·V
上式中的K是转换系数，为转换电阻220的电阻值的倒数。此外，该K与图9和图1中的输出电压Vout的式中的K不同。在图3的第一V－I转换电路110中，设该转换系数为K1，在第二V－I转换电路120中，设该转换系数为K2。重号“±”分别与输出端子（正输出端子）的输出电流和反转输出端子（负输出端子）的输出电流对应。
在此说明的V－I转换电路是图3的第一V－I转换电路110和第二V－I转换电路120所使用的结构。对于第三V－I转换电路130的结构没有特别图示，但由于其为单端输出，因此不需要将流入PMOS207和NMOS217的电流值通过电流反射镜连接进行复制的电路和反转输出端子IOUTB。
（5）物理量传感器的动作说明：图2和图3
接着，使用图2和图3对该实施方式的物理量传感器的动作进行说明。
若向图2所示的物理量传感器施加正负电源电压，参照信号生成电路40则输出参照信号S41，振荡电路20基于参照信号S41以规定的电流值对传感器元件10的驱动部11进行交流驱动。此时，进行AGC控制，因此，向振荡信号S21输出具有基于参照信号S41的振幅的交流电压。
若在该状态下对物理量传感器施加转角速度，则具有与转角速度相应的振幅的交流信号出现在传感器元件输出S12。检测电路30对该传感器元件输出S12进行放大并且转换成电压信号，作为放大信号S31输入检波电路32。检波电路32中还被输入参照信号S41和振荡信号S21。检波电路32如下述进行模拟乘法检波，利用下一段的滤波器电路33进行平滑化处理。作为结果，物理量传感器从滤波器电路33输出与施加的旋转角速度成比例（成正比）的电压的输出信号S30。
在此，使用图3对该实施方式的物理量传感器的检波电路32的动作进行说明。设利用移相电路160对振荡信号S21进行相位调整后的振荡信号S21′的电压值为Vy，设放大信号S31的电压值为Vx，设参照信号S41的电压值为Vr。Vy和Vx为同频率且同相位的正弦波信号（以A·sinθ的形式来表示）。
若设第三V－I转换电路130的转换系数为K3（若设转换电阻的电阻值为R3，则K3＝1／R3），则参照信号S41的电压值Vr和第三V－I转换电路130的输出电流Ir的关系可以用下式表示。
Ir＝K3·Vr＝Vr／R3
另外，若设第一V－I转换电路110的转换系数为K1（若设图5所示的转换电阻220的电阻值为R1，则K1＝1／R1），设第二V－I转换电路120的转换系数为K2（若设图5所示的转换电阻220的电阻值为R2，则K2＝1／R2），设流入模拟乘法部100A的第一输入端子对Ta、Tb的电流信号为I1，且设流入与第二输入端子对Tc、Td连接的线性化电路102的晶体管Q5、Q6的电流信号为I2，则这些电流信号I1、I2如下式。
I1＝Ib±K2·Vx
I2＝α·Ir±K1·Vy
另外，重号“±”分别相当于构成差动电流信号的两个的正负。
另外，若设模拟乘法部100A的输出电流为I4，则I4如下式。
I4＝｛（K1·K2）·（Vx·Vy）／（α·Ir）｝·α
在此，若设I－V转换电路150的转换系数为K5（若设图3所示的转换电阻156的电阻值为R5，则K5＝R5），则I－V转换电路150的输出信号S32（即，检波输出信号）即输出电压Vout如下式。
Vout＝｛2·R5·（K1·K2）·（Vx·Vy）／（α·Ir）｝·α
＝｛2·R5·（K1·K2）·（Vx·Vy）｝／Ir
如该式所示，构成吉尔伯特乘法核心101的双极晶体管Q1～Q4的电流放大率α由分子和分母抵消，因此其影响消失。因而，即使这些元件使用如通过CMOS工艺制造的横向双极晶体管那样的电流放大率α因温度等而变动的晶体管，也能够不受其变动的影响而得到高精度的检波输出。
另外，如上所述，由于Ir＝Vr／R3，因此若将Vr／R3代入上式中Ir，则输出电压Vout成为下式。
Vout＝｛2·（R3·R5·K1·K2）·（Vx·Vy）｝／Vr
在该式中，R3、R5、K1、K2的积是一定的，因此，若设2·（R3·R5·K1·K2）＝K0（一定的系数），则输出电压Vout用下式来表示。
Vout＝K0·（Vx·Vy）／Vr
上式中的Vy为振荡信号S21′的电压值，因此与振荡信号S21的电压值相同。振荡信号S21为利用图2中的AGC控制电路23进行了振荡振幅的控制的信号，依赖（比例）于作为AGC控制的基准的参照信号S41的电压值Vr（Vy∝Vr）。
另外，Vx为将从传感器元件10的检测部12得到的角速度信号放大后的放大信号S31的电压值。因此，该放大信号S31与施加的角速度的强度成比例，但为了探测角速度，还与对传感器元件10的驱动部11进行激励的强度成比例。即，还与参照信号S41的电压值Vr成比例（Vx∝Vr）。
因此，表示I－V转换电路150的输出信号S32即输出电压Vout的上式所包含的积K·（Vx·Vy）与施加的角速度成比例，且与参照信号S41的电压值Vr的平方成比例。但是，在该实施方式中，如上所述为Vout＝K·（Vx·Vy）／Vr，因此，Vx·Vy的一方的Vr比例成分被分母的Vr抵消，输出电压Vout只与参照信号S41的电压值Vr成比例。
用图2所示的滤波器电路33将该输出电压Vout进行了平滑化的物理量传感器的输出信号S30也同样单纯地与电压值Vr成比例。
即，根据该实施方式可知，能够将对物理量传感器的输出信号S30的参照信号S41的依赖性抑制成1次左右。该特性本身是与使用现有的开关的检波电路的物理量传感器同样的性质，但该实施方式的物理量传感器除了该特性之外，还具有使用模拟乘法检波产生的优点。即，由于在该实施方式的物理量传感器中作为检波对象的信号成分只是与振荡频率相同的频率成分，因此即使被检波信号中暂时地包含由于外部振动等引起的具有除此以外的频率成分的噪声，该噪声成分也可通过模拟乘法检波被频率转换成比直流高得多的频率，利用后级的滤波器电路33可以容易地消除。
因此，物理量传感器采用如该实施方式所示的模拟乘法电路的检波电路，由此，参照电压的变动产生的输出信号的影响较小，且在外来振动引起的噪声下也可以实现较强的高精度的物理量传感器。
另外，作为因素包含于K0的K1、K2、K3是各V－I转换电路110、120、130的转换系数，如该实施方式，通过采用以线性电阻元件构成的转换电阻的电阻值为基础确定该转换系数的结构，在转换系数K3和转换系数K1或K2之间，也可以抵消温度系数或半导体工艺变动等。同样地，构成I－V转换电路150的转换电阻156也使用相同的线性电阻元件，由此在该电阻值R5和转换系数K2或K1之间也可以抵消温度系数或半导体工艺变动。
若使用第一V－I转换电路110、第二V－I转换电路120和第三V－I转换电路130各自所使用的转换电阻的值R1、R2和R3，则表示输出电压Vout的上式被如下改写。
Vout＝2·｛（R3·R5）／（R1·R2）｝·｛（Vx·Vy）／Vr｝
从上式可知，通过使用由完全相同的材质构成的线性电阻元件作为第一～第三V－I转换电路110、120、130和I－V转换电路150的转换电阻，得到了抵消V－I转换电路110、120、130和I－V转换电路150中产生的转换误差的效果。
另外，在该实施方式中，向模拟乘法电路的输入加上参照信号的成分的结构，为加上分别由参照信号和乘法运算的输入信号通过V－I转换而生成的电流信号彼此的电流加算的方式，但该加算的方法不限定于此。将参照信号和乘法运算的输入信号以电压信号的状态进行加算，然后进行V－I转换的电压加算的方式，也可得到与本实施方式同样的效果。电压信号的加算可以利用使用了运算放大器和电阻元件的众所周知的电压加法电路进行。
另外，在该实施方式中，假定AGC控制所使用的参照信号为电压信号，但很显然，参照信号为电流信号的情况，不需要第三V－I转换电路130。
在该实施方式中，对作为被乘法运算的两个输入信号之一的从传感器元件的驱动电路得到的振荡信号加上参照信号，但也可以与此相反。即，构成也可以是在作为两个输入信号的另一个的对传感器元件输出进行了放大的放大信号中加上参照信号，并向乘法核心输入该加算信号和振荡信号，即使这样，也进行与上述实施方式同样的动作。该结果从乘法顺序可互换的情况也可明白。
另外，在利用图3进行了说明的检波电路32中，也可以使用输出作为图1中的两个系统的修正电流的电流α·I0的修正电流生成电路3，代替第三V－I转换电路130和修正电流生成电路300。
在该情况下，I－V转换电路150的输出电压Vout由下式得到。
Vout＝2·α·R5·K1·K2·Vx·Vy／（α·I0）
＝2·R5·K1·K2·Vx·Vy／I0
在该情况下，作为电压信号Vx和Vy的乘法结果的输出电压Vout，也不会受到电流放大率α的影响。而且，能够不受构成吉尔伯特乘法核心101的晶体管Q1～Q4的电流放大率α的影响，而高精度地得到与作为被检波信号的电压信号Vx的振幅相应的检波信号。
[模拟乘法电路的其它例子和可变增益放大器的实施方式：图6]
接着，使用图6对本发明的模拟乘法电路的其它例子和具备该模拟乘法电路的可变增益放大器的实施方式进行说明。在该图6中，对与图3对应的部分标注相同的符号，并省略它们的说明。
该实施方式中的模拟乘法电路1B由模拟乘法部100B和修正电流生成电路3构成。该模拟乘法部100B由乘法核心105和线性化电路102构成。
乘法核心105是由发射极结合的一对双极晶体管即晶体管Q1、Q2构成的差动晶体管对，将该差动晶体管对的发射极接合点作为第一输入端子Ta，将这些晶体管的基极作为第二输入端子对Tc、Td，将这些晶体管的集电极作为输出端子对Te、Tf。该乘法核心105不是吉尔伯特乘法核心。
修正电流生成电路3是与图1中说明的修正电流生成电路3相同的电路，利用具有与构成乘法核心105的晶体管Q1、Q2相同特性的第一复制即晶体管Q7的电流放大率α对定电流I0进行修正，输出两个系统的修正电流（兼作偏置电流）α·I0。
该实施方式的可变增益放大器42是根据输入第一输入端子44的直流控制信号Sc（电压值Vx）控制输入第二输入端子43的输入信号Si（电压值Vy）的增益的电路。
因此，除了上述模拟乘法电路1B之外，还具备：将输入信号Si（电压值Vy）转换成用±Iy＝±K1·Vy表示的差动电流（±Iy）的第一V－I转换电路110、将控制信号Sc（电压值Vx）转换成用Ix＝K2·Vx表示的仅为正的输出电流Ix的第二V－I转换电路120A、将模拟乘法电路1B中的乘法核心105的输出信号转换成电压信号的I－V转换电路150。
第二V－I转换电路120A是从图5所示的V－I转换电路消除了用于生成反转输出端子IOUTB和其反转输出电流的电路的电路。
来自第二V－I转换电路120A的输出电流Ix被输入乘法核心105的第一输入端子。来自第一V－I转换电路110的差动电流（±Iy）和来自修正电流生成电路300A的修正电流即电流α·I0被加上。加算结果的差动电流利用线性化电路102转换成具有电压信号Vi成分的电压差的差动信号，该差动信号被输入乘法核心105的第二输入端子对。I－V转换电路150作为输出电压Vout给予以由控制信号Sc控制的增益对输入信号Si进行了放大的电压信号。
下面，对该实施方式的作用进一步详细地进行说明。
在乘法核心105中，施加在由晶体管Q1、Q2的基极构成的第二输入端子对Tc、Td上的电压差为Vi。若设晶体管Q1的基极电流为IB1集电极电流为IC1、晶体管Q2的基极电流为IB2、集电极电流为IC2，则下式成立。VT是所谓的热电压。
[数学式1]
另外，从第二V－I转换电路120A流入乘法核心105的第一输入端子Ta的输出电流Ix，是晶体管Q1、Q2的发射极电流IE1、IE2之和，因此，下式成立。
[数学式2]
I x = I E 1 + I E 2 = 1 α · ( I C 1 + I C 2 ) = I C 1 α · ( 1 + e Vi / V T ) = I C 2 α · ( 1 + e - Vi / V T )
因此，输出电流ΔI由下式得到。
[数学式3]
ΔI = I C 2 - I C 1 = α · I x · ( 1 1 + e - Vi / V T - 1 1 + e Vi / V T ) = α · I x · tanh ( Vi 2 · V T )
另一方面，线性化电路102的晶体管Q5、Q6分别为二极管连接，因此若设晶体管Q5的发射极电压为V1、晶体管Q6的发射极电压为V2，则下式成立。Is是所谓的反向饱和电流。
[数学式4]
α · I 0 + I y = I S · e V 1 / V T α · I 0 - I y = I S · e V 2 / V T
从该式可得到关于Vi的下式。
[数学式5]
Vi = V 1 - V 2 = V T · ln α · I 0 + I y α · I 0 - I y = V T · ln ( 1 + I y α · I 0 1 - I y α · I 0 ) = 2 · V T · tan h - 1 ( I y α · I 0 )
根据这些结果，若设转换电阻156的电阻值为R5，则I－V转换电路150的输出电压Vout可利用下式得到。
[数学式6]
V out = R 5 · ( I C 2 - I C 1 ) = R 5 · α · I x · tanh ( Vi 2 · V T ) = α · R 5 · I x · tanh { 1 2 · V T · 2 · V T · tan h - 1 ( I y α · I 0 ) } = α · R 5 · I x · ( I y α · I 0 ) R 5 · I x · I y I 0
在该式右边的最后变形中，电流放大率α因分子和分母相抵消而消失。
由于Ix＝K2·Vx，Iy＝K1·Vy，因此，上式还可如下改写，即：
Vout＝R5·K1·K2·Vx·Vy／I0
R5·K1·K2为一定，I0为定电流，因此，输出电压Vout与Vx·Vy成比例。即，作为电压信号Vx和Vy的乘法结果的输出电压Vout，不会受构成乘法核心105的晶体管Q1、Q2的电流放大率α的影响，总是能够高精度地进行乘法运算。
在该实施方式的可变增益放大器42中，不受构成乘法核心105的晶体管Q1、Q2的电流放大率α的影响，而高精度地得到以利用控制信号Sc控制的增益将输入信号Si进行了放大的电压信号即输出电压Vout。
也可以将可变增益放大器42用作图2所示的物理量传感器的振荡电路20的可变增益放大器22。
[模拟乘法电路又一例子的实施方式：图8]
如以上所述，本发明的模拟乘法电路利用修正电流生成电路，生成根据模拟乘法部的晶体管的电流放大率α进行增加的修正电流，且在将该修正电流加在乘法核心的一方的输入信号中这一方面，具有有关电路结构关的特征，由此，即使构成模拟乘法部的晶体管的电流放大率α因温度等而变动，也可得到乘法结果不受该变动的影响的效果。
图7是图1所示的模拟乘法电路的框图。如上所述，在该模拟乘法电路1中，修正电流生成电路3使用作为晶体管Q1～Q4的复制晶体管的晶体管Q7或作为晶体管Q5、Q6的复制晶体管的晶体管Q8，作为根据α而增加的修正电流，生成α·I0。这种修正电流生成电路3的电路结构为生成修正电流的电路的一个例子，本发明的模拟乘法电路也可以使用生成根据电流放大率α进行增加的修正电流的、其它修正电流生成电路。
图8是使用具有与修正电流生成电路3不同的电路结构的修正电流生成电路的模拟乘法电路的一个例子的概略框图。在图8中，对与上述构成要素相同的构成要素标注相同的符号，并省略对它们的重复说明。
该实施方式的修正电流生成电路400具备：复制乘法核心401、复制线性化电路402、第一输入电流生成电路403、第二输入电流生成电路404、I－V转换电路405、比较器406、期待信号输入电路407和修正电流输出电路408。
复制乘法核心401为乘法核心105的复制，是与乘法核心105相同的电路结构，与乘法核心105的第一和第二输入端子对以及输出端子对相对应，具有第一和第二复制输入端子对以及复制输出端子对。另外，构成复制乘法核心401的晶体管是具有与构成乘法核心105的晶体管Q1～Q4相同的电流放大率α的复制晶体管。
复制线性化电路402是线性化电路102的复制。即，复制线性化电路402通过在复制乘法核心401的第二复制输入端子对的各端子和负电源（－V）之间，将分别二极管连接的（即直接连接有基极和集电极的）线性化晶体管即一对双极晶体管以与电流流动的方向为正方向的方式连接而构成。构成复制线性化电路402的这一对双极晶体管是与构成线性化电路102的晶体管Q5、Q6相同特性的复制晶体管。
复制乘法核心401和复制线性化电路402构成模拟乘法部100A的复制即模拟乘法部410（复制乘法部）。
第一输入电流生成电路403、第二输入电流生成电路404和期待信号输入电路407构成设定电路，该设定电路对第一和第二复制输入端子分别输入与规定的预备输入值相应的信号，且对比较器406输入与表示该输入值的积的规定期待值相应的期待信号。
例如，第一输入电流生成电路403可以采用将规定的输入电压Vu1转换成差动电流的V－I转换电路，该差动电流被供给到复制乘法核心401的第二复制输入端子对。同样地，例如，第二输入电流生成电路404可以采用将规定的输入电压Vu2转换成差动电流的V－I转换电路，该差动电流被供给到复制乘法核心401的第一复制输入端子对。
优选构成第一和第二输入电流生成电路403、404的V－I转换电路，分别设定为与V－I转换电路110、120相同的电路结构。例如，第一和第二输入电流生成电路403、404从外部输入输入电压Vu1、Vu2。另外，第一和第二输入电流生成电路403、404也可以在它们的内部生成预先设定的输入电压Vu1、Vu2，并对这些电压进行V－I转换。
期待信号输入电路407将与输入电压Vu1、Vu2表示的输入值彼此的积相应的期待信号输入比较器406。期待信号是表示复制乘法核心401对输入电压Vu1、Vu2给予的输出值的期待值的信号。例如，在图8所示的修正电流生成电路400中，期待信号输入电路407是与比较器406的输入连接且从外部施加电压Vs的端子。在该情况下，电压Vs基于输入电压Vu1、Vu2由用户等生成，并施加于该端子。另外，期待信号输入电路407也可以是基于从外部输入的信号生成电压Vs的电路。另外，期待信号输入电路407也可以是在其内部与预先设定的输入电压Vu1、Vu2对应地作为期待信号生成预先设定的电压Vs的电路。
I－V转换电路405和比较器406构成比较电路，该比较电路中，复制乘法核心401将与作为输入电压Vu1、Vu2表示的输入值彼此的乘法结果而输出的差动电流相应的尝试输出信号与期待信号进行比较并输出比较结果信号。
I－V转换电路405将从复制乘法核心401输出的差动电流转换成作为尝试输出信号的电压Vu3，输入比较器406。比较器406将电压Vu3与电压Vs进行比较，输出表示它们的大小关系的比较结果信号。
修正电流输出电路408生成修正电流ICR1和作为该修正电流的复制的复制修正电流ICR2。修正电流ICR1与上述的实施方式同样，是加算在乘法核心105的第二输入端子对的修正电流。另一方面，复制修正电流ICR2加算在复制乘法核心401的第二复制输入端子对。修正电流ICR1和复制修正电流ICR2分别由两个系统各自生成，它们合在一起，四个系统的电流值相等。
修正电流输出电路408以使作为尝试输出信号的电压Vu3与作为期待信号的电压Vs相等的方式，根据比较结果信号对复制修正电流ICR2进行增减，并且生成与其复制修正电流ICR2相同大小的修正电流ICR1。
在该实施方式中，即使由乘法核心105和线性化电路102构成的模拟乘法部100A的晶体管的电流放大率α产生变动，修正电流生成电路400也会以作为模拟乘法部100A的复制的模拟乘法部410给予正确的结果的方式，对复制修正电流ICR2进行反馈控制，并将该反馈控制的结果作为修正电流ICR1加算在乘法核心105的第二输入端子对上，由此，被调整为模拟乘法部100A也给予正确的乘法结果。
另外，模拟乘法部100A所产生的电流放大率α以外的变动在模拟乘法部410也同样地产生。因此，该实施方式的修正电流生成电路400能够得到消除了电流放大率α以外的变动的影响的乘法结果。
也可以将图8所示的模拟乘法电路例如用于如图2所示的物理量传感器的检波电路。根据图2的检波电路，以上说明了通过将修正电流设定为与参照信号的电压值Vr成比例的电流值，能够减弱电压信号Vx、Vy的电压值与参照信号的电压值Vr成比例时的输出电压Vout的Vr依赖性，具体而言为抑制对Vr的比例。在图8所示的修正电流生成电路400中，通过使电压Vs和输入电压Vu1、Vu2成为具有与电压值Vr成比例的电压值的电压信号，从修正电流输出电路408输出与电压值Vr成比例的修正电流，由此，能够得到抑制了物理量传感器的输出电压Vout出现参照信号的变动部分的上述效果。
以上，对本发明的最佳实施方式进行了说明，但显然本发明不限定于此，可以对各实施方式的结构进行适当追加或者省略，或进行变更。另外，也可以在不矛盾的范围内将各实施方式的结构进行组合。
本发明的模拟乘法电路也可用于一般的检波电路或角速度传感器以外的物理量传感器的检波电路中。在这些检波电路中，有时不需要输入如图3所示的实施方式的参照信号，在该情况下，不需要第三V－I转换电路130。因此，只要使用如图1或图6所示的检波电路即可。
产业上的可利用性
如上所述，本发明的模拟乘法电路、检波电路、物理量传感器和可变增益放大器，用于振动型角度传感器是极其有效的。另外，本发明的模拟乘法电路、检波电路、物理量传感器和可变增益放大器，也可用于加速度传感器或磁传感器等角速度传感器以外的各种物理量传感器中。另外，使用本发明的模拟乘法电路的检波电路也可用于在电波表中接收标准时的电波信号的接收IC中的检波电路等各种检波电路，且不限于同步检波电路，也可用于外差（heterodyne）检波电路。
另外，显然本发明的模拟乘法电路也可用于输出两个信号的积的纯粹的算术用途，也可以用于倍频器或PLL电路的相位比较器等。

Claims (9)

1.一种模拟乘法电路，其特征在于，具备：
乘法核心，其至少具有一个差动晶体管对，该差动晶体管对由发射极结合的一对双极晶体管构成，将所述差动晶体管对的发射极接合点作为第一输入端子，将所述差动晶体管对的两个基极作为第二输入端子对，将所述差动晶体管对的两个集电极作为输出端子对；
线性化电路，其具有由在所述第二输入端子对分别连接有发射极的一对双极晶体管构成的线性化晶体管对，所述线性化晶体管对的各基极和各集电极分别与规定的电源连接；和
修正电流生成电路，以各晶体管的集电极电流相对于发射极电流之比定义电流放大率，其将与所述差动晶体管对的各双极晶体管的电流放大率成比例的修正电流加在施加至所述第二输入端子对的信号上。
2.如权利要求1所述的模拟乘法电路，其特征在于：
所述修正电流生成电路具有作为所述差动晶体管对的各双极晶体管的复制的第一复制晶体管，基于通过向所述第一复制晶体管的发射极流过规定的偏置电流而从所述第一复制晶体管的集电极得到的电流，生成所述修正电流。
3.如权利要求2所述的模拟乘法电路，其特征在于：
所述修正电流生成电路具有作为所述线性化晶体管对的各双极晶体管的复制的第二复制晶体管，
所述第二复制晶体管的发射极与所述第一复制晶体管的基极连接，所述第二复制晶体管的集电极和基极分别与规定的电源连接。
4.如权利要求1所述的模拟乘法电路，其特征在于：
所述修正电流生成电路具备：
复制乘法部，其为所述乘法核心和所述线性化电路的复制，具有作为所述第一输入端子、所述第二输入端子和所述输出端子各自的复制的第一复制输入端子、第二复制输入端子和复制输出端子；
比较电路，其将与来自所述复制输出端子的输出相应的尝试输出信号与期待信号进行比较，输出比较结果信号；
设定电路，其对所述第一复制输入端子和所述第二复制输入端子分别输入与规定的预备输入值相应的信号，且将与表示该输入值的积的规定的期待值相应的所述期待信号输入至所述比较电路；和
修正电流输出电路，其生成所述修正电流和作为该修正电流的复制加在施加至所述第二复制输入端子对的信号上的复制修正电流，
所述修正电流输出电路，根据所述比较结果信号增减所述修正电流和所述复制修正电流，以使所述尝试输出信号与所述期待信号相等。
5.如权利要求1～4中任一项所述的模拟乘法电路，其特征在于：
所述乘法核心具有两个所述差动晶体管对，将两个所述差动晶体管对各自的发射极接合点作为第一输入端子对，在两个差动晶体管对相互间使两个基极彼此相互结合并作为所述第二输入端子对，在两个所述差动晶体管对相互间使两个集电极彼此相互结合并作为所述输出端子对。
6.一种可变增益放大器，其特征在于：
具备权利要求1～4中任一项所述的模拟乘法电路，
向所述第一输入端子输入直流控制信号，
向所述第二输入端子输入输入信号，
基于所述输出端子的输出信号得到可变信号。
7.一种检波电路，其特征在于：
具备权利要求5所述的模拟乘法电路，
向所述第一输入端子和所述第二输入端子的任一方输入振幅一定的交变信号，向另一方输入被检波信号，
基于所述输出端子的输出信号得到检波信号。
8.一种物理量传感器，其具有：将从外部施加的物理量转换成电信号的振动器、输出参照信号的参照信号生成电路、基于所述参照信号使所述振动器振荡的振荡电路和基于来自该振荡电路的振荡信号对来自所述振动器的输出信号进行检波的检波电路，
该物理量传感器的特征在于：
所述检波电路为权利要求7所述的检波电路，所述交变信号为所述振荡信号，所述被检波信号为来自所述振动器的输出信号。
9.如权利要求8所述的物理量传感器，其特征在于：
所述修正电流生成电路基于所述参照信号生成所述修正电流。
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