CN103457601A - 共用参考晶体系统 - Google Patents

Abstract

本公开涉及共用参考晶体系统，其中，通信系统的一个实施方式包括晶体振荡器，被配置为输出参考时钟；蜂窝射频（RF）以及基带锁相环，被配置为在蜂窝模块内接收参考时钟并且在操作蜂窝模块的期间，补偿所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝本地振荡器信号之间的所计算的频率误差；全球定位系统（GPS）频率补偿电路，被配置为在GPS模块内接收参考时钟并且在操作GPS模块的期间补偿所计算的频率误差；以及温度感测电路，包括多个感测电阻器，并且被配置为输出与转换为频率偏移的参考晶体的温度对应的信号，其中，（GPS）频率补偿电路被配置为偏置频率偏移并且输出温度补偿的信号，以满足GPS时钟频率要求。

Description

共用参考晶体系统

技术领域

本公开总体上涉及用于共集成通信系统和独立系统的参考晶体振荡器。

背景技术

近年来，蜂窝通信解决方案已经转换成成本更低的未补偿的石英压电晶体解决方案。然而，由于GPS系统严格的最大频率转换速度和最大的频率步进变化要求，所以这些低成本（晶体）蜂窝解决方案不能本质地转换成单个移动平台内的蜂窝和全球定位系统（GPS）的系统所共用和共享的低成本（未补偿的）晶体解决方案。在现有技术的实施方式中，GPS系统严格的最大频率转换速度和最大的频率步进变化要求通常需要包含温度补偿晶体振荡器（也称为TCXO），以用作GPS系统的参考振荡器。该TCXO要求通常适用于独立式GPS系统和共集成GPS和蜂窝系统。

发明内容

本公开提供了一种系统，包括：未补偿的晶体谐振器，被配置为将频率源提供给晶体振荡器；温度传感器，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式作为温度的函数而变化，并且被配置为测量当前温度；晶体振荡器，被配置为为蜂窝模块和全球定位系统（GPS）模块输出参考时钟频率信号；可编程蜂窝射频（RF）锁相环，被配置为在蜂窝模块内接收晶体振荡器的参考时钟信号，并且在蜂窝模块的操作期间，补偿蜂窝接收的下行链路信号和蜂窝本地振荡器（LO）信号之间的所计算的频率误差；可编程蜂窝基带数字锁相环，被配置为根据所计算的频率误差生成补偿时钟，用于基带频率信号发送；可编程GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器，被配置为接收参考时钟信号并且能够接收与所估计的频率误差对应的参考时钟频率误差估计信号，并且通过从GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿输出信号；温度感测电路，被配置为输出与由温度传感器表示的当前温度基本上成比例的信号；分析温度传感器模型，被配置为接收温度感测电路的输出信号并且将温度感测电路的输出信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将温度传感器电阻估计转换为晶体谐振器参考振荡器温度估计；分析晶体参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收分析温度传感器模型的温度传感器电阻估计，并且通过根据校准的温度-频率（temperature-to-frequency）特性曲线的晶体谐振器温度和参考振荡器频率偏移之间的一对一映射，将温度传感器电阻估计转换为频率偏移估计，其中，可编程GPS RF锁相环、可编程GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合进一步被配置为接收频率偏移估计，并且通过从GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿输出信号的频率、输出信号的相位或者这两者的组合，从而允许GPS RF锁相环、GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合输出基本上进行温度补偿了的频率信号，以精确地处理所接收的卫星GPS信号，其中，温度感测电路包括电阻分压器电路、运算放大器、反馈电阻器、电压偏移电阻器、以及模数转换器（ADC），其中，电阻分压器电路进一步由温度传感器电阻元件和多个开关感测电阻器构成。

优选地，晶体振荡器对于蜂窝模块、GPS模块以及温度感测电路自由运转。

优选地，晶体振荡器包括数字控制晶体振荡器（DCXO），被配置为接收参考时钟信号并且在GPS模块的操作期间，补偿参考时钟信号中的频率误差，其中，频率误差包括温度漂移的误差。

优选地，温度感测电路通过单端实现方式来实现。

优选地，温度感测电路通过差动实现方式来实现。

优选地，温度传感器包括与未补偿的晶体谐振器集成的热敏电阻。

优选地，温度感测电路集成在GPS模块内。

优选地，温度感测电路集成在具有蜂窝GPS组合系统的集成芯片上。

优选地，温度感测电路位于GPS模块或集成芯片上的蜂窝GPS组合系统的外部。

优选地，温度感测电路包括多个感测电阻器，每个感测电阻器被设计成覆盖从-30°C到85°C的子集温度区域。

优选地，该系统进一步包括：曲线拟合的多个区段，用于将晶体频率偏移对温度与对应于整个操作温度范围上的子集的每个区段拟合。

优选地，该系统进一步包括：频率测量模块，被配置为将晶体频率偏移与对应于温度测量的子集的多组多项式系数拟合，其中，非室温多项式系数源自室温多项式系数。

优选地，该系统进一步包括：频率测量模块，被配置为将晶体频率偏移与对应于温度测量的子集的多组多项式系数拟合，其中，多项式系数取决于温度。

本公开还提供了一种系统，包括：未补偿的晶体谐振器，被配置为将频率源提供给晶体振荡器；温度传感器，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式作为温度的函数而变化，并且被配置为测量当前温度；晶体振荡器，被配置为为全球定位系统（GPS）输出参考时钟频率信号；可编程GPS射频（RF）锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器，被配置为接收参考时钟频率信号并且能够接收参考时钟频率误差估计信号，并且通过从GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿输出信号；温度感测电路，被配置为输出与由温度传感器表示的当前温度基本上成比例的信号；分析温度传感器模型，被配置为接收温度感测电路的输出信号并且将温度感测电路的输出信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将温度传感器电阻估计转换为晶体谐振器参考振荡器温度估计；分析晶体参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收分析温度传感器模型的温度传感器电阻估计，并且通过根据校准的温度-频率特性曲线的晶体谐振器的温度和晶体振荡器的频率偏移之间的一对一映射，将温度传感器电阻估计转换为频率偏移估计，其中，可编程全球定位系统（GPS）RF锁相环、可编程GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合进一步被配置为接收频率偏移估计，并且通过从GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿输出信号的频率、输出信号的相位或者这两者的组合，从而允许GPS RF锁相环、GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合输出基本上进行温度补偿了的频率信号，以精确地处理所接收的卫星GPS信号，其中，温度感测电路包括电阻分压器电路、运算放大器、反馈电阻器、电压偏移电阻器以及模数转换器（ADC），其中，电阻分压器电路进一步由温度传感器电阻元件和多个开关感测电阻器构成。

本公开还提供了一种方法，包括：在蜂窝模块中耦合晶体振荡器和未补偿的晶体谐振器；在蜂窝模块内从晶体振荡器接收参考信号；由蜂窝射频（RF）锁相环和蜂窝基带PLL在蜂窝模块的操作期间补偿所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝本地振荡器信号之间的所计算的频率误差；在全球定位系统（GPS）模块内从晶体振荡器接收参考信号；由温度感测电路输出与当前温度基本上成比例的信号；以及由GPS RF锁相环、GPS基带数字控制振荡器、或者这两者的组合在GPS模块的操作期间，根据温度感测电路输出和校准的温度频率特性曲线，在整个操作温度区域上补偿由于温度漂移所造成的所计算的频率误差。

优选地，该方法进一步包括：通过分压器，将热敏电阻器的温度转换成电压，其中，分压器包括电阻器阵列，其具有将每个电阻器控制在打开或关闭状态的开关，从而分压器与处于关闭状态的任何电阻器连接，其中，在相应的从-30°C到85°C的子温度区域内，优化阵列中的电阻器的电阻值，其中，分配每个开关点的温度的最小重叠，以确保在工厂校准之后，在最差的处理差异和不确定性的情况下，在两个相邻的温度区域之间没有温度间隙。

优选地，该方法进一步包括：通过温度感测电路的模数转换器（ADC）将感测电压转换成数字读数。

优选地，该方法进一步包括：对于温度感测电路，将串联电阻值RS和热敏电阻正常电阻值RN的比率调谐成特定的目标值；以及对于温度感测电路，使用定序器为电阻器阵列内的所有电阻器调谐串联电阻和测量，以减少校准时间。

优选地，该方法进一步包括：根据一小组代表性晶体样品，表征拟合为温度的函数的温度-频率曲线中的多项式；将-30°C到85°C的温度上晶体谐振器的频率偏移拟合成具有以上依赖于温度的多项式系数的模型。

优选地，该方法进一步包括：根据一小组代表性晶体样品，表征低温的温度-频率曲线拟合系数和室温的温度-频率曲线拟合系数之间的关系；表征高温的温度-频率曲线拟合系数和室温的温度-频率曲线拟合系数之间的关系；在工厂校准的期间，根据一组频率温度测量，提取室温的温度-频率曲线拟合系数；根据通过分析一小组代表性晶体样品所获得的室温系数和特性（表征）关系，计算低温和高温的温度-频率拟合系数；以及将温度上的晶体谐振器的晶体频率偏移拟合成具有多个多项式区段的模型，其中每个区段与从-30°C到85°C的子温度区域对应。

附图说明

参照以下附图，可更好地理解本公开的多个方面。附图中的部件不必按比例绘出，而重点在于清晰地示出本公开的原理。而且，在图中，相似的参考数字表示这几幅图中相应的部分。

图1是示出了示例性系统的高级结构的系统示图，其中，共集成蜂窝和GPS系统对于它们各自的基于晶体谐振器的参考振荡器使用单独的晶体；

图2是示出了根据本公开的蜂窝和GPS系统之间的共集成（或共享）参考晶体振荡器系统的实施方式的高级结构的系统示图；

图3是与图2的共享晶体振荡器系统相关的温度感测电路的示例性实施方式的硬件配置的示图；

图4是包含与图2的共享晶体振荡器系统相关的差动分压器设计的温度感测电路的示例性实施方式的硬件配置的示图；

图5是示出了在传统的单感测/偏置电阻器设计和根据本公开的实施方式的多感测/偏置电阻器设计之间比较关于温度的温度感测电路分压器灵敏度的示图；

图6是示出了在传统的单感测/偏置电阻器设计和根据本公开的实施方式的多感测/偏置电阻器设计之间比较关于温度的温度感测电路SNR（信噪比）的示图；

图7是示出了根据本公开的实施方式的开关多传感器/偏置电阻器设计的示图，该设计对于感测电阻器具有未调谐的电阻值；

图8是示出了根据本公开的实施方式的用于电阻器调谐的技术的示图；

图9是示出了根据本公开的实施方式的开关多传感器/偏置电阻器设计的示图，该设计对于感测/偏置电阻器具有调谐的电阻值；

图10是示出了根据本公开的实施方式的示例性配置的实施方式的示图，该示例性配置用于校准温度感测电路的增益和偏置；

图11是比较温度-频率曲线拟合和传统的单区段模型对根据本公开实施方式的多区段模型的频率误差的转换的示图；

图12至图14是根据本公开的用于共享晶体谐振器的方法的各种实施方式的流程图；

图15是示出了根据本公开的实施方式的包括共集成参考晶体振荡器系统的示例性通信装置的示图。

具体实施方式

在本文中公开了某些实施方式，它们包括参考晶体振荡器系统。在一些实施方式中，在整个系统中使用单晶体振荡器，其中，单晶体振荡器102（图2）专用于独立式GPS系统或其他独立式频率敏感系统。在其他实施方式中，根据具体情况，共集成的蜂窝系统101和GPS系统108共享单晶体振荡器102（图2）。

在示例性实施方式中，单晶体振荡器102本质上并非补偿（例如，非TCXO、压控温度补偿晶体振荡器-VCTCXO，也不是数字控制晶体振荡器（DCXO））型晶体振荡器。例如，在一个实施方式中，晶体振荡器102包括未补偿的晶体谐振器和外部温度传感器（例如，热敏电阻）105或共集成（基于热敏电阻器的）热感测未补偿的晶体振荡器（TSX）。而且，在一些实施方式中，温度感测和补偿电路或模块120、122（其可位于GPS系统或模块108的外部或者与GPS系统108相集成）（例如，作为集成半导体芯片或电路的一部分）补偿由于GPS系统108内的晶体温度漂移所导致的所计算的频率误差。

在各种实施方式中，允许晶体振荡器102对于蜂窝系统101（例如，蜂窝基带系统或C-BB106、蜂窝RF系统或C-RF104等）自由运转（runfree）（即，未向其施加任何校正信号）。为了蜂窝的目的，C-BB106计算所接收的下行链路蜂窝信号和蜂窝RF系统的本地振荡器（LO）频率之间的频率误差以及源自频率误差的定时误差。然后，分别在蜂窝Rx PLL（接收器锁相环）112和C-BB的DPLL（数字PLL）110中补偿这些误差。这就允许C-BB的晶体振荡器电路（晶体谐振器102&晶体振荡器（XO）103）不受到干扰地运行，这用于C-RF系统104，且也被缓冲并与GPS解决方案或系统108共享。并行地，GPS解决方案108使用热邻近晶体谐振器102并且包括温度感测电路122的温度传感器（例如，热敏电阻）105以及温度-频率补偿软件120，该温度-频率补偿软件用于补偿GPS Rx PLL114或GPS BB数字控制振荡器（NCO）105或者两者内的温度漂移所造成的任何频率误差，从而温度补偿的GPS系统时钟可满足上述严格的要求。

温度-频率补偿软件120的实施方式包含温度转换软件模块123和温度-频率转换模块124。在各种实施方式中，温度转换软件模块123可进行电压-温度转换、电流-温度转换、或电阻-温度转换。因此，在一个实施方式中，温度转换软件模块123将温度感测电路的输出电压（或电流模式实现方式中的电流）转换成特定的温度。

这种电压/电流/电阻到温度转换考虑了热敏电阻器的电阻对（versus）温度特性，其中，温度感测电路的转移功能包括电源电压、增益、电压（电流或电阻）偏移、分压器比率等，后文中会进行讨论。此外，温度-频率转换模块124的实施方式将模块123所提供的温度估计转换成频率偏移估计，其中，频率偏移为通常由三阶多项式建模（后文中也会进行详细讨论）的基于石英晶体谐振器的参考谐振器频率对温度特性的结果。在一些实施方式中，模块123和124可组合成一个模块。

相反，在图1的示例性系统结构内，蜂窝参考振荡器电路131&133通常独立于GPS系统的参考振荡器电路134并且与其分离。尤其地，图1示出了示例性系统的高级结构，其中，共集成蜂窝和GPS系统对于它们各自的基于晶体谐振器的参考振荡器使用单独的晶体。在该图中，蜂窝系统的晶体133为低成本的晶体，其与集成的DCXO耦合，并且GPS系统的晶体134为TCXO。

而且，GPS系统的TCXO134通常定制成满足上述GPS系统严格的最大频率转换速度和最大频率步进变化要求。对于针对GPS系统定制的TCXO，三个基于GPS定制的TCXO的参考振荡器的关键性能规格为：

连续的频率输出；

最大的绝对频率偏移；以及

最大的每摄氏度的频率偏移。

为了示例性的目标，规定最后两个性能规格的值分别为2ppm和20ppb/°C。这些规定的值通常与图1的系统示图所描述的值一致，但是并非旨在限制本公开对产品的适用性，在这些产品中，相应的实际规格与上面所规定的的示例性值相同或大致基本上相同。

此外，所有物理系统（其为独立式GPS、共集成的GPS和蜂窝通信系统等）具有最大规定的内部散热，其与移动通信系统的周围环境温度相结合，会造成系统内的部件温度作为时间的函数而变化。在本公开中特别关注的是石英晶体谐振器部件的温度变化的最大和最小速率。为了示例性的目的，将该最大/最小晶体谐振器温度变化率规定为±1/2°C/秒。因此，在这些示例性规定的条件下，GPS系统的基于晶体谐振器的参考振荡器的输出频率变化的速度不超过10ppb/秒。

因此，如果基于晶体谐振器的参考振荡器的输出频率与其理想的目标（频率）值的差值不超过2ppm，并且参考振荡器输出频率变化对温度的速率不超过20ppb/°C，那么根据上述规定的示例性性能规格集成在使用TCXO参考振荡器134的GPS系统内的适用电路和算法136能够满足它们的GPS系统性能要求。对应地，如果基于晶体谐振器的参考振荡器的输出频率与其理想的目标（频率）值的差值不超过2ppm，并且参考振荡器输出频率变化与时间的速率不超过10ppb/秒，那么通过也包含上述示例性规定的温度变化的晶体谐振器最大/最小时间变化率（±1/2°C/秒），根据上述规定的示例性性能规格集成在使用TCXO参考振荡器134的GPS系统内的电路和算法136也能够满足它们的GPS系统性能要求。

在后文中，在本公开中，在指明GPS系统参考振荡器的最大绝对输出频率偏移或GPS系统参考振荡器的最大输出频率偏移速率时，在不限制本公开的范围的情况下，可使用这些规定的示例性值（2ppm和10ppb/秒），以仅仅适用于2ppm和10ppb/秒实际上为系统的指定最大值的系统中。而且，根据本公开，任何所公开的算法（例如，算法136）可实现为并且涵盖软件、固件和/或硬件。

因此，同样，如果本公开的上述复合的温度感测电路122和温度-频率补偿软件120正确地进行估计（相对于理想的固定和连续目标频率参考），那么基于未补偿的晶体谐振器的参考谐振器的频率输出（以充足的速率并且充分精确地进行取样，从而在取样间隔的期间的真实频率偏移和在取样间隔的期间所估计的频率偏差之间的总误差）不超过先前规定的示例性3ppb最大值。换言之，在用作补偿信号时，在真实的和估计的频率偏移之间的不同样品之间的误差等同于经补偿的频率输出中的不连续性，其为在取样率对于频率输出的时间变化率不足时的补偿信号。

此外，在温度-频率补偿的GPS参考频率和上述理想的固定&连续的目标频率之间的基于未补偿的晶体谐振器的参考振荡器的最大绝对频率偏移不超过2ppm。而且，在温度-频率补偿的GPS参考频率和上述理想的固定&连续的目标频率之间每秒的最大表观频率漂移不超过10ppb/秒。

然后，在这些约束条件下，在实际上由复合的温度感测电路122和温度-频率补偿软件120补偿基于未补偿的晶体谐振器的参考振荡器（位于晶体部件的外部）时，无需进行大幅修改，集成在现有技术的GPS系统内的电路和算法136也能够满足所有上述GPS系统性能要求。

刚刚提出的评论并非旨在限制本公开的对系统的适用性：该GPS电路和算法看上去与现有技术的GPS系统的GPS电路和算法相似，相反，其旨在阐述本公开的部件可容易地集成到GPS系统内，从而不需要基于TCXO的GPS系统参考振荡器134。如上所述，本公开的各种实施方式可利用外部热敏电阻或与晶体谐振器102集成（结合）的热敏电阻105。此外，在本文中描述为本公开的一部分的温度感测电路122可包括（开关）感测/偏置电阻器阵列、偏移电阻器（R_OS）、反馈电阻器、运算放大器、模数转换器（ADC）电路以及软件或硬件逻辑，以实现执行补偿算法。在另一个实施方式中，在共享晶体谐振器（例如，TSX）102时，C-BB106的实施方式计算所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝LO频率之间的频率误差以及源自频率误差的定时误差。然后C-BB106分别补偿蜂窝RX PLL（接收器锁相环）112和C-BB的DPLL（数字PLL）110中的这些误差。

可以蜂窝、GPS、或共集成蜂窝GPS组合式芯片实现的温度感测电路122和温度-频率补偿软件120的实施方式并行地补偿与晶体谐振器（例如，TSX）102耦合的晶体振荡器103（例如，DCXO）内的温度漂移所造成的任何频率误差。晶体振荡器103中的缓冲时钟然后可用作GPS系统108的参考时钟。在蜂窝和GPS系统之间共享的晶体102的该实施方式中，晶体谐振器102及其耦合的晶体振荡器103没有蜂窝系统101的频率变化；然而，通过由温度感测电路122的实施方式与晶体谐振器102耦合的晶体振荡器103，补偿参考频率，以估计晶体谐振器的温度漂移。

温度感测电路122的实施方式可通过晶体振荡器频率输出连续高达大约1-ppb分辨率的方式，估计温度漂移，晶体振荡器频率输出的最大绝对频率偏差小于先前规定的示例性2ppm，并且晶体谐振器频率输出的最大频率漂移小于先前规定的示例性10ppb/秒。在本文中所描述的各种实施方式中，假设在工厂校准并且在最初的蜂窝和GPS通电阶段补偿在室温下基于晶体谐振器的振荡器的部分之间的频率变化。

图2是示出了用于共享的参考晶体振荡器系统的实施方式的高级结构的系统示图，该系统用于共集成的移动通信系统中，其中，共享的晶体谐振器102为示例性TSX。在蜂窝系统101和GPS系统108之间共享晶体谐振器102。GPS系统108可操作用于根据所接收的全球导航卫星系统（例如，GPS、GLONASS、GALILEO等）信号确定本地信息。蜂窝系统101包括蜂窝RF（射频）系统104和蜂窝基带系统106。

虽然蜂窝系统101的可选实施方式可通过单个（未补偿的）晶体振荡器103进行操作，但是蜂窝基带106的某些实施方式可使用数字分数PLL110，并且相应的RF模拟电路104可使用分辨率足够的锁相环（PLL）振荡器112，以满足蜂窝要求。

对于蜂窝系统101，自动频率控制功能或模块（AFC）107估计本地振荡器信号和所接收的蜂窝下行链路信号之间的频率误差。将频率误差估计分别传递给DPLL110和RF PLL112，用于进行定时和频率补偿。

对于GPS系统108，为了实现自由运转的（石英）晶体振荡器电路102&103，温度感测电路122通过温度感测电路122定期测量温度漂移，根据晶体谐振器的校准温度频率特性曲线估计，将温度漂移转换成频率误差，并且将频率误差通信给GPS Rx PLL114或GPS BB NCO115（数字控制振荡器）或者这两者，以生成温度补偿的LO频率或温度补偿的BB信号。

在一个实施方式中，虽然频率误差估计源自所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝LO，但是蜂窝RF系统104内的本地时钟源和蜂窝BB系统106内的本地时钟源来自异步补偿的不同PLL110、112。因此，某些实施方式在RF-BB接口处使用速率适配器或读取/写入同步设计，以避免在一段时间内可能错过样品。在其他实施方式中，蜂窝RF104和BB106内的本地时钟源可来自相同的源，因此可同步进行补偿。

如图2中所示，本公开的实施方式利用高分辨率低噪声的温度感测电路122，用于进行GPS温度补偿，这就允许消除先前需要的GPS TCXO134。在图中，温度传感器105表示为但是不限于包含在晶体谐振器102内（或与其相结合）。在某些实施方式中，温度传感器或热敏电阻105也可位于晶体谐振器102的外部，包括热接近晶体谐振器102。

通过温度传感器或热敏电阻硬件105来利用高分辨率低噪声的温度感测电路122的实施方式。在各种实施方式中，温度感测电路122可位于GPS模块或系统108或集成电路的外部，在该集成电路上制造GPS系统。此外，在某些实施方式中，温度感测电路122可与GPS模块或系统108和/或蜂窝系统101或集成电路相集成，在该集成电路上制造GPS系统和/或蜂窝系统。在进行温度补偿之后，温度感测电路的分辨率和噪声要求能够具有足够小的剩余温度不确定性，以允许GPS解决方案补偿其RX PLL114和/或接收器通道数字时钟，从而在共享的C-BB自由运转的晶体的整个操作温度变化范围内保持卫星时钟。

包括本公开的实施方式的解决方案满足GPS系统严格的最大频率步进大小和最大的频率转换速率，同时（与蜂窝解决方案）共享单晶体谐振器102。在某些实施方式中，晶体谐振器102的特征可在于低成本的（例如，～15￠）未补偿的石英晶体谐振器元件，其用于蜂窝参考谐振器（XO）103和温度传感器105内。某些实施方式的特征也可在于，使用现在通常需要的共集成的未补偿的石英晶体谐振器和温度传感器（TSX）与VCTCXO或TCXO（例如，～75￠），以满足GPS系统严格的最大频率转换要求。虽然GPS最大频率步进大小和转换速率取决于GPS设计，但是示例性示图可为3ppb的最大步进大小和10ppb/秒的最大频率转换速率。

从历史观点上说，GPS系统要求温度补偿的晶体振荡器（TCXO）134在整个频率变化（≤±0.5ppm）上具有较紧密的公差，但是在最大频率转换（≤±10ppb/秒）时，具有极其紧密的公差。在蜂窝系统101与GPS系统108不共集成时或者在蜂窝101和GPS系统108不共享基于石英晶体谐振器的参考振荡器时，TCXO134的成本基本上为高于目前满足蜂窝系统要求的未补偿的石英晶体谐振器的成本60￠溢价。

本公开的实施方式有利地能够允许共集成的GPS和蜂窝解决方案第一次共享单个石英晶体谐振器102，这在晶体谐振器（在某些实施方式中，不包括共集成的温度传感器105或用于进行温度补偿的热敏电阻硬件）内不包括电压控制或温度补偿，从而从该解决方案的材料清单中消除VCTCXO或TCXO部件。

最终，所公开的实施方式的目的在于，提供动态参考振荡器频率估计，这些估计精确到十亿分之几（ppb）的等级并且以充分的速率捕获这些估计，以也提供ppb级参考振荡器频率转换分辨率。在正常的操作下，由代理使用温度测量进行频率估计。这些温度测量控制前所未有的灵敏度以及大幅提高的温度感测电路122SNR（信噪比），其包括所有噪声源，尤其包括闪烁（1/f）噪声和白噪声，以确保在整个操作温度范围（在该示例性情况下范围是从-30°C到85°C）内，在千分之一度（毫度）的级别上精确、敏感、以及定量地进行温度估计。

为此，在一个实施方式中，将图3的硬件配置用作模板，来评估温度感测和参考振荡器频率估计能力。尤其地，图3是根据本公开的图2的温度感测电路122和共享晶体振荡器系统（例如，晶体谐振器102&晶体振荡器103）的示例性实施方式的硬件配置的示图。如下所述，这也用作检测电路122的工厂调谐和校准的示例性实施方式。

图3中简化的分压器不将实施方式限于单端设计，如图3中所述。图4示出了嵌入电阻电桥内的（差动）分压器，其可用于本公开中所描述的温度感测电路的实施方式中。在差动设计的一个实施方式中，如图4中所示，电阻器R_Bias标称地等于热敏电阻器的标称电阻R_N，并且电阻器R_OS1和R_OS2相等。在该实施方式中，对于高于T₀的温度，放大器输出低于中间电源，并且对于低于T₀的温度，放大器输出高于中间电源。在另一个实施方式中，不同的R_OS1&R_OS2电阻值用于相对于标称温度影响偏移电压。在图4的差动分压器实现方式中，由一组可开关的并联R_Bias电阻器，实现在本公开中所描述的多R_Sense设计。

如上所述，参考振荡器的频率随着温度变化，这主要是因为石英晶体压电电容谐振，其次因为振荡器平方律温度相关性。晶体的电容谐振次级振荡器效应和温度之间的复合关系通常由等式1的三次多项式描述。

f_REF=p₀+p₁T+p₂T²+p₃T³      （等式1）

参数或系数（p₀、p₁、p₂、p₃）用于拟合基于特定的石英晶体谐振器的参考振荡器的温度-频率偏差特性。为了提供感测电路设计的分析详情，需要设置通常所接受的模型，用于在该设计中描述晶体频率偏差和热敏电阻温度频率关系。

对于温度传感器或热敏电阻105的特征，Steinhart-Hart等式通常被确认为最精确的表达式，以描述指定的热敏电阻器的温度电阻关系，由以下等式表示

$\frac{1}{T}=a+b\·\ln \left(\frac{R_{\mathrm{NTC}}}{R_N}\right)+c\·{\ln }^2\left(\frac{R_{\mathrm{NTC}}}{R_N}\right)+d\·{\ln }^3\left(\frac{R_{\mathrm{NTC}}}{R_N}\right)$       （等式2），

$R_{\mathrm{NTC}}=R_N\exp [A+\frac{B}{T}+\frac{C}{T^2}+\frac{D}{T^3}]$       （等式3），

其中，R_N为标准化电阻，通常在（T₀）室温下限定为热敏电阻或传感器的电阻，表示为开尔文度（K）。此外，这四个参数（a、b、c和d）和（A、B、C和D）用于拟合特定热敏电阻器的耐温特性。虽然在较大的温度范围上不太精确，也使用以下更简单的表达式。

$\frac{1}{T}=\frac{1}{\mathrm{\β}}\ln \left[\frac{R_{\mathrm{NTC}}}{R_N}\right]+\frac{1}{T_0}$       （等式4），

$R_{\mathrm{NTC}}=R_N\exp \left[\frac{\mathrm{\β}(T_0-T)}{T_0\·T}\right]$       （等式5），

其中，Beta（β）由以下等式表示

$\mathrm{\β}=\frac{T_0\·T}{T_0-T}\ln \left[\frac{R_{\mathrm{NTC}}}{R_N}\right]$       （等式6）。

并且，在等式2和3中，变量R_NTC、R_N、T&T₀的定义未变化,。为了本公开的目标，仅仅使用Steinhart-Hart等式（等式2和3）。

返回看图3，描述了示例性温度感测电路122的高级部件图表/设计。在本文中，分压器用于将热敏电阻器的电阻变化（与温度比较）转换成可数字化的电压。如随后所显示的，分压器电路内的热敏电阻器的最佳状态为几个变量的函数，因此，必须根据具体系统的要求进行确定。在模数转换器ADC之前，非反相运算放大器（A）用作增益放大器和阻抗缓冲器。

为了实现满足上述严格的GPS最大频率步进大小和最大频率转换要求或公差所需要的预期温度-频率补偿精度，温度感测电路的一个最重要的特性在于温度感测电路ADC的输入电压对频率变化的灵敏度

其为由以下主要要素构成的复合（非标准化的）灵敏度。

${\tilde{S}}_{\mathrm{ADC}}^{\mathrm{Frequency}}=G\·\frac{{\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}}^{\mathrm{Resis}\tan \mathrm{ce}}\·{\tilde{S}}_{R-\mathrm{Thermistor}}^{\mathrm{Temperature}}}{{\tilde{S}}_{{\mathrm{XO}}_{\mathrm{Frequency}}}^{\mathrm{Temperature}}}=G\·\frac{{\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}}^{\mathrm{Temperature}}}{{\tilde{S}}_{{\mathrm{XO}}_{\mathrm{Frequency}}}^{\mathrm{Temperature}}}$       （等式7）

G表示位于电阻分压器电路和用于将温度感测电路的电压信号数字化的模数转换器（ADC）之间的放大器（A）的电压增益（通常为单一或更多）。该增益函数放大指定的电压V_Sense。

除了增益函数的阻抗缓冲好处以外，大于单个的增益还旨在放大所关注的温度感测信号，从而增大ADC输入处所需要的最大可分解的电压，用于通过等式7将规定的Δ-温度（ΔT）分辨率转换成Δ频率（Δf），这在本文中通常表示为ppb。整个温度感测函数的好处在于增大ADC有效的LSB（最低有效位）电压和减小ADC有效位数（ENOB）。除了放大所关注的所需信号（即，热敏电阻器温度的变化造成的热敏电阻器的电阻变化所引起的电压变化）以外，放大器增益也放大了其输入终端上呈现的噪声。

关于放大的噪声，温度感测电路的主要噪声源通常为闪烁和热噪声。它们的相对大小取决于频谱频率范围，在该范围上，积分噪声源的频谱密度。该频谱频率范围的下限由GPS系统的内部延迟锁定环（DLL）、频率锁定环（FLL）、锁相环（PLL）以及滤波设计等内所使用的最大积分/累积次数控制，并且该频谱频率范围的上限由温度感测电路的取样率控制。为了示例性的目的，将积分噪声源的频谱频率间距规定为0.2Hz到450Hz。对于该示例性频谱频率间距，在85°C的温度下，100kΩ电阻器的等效（RMS）热噪声电压为～0.95μV。

接下来，假设示例性温度感测电路的ADC为18比特，其有效位数（ENOB）为161/2比特，那么ADC的理论SNR为～101dB。而且，假设示例性温度感测电路ADC的最大输入范围为1.2V，那么通过理论SNR计算的（RMS）噪声电压为～3.75μV。为了进行比较，市场上可购买到的低噪低功率运算放大器或运算放大器（如Texas Instruments OPA333）可实现～1.25μV的等效闪烁噪声电压（从0.2Hz到450Hz进行积分）。

结果，假设运算放大器输入上的该示例性温度感测电路的等效电阻大约为100kΩ，并且运算放大器的输入涉及的等效闪烁噪声电压（从0.2Hz到450Hz积分）为～1.25μV，然后，在运算放大器输入处的组合的热噪声和闪烁噪声为1.6μV（假设运算放大器的等效输入涉及的（白）电压和电流噪声源的作用可忽略不计）。因此，对于2.4V/V的增益，由于运算放大器（A）输入上的等效电阻造成的热噪声和运算放大器的输入涉及的闪烁噪声的合成的作用等于上述温度感测电路的ADC噪声。如该实例所示，温度感测电路的放大器增益通常受到放大器输入和放大器的输入涉及的闪烁噪声上的组合的等效噪声电阻的限制。

由位于一个放大器输入终端的感测/偏置电阻（R_Sense）和热敏电阻器电阻（R_NTC）的并联组合以及位于另一个放大器输入终端的电压偏移电阻R_OS和反馈电阻R_F和R_B的并联组合确定放大器输入上的等效噪声电阻。

可显示出，无论R_NTC位于高位置（即，V_Ref和V_Sense之间的终端）还是低位置（即，V_Sense和GND之间的终端），分压器电压对温度的灵敏度的大小都相同，并且由以下等式表示（例如，假设R_NTC处于顶部）

${\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}}^{\mathrm{Temperature}}=\frac{{\∂V}_{\mathrm{Sense}}^{\mathrm{Top}}}{\∂T}=\frac{-R_{\mathrm{Sense}}}{{(R_{\mathrm{Sense}}+R_{\mathrm{NTC}})}^2}\·\frac{\∂R_{\mathrm{NTC}}}{\∂T}{V}_{\mathrm{Ref}}$       （等式8），

其中，再次参照等式3的Steinhart-Hart热敏电阻器电阻对温度表达式，确定R_NTC相对于温度的导数，并且容易显示为：

$\frac{{\∂R}_{\mathrm{NTC}}}{\∂T}=-R_{\mathrm{NTC}}\·\frac{3D+2C\·T+B\·T^2}{T^4}$       （等式9）。

一种有用的代入是限定电阻比，由参数γ和表示并且由以下等式表示

$\mathrm{\γ}=\frac{R_{\mathrm{Sense}}}{R_{\mathrm{NTC}}}$       （等式10）。

现在，将

（等式9中）和γ（等式10中）代入等式8内，分压器对温度的灵敏度演变成以下形式

${\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}-\mathrm{Top}}^{\mathrm{Temperature}}=-{\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}-\mathrm{Bottom}}^{\mathrm{Temperature}}=\frac{\mathrm{\γ}}{{(\mathrm{\γ}+1)}^2}\·\frac{3D+2C\·T+B\·T^2}{T^4}{V}_{\mathrm{Ref}}$       （等式11）。

虽然在表面上，已经在等式11中影响了变量的分离，但是温度相关的热敏电阻器电阻嵌入γ内。另一方面，理解等式11中最大的变化比重所在的地方非常有用。虽然等式11中明确地涉及温度的项为热敏电阻β的（微弱）函数并且由于本项中的T（温度）以Kevin表示，所以其在操作温度范围-30°C到85°C上的变化基本上为温度的线性函数。因此，对于规定的传感电阻和热敏电阻β&热敏电阻器标称电阻，其总变化减少了涉及γ的项。因此，为了优化分压器对温度的灵敏度，将等式11内明确地涉及温度的项视为线性温度相关的度量常数（顺便提一下，其依然略微改变了γ值，通过该值，实现最佳灵敏度，但是其程度小于γ本身的值的改变）。这就使等式11的右手边的γ项（由R_N上R_Sense的比率构成）成为分压器对温度的灵敏度的表达式中的唯一参数，在设计时间可调谐该参数，因此，值得进一步注意。

为此，通过采用等式11相对于γ的导数，并且在将该导数设为等于0时，求出γ，从而分压器对温度的灵敏度（等式11）相对于γ最大化。因此，等式11相对于γ的导数容易显示为：

$\frac{\∂{\tilde{S}}_{\mathrm{Divider}-\mathrm{Top}}^{\mathrm{Temperature}}}{\∂\mathrm{\γ}}=\frac{1-\mathrm{\γ}}{{(\mathrm{\γ}+1)}^3}\·\frac{3D+2C\·T+B{\·T}^2}{T^4}{V}_{\mathrm{Ref}}$       （等式12）。

然后，将等式12设为等于0，获得分压器对温度的最大（未标准化的）灵敏度

的值γ容易显示为

γ≡1      （等式13）。

图5示出了三个示例性温度感测电路122的（未标准化）分压器对温度的灵敏度曲线对（versus）温度。对于图5的三个示例性温度感测电路122中的每个，示例性热敏电阻特性相同，并且表示具有β～4500的热敏电阻。第一示例性温度感测电路（曲线404、曲线504（图6））使用单感测/偏置电阻器（R_Sense），跨越整个操作温度范围。第二示例性温度感测电路（曲线401、曲线501（图6））为理想化的温度感测电路，在该电路内，值γ为整个操作温度范围上的一个值。这等同于在分压器顶部和底部位置具有（匹配的）热敏电阻105。

因此，分压器对温度的灵敏度在整个操作温度范围内对于该理想化的温度感测电路122（曲线401、曲线501（图6））最大。虽然该理想化的温度感测电路（曲线401、曲线501（图6））没有实用性（因为其分压器感测电压在整个操作温度范围内恒定），但是该理想化的温度感测电路确实示出了相对于单感测/偏置电阻器实施方式可提高分压器对温度的灵敏度的程度（例如，在图5（曲线404）和图6（曲线504）中示出）。图5的第三示例性温度感测电路由五根曲线（曲线402、曲线502（图6）；曲线403、曲线503（图6）；曲线404、曲线504；曲线405、曲线505（图6）；以及曲线406、曲线506（图6））的合成构成，在后文中表示为图6中的曲线507，并且其为本公开的一个可能的实施方式，其中，五个（开关）感测/偏置电阻器（每个电阻器由唯一固定的电阻值构成）集成在温度感测电路内，这五个（开关）感测/偏置电阻器中的每个设计成跨越温度感测电路的整个操作温度范围的仅仅一部分，温度感测电路的整个操作温度范围的这五部分的复合在温度感测电路的整个操作温度范围上共同提供连续的覆盖。

示例性的多R_Sense温度感测电路（曲线507）显示了本公开的多R_Sense温度感测电路结构相对于示例性单R_Sense温度感测电路（曲线504）的实施方式的显著优点。在整个操作温度范围上的多R_Sense温度感测电路的电压对温度的最小灵敏度是现有技术的单R_Sense温度感测电路（曲线504）的最小电压灵敏度的大约四倍，即，对于多R_Sense温度感测电路，在-30°C下为～25mV/°C&在85°C下为～17mV/°C，而对于单R_Sense温度感测电路，在-30°C下为～4.3mV/°C&在85°C下为&～4.6mV/°C，这表示在-30°C&85°C的提高分别好于14.6dB&11.9dB。

图6示出了现有技术的单感测/偏置电阻器设计以及本公开的多感测/偏置电阻器设计的实施方式的ADC处的示例性温度感测电路（ADC输入涉及的）信噪比（SNR）。单R_Sense&多R_Sense温度感测电路设计分别使用1.1V/V&1.8V/V的增益。单R_Sense和设计的增益更小，这是因为这些示例性温度感测电路采用固定的增益和电压偏移，这最终造成可允许的总ADC输入电压范围限制单R_Sense温度感测电路的最大增益。对于本公开的多R_Sense温度感测电路结构122的固定增益和固定电压漂移例示，并非这种情况。

无论无何，如图6所示，多R_Sense温度感测电路结构的该实施方式相对于现有技术的单R_Sense温度感测电路结构，使检测电路的最大SNR提高了14dB（在-30°C和85°C的温度极限附近）。对于这两种设计，噪声积分带宽为但不限于0.2Hz到450Hz；上面所表示的3.75μV用作但不限于用作ADC输入噪声；并且对于增益放大器，采用但是不限于采用市场上可购买到的Texas Instruments OPA333运算放大器的噪声特性。

在等式7中基于晶体谐振器的参考振荡器的频率对温度的灵敏度

仅仅为等式1相对于温度的导数，并且可表示为

${\tilde{S}}_{\mathrm{XO}-\mathrm{Frequency}}^{\mathrm{Temperature}}=\frac{{\∂f}_{\mathrm{REF}}}{\∂T}=p_1+2p_{2}T+{3p}_3{T}^2$       （等式14）。

然而，重要的是，也要认识到，等式14中的参数p₁、p₂以及p₃在晶体谐振器的整个总体上并不固定，相反，对于任何指定的晶体谐振器类型，在不同单元之间是变化的。因此，基于（未标准化）晶体谐振器的参考振荡器频率对温度的灵敏度作为温度和晶体谐振器三阶多项式模型参数的不同单元的变化的函数而变化。

总体上，通过意义明确的次级灵敏度表达式的组合，等式7在由温度感测电路的ADC输入电压观察和数字化的温度感应的热敏电阻器电阻的变化和温度感应的基于石英晶体谐振器的参考振荡器频率变化之间建立分析关系。而且，通过等式7中也描述了的灵敏度；传统的电路&噪声分析；以及基于晶体谐振器的参考振荡器频率偏移对温度三阶多项式模式，该方法可用于优化本公开的频率对温度补偿精度的主要要素，包括但不限于温度感测电路和频率对温度模型的性能。

图7示出了示例性温度感测电路122，其中，使用开关感测电阻器阵列设计，每个感测电阻器设计成覆盖整个操作温度范围的仅仅一部分，而总共的（七个）感测电阻器跨越温度感测电路的整个操作温度范围。与每个感测电阻器对应的虚线示出了感测电阻器的标称温度跨度。关于每个感测电阻器的标称（虚）线几乎对称并且与其基本上平行的这两根线示出了必须进行以解释处理变化的显著调节。

在该示例性检测电路实施方式中，采用以下参数变动：热敏电阻器标称电阻变化：10%；（积分）感测电阻变化：（预调谐±20%&调谐后±21/2%）；电源电压变化：±5%；增益变化：±1/2%；以及输出偏移电压变化：±150μV。而且，在每个开关区域的最小和最大电阻处包含充分的重叠，以确保在电阻器的处理变化中在区域之间进行平稳转变。

通过在每个感测电阻器开关界限附近包含较窄地间隔开的垂直线，在该示例性温度感测电路122中示出了本公开的额外的特征。这些狭窄的区域形成专用重叠区域，其用于在温度在这些感测电阻器界限的任何界限上转变时，促使形成一种滞后现象。具体地，在遍历这些专用滞后巷道时，通过或不通过增大取样率，检测电路122可在一个周期内可选地对本感测电阻器取样并且然后在下一个周期内对接近的感测/偏置电阻器取样。

幸而，在温度极限处发生指定晶体谐振器的最大频率转换。实际上，在-15°C到+70°C的范围上，对于大部分关注的晶体谐振器，最大频率转换不大于-30°C和+85°C的温度极限处的晶体谐振器的最大频率转换。然而，对于图17的示例性温度感测电路122，在-20°C的温度以下发生最冷的感测电阻器范围转变，并且值得进行加速取样。然而，马上示出的是，本公开的示例性温度感测电路实施方式完全避免了在上述-15°C到+70°C的温度范围之外的感测电阻器范围转变，在该-15°C到+70°C的温度范围内，晶体的最大频率转换小于其在-30°C和+85°C的温度极限处的最大频率转换的一半。

无论如何，图7中的专用感测电阻器重叠巷道有助于确定感测/偏置区域之间的任何（校准后）剩余的偏移，这在从本感测电阻器区域转变到接近的感测/偏置电阻器区域之前可进行补偿。结果，由于通过接近的感测电阻器区域的数据生成频率误差估计之前，补偿区域之间的任何剩余偏移，所以避免非预期的不连续的频率步进。在后文中，图7中的这些专用重叠巷道称为滞后范围。

现在，返回图7的示例性温度感测电路122，出人意料地，在该示例性温度感测电路122内，集成的电阻器调谐（马上进行讨论）在21/2%以内。尽管如此，调谐后处理变化依然需要七个不同的感测/偏置电阻区域。然而，罪魁祸首并非在于与集成的感测电阻器相关联的变化。相反，其原因起源于用于调谐集成的感测电阻值的技术。

具体，在该示例性温度感测电路122中，假设并不了解该特定的热敏电阻器的标称电阻。如等式10到13所示，在每个感测电阻器值限定为目标γ值时，实现最佳性能，这在等式10中限定为被热敏电阻器的标称电阻（R_N）所除的感测电阻（R_Sense）的比率。因此，在并不了解该特定的热敏电阻器的标称电阻时，将每个感测/偏置电阻器调谐成热敏电阻器的目标标称电阻值，从而在调谐的γ值内引起相当大的不必要的变化。

通常，在某些实施方式中，在集成电路制造设施（如制造GPS108和/或蜂窝系统的集成电路104、106的设施）内，可进行电阻器校准处理。在其他实施方式中，在移动通信装置制造设施或工厂内，可选地进行校准。而且，某些实施方式可在集成电路（IC）的制造设施处执行校准程序的某些方面，同时在移动/通信制造设施或工厂内执行校准程序的其他方面。

在一个实施方式中，温度感测电路的开关感测电阻器集成在集成电路内。在该实施方式中，对于给定的目标（R_Sense/R_N）电阻比（γ），分别采用±20%和±10%作为示例性集成电路板电阻处理和热敏电阻器标称电阻分量变化，集成感测/偏置电阻器必须可调谐以用于最严重的情况的组合中（即，80%/110%和120%/90%）。如图8中所示，这使用电阻器调谐部分来完成。

在该图中，通常使用其大小改变为具有足够小的导通状态电阻的晶体管实现开关A和开关B，从而通过晶体管路径的电阻充分小于发生电短路的电阻部分。因此，在温度感测电路校准&调谐的期间，这些晶体管可被配置为高阻抗断开状态或低阻导通状态。在低阻抗状态中，基于晶体管的开关使与基于晶体管的开关并联的电阻部分有效地旁路（或短路）。

在一个实施方式中，由于上述板电阻&热敏电阻器标称电阻变化，每个感测/偏置电阻器设计成其目标值的>=138%，同时可向下调谐为其目标值的<=75%。这等同于从最大的电阻184%向下调谐为100%的目标电阻。现在假设R_Max=184%，R_Target=100%，并且进一步假设该示例性目标调谐的电阻比率公差为±2%，其中，该电阻比率公差表示为δR_Min（即，δR_Min=0.02）。因此，对于该示例性感测/偏置电阻器调谐方案，所需要的调谐状态的数量（N_States）由以下等式表示

$N_{\mathrm{States}}=\mathrm{Ceiling}[\frac{R_{\mathrm{Max}}-R_{T\arg \mathrm{et}}}{{\mathrm{\&delta;R}}_{\mathrm{Min}}}+1]=\mathrm{Ceiling}[\frac{1.84-1.0}{0.02}+1]=43$       （等式15）。

更重要的是，如果通过二进制的方式实现这些调谐状态，每个感测/偏置电阻器的调谐比特的数量就由以下公式表示

$N_{\mathrm{Bits}}=\mathrm{Ceiling}\left(\frac{1}{{\mathrm{Log}}_2[\frac{R_{\mathrm{Max}}-R_{T\arg \mathrm{et}}}{\mathrm{\&delta;}{R}_{\mathrm{Min}}}+1]}\right)=\mathrm{Ceiling}\left(\frac{1}{{\mathrm{Log}}_2[\frac{1.84-1.0}{0.02}+1]}\right)=6$

（等式16）。

然后，假设该示例性温度感测电路122由六个感测电阻器构成，总共需要36个电阻器调谐部分，这就不会引发芯片大小或复杂性的问题。在一个实施方式中，在已经重新配置硅集成电路（即调用感测电阻器调谐）（IC）从而每个感测电阻落入示例性公差内之后，再次测量每个感测电阻器（例如，使用四探针法，达到51/2的数字精度）。然后，将这些最终的感测电阻器值发送给硅IC并且由其保留，作为最终的感测电阻器值。微调感测电阻器电阻值，其在温度子区域的数量方面，对温度感测电路设计具有重要的影响。

例如，图9示出了与图7中相同的设计，只是在调谐之后，感测电阻器具有小得多的处理变化。可见，解释电阻器处理变化所需要的裕度远远小于图7中的裕度，结果，与图7相比，温度区域的数量减小。

在另一个温度感测电路实施方式中，在以集成电路实现时，温度感测电路122可通过配置开关（SA、SB、SC&S0、S1、S2、…SN）实现，如图3中所示，其中，N通常为6以下。此外，外部（4点）探针垫（也如图3中所示）可集成在印刷电路板（PCB）内，包含该示例性温度感测电路122的集成电路位于该印刷电路板上。这些调节能够非常精确并且高速地校准该示例性多R_Sense温度感测电路实施方式。

可执行精校准设置的一个实施方式，其中，V_Sense（图3）可与移动电话工厂校准测试固定装置连接，并且在R_NTC（图3）处可使用连接垫，用于连接工厂精密电阻读数以及精密电压读数。对于某些实施方式，除了在温度感测电路122转换成不同的温度区域时，在正常操作的期间用于切换感测电阻器的开关以外，V_REF开关也用在芯片（OC）内。

在一个示例性实施方式中，为了精细地校准R_NTC，将所有内部感测电阻器开关和V_REF开关设为断开，并且将开关S0闭合，以使V_sense和GND短路。然后，由于任何其他可能的电阻在相同的测量垫上断开，所以可直接测量R_NTC电阻。由于运算放大器（A），所以也将ADC输入阻抗视为无穷大。

在图3中所示出的温度感测电路调节的优点很多。首先，开关SA&S0到SN的组合，允许图3中所示的热敏电阻105与图3的集成电路电隔离，其中四点探针垫位于终端V_NTC和V_Sense附近，有助于精确快速地测量热敏电阻器的电阻（通过该电阻，可计算热敏电阻器的标称电阻）。而且，使用市场上可购买到的高速51/2或61/2数字精度数字万用表，可校准该示例性温度感测电路的电阻、增益&偏移电压的余部。这与在±1/2°C以内的用于偏置的温度测量精度耦合，使得能够精确地估计特定热敏电阻器的标称电阻（主要由温度测量的不确定性限制）。例如，～4500β的热敏电阻在30°C附近改变～4.8%°C；因此，假设温度偏置在±1/2°C内，可容易地估计热敏电阻器的标称电阻在2.5%内。而且，可显示出，该2.5%的热敏电阻器的标称电阻不确定性不必转换成相应的温度测量不确定性，其中，校准的温度感测电路也用于工厂频率温度对（pair）测量的温度测量，其用于校准基于晶体谐振器的振荡器温度-频率的模型。

相反，如果晶体谐振器的校准（随后进行讨论）使用完全校准的温度感测电路122在晶体谐振器频率对温度三阶多项式模型校准和参数提取的期间估计晶体谐振器的温度，那么在通常三阶多项式模型（也随后进行讨论）的可选表示中，上述温度偏置并入温度偏移项种。基于这一点，并且如果充分精确地测量热敏电阻器的电阻和其他温度感测电路电阻&电压，那么表观的热敏电阻器的标称电阻的不确定性减小为大约< 0.8%。

在一个实施方式中，多R_Sense温度感测电路中的每个的感测/偏置电阻调谐成目标电阻比γ_Target，从而

$R_{\mathrm{Sense}}^{T\arg \mathrm{et}}=\frac{{\mathrm{\&gamma;}}_{T\arg \mathrm{et}}}{R_N^{\mathrm{Cal}}}$       （等式17），

其中，

表示热敏电阻器的校准标称电阻。在这种方法用于调谐温度感测电路的感测/偏置电阻器时，调谐后处理变化所需要的调节大幅减小，如图9的示例性实施方式检测电路122内所示。实际上，图7和图9的示例性温度感测电路122的增益相同。因此，该实施方式的校准方法（图10中进行描述）负责减小调节调谐后处理变化所需要的裕度。在数量上，这种方法负责将所需要的感测/偏置电阻器的数量从7减小为5，而不牺牲灵敏度或SNR。使用相似的方法，可逐个校准该阵列中的每个电阻器的电阻（通过其相应的开关闭合）。在一个实施方式中，在进行这种校准的期间，V_REF开关和R_s0开关断开。

参照等式10至13，R_S/R_N比率在温度估算中显然非常重要。因此，作为本文中所描述的本公开的一部分，并未如上所述，单独地校准热敏电阻R_N和串联电阻器R_S，而是更有效地将R_S/R_N比率校准在所校准的R_N值的某个百分比内。在独立于R_N校准R_S时，例如，在上述程序之后，R_S电阻可以精度0.1%在+/-5%上变化。如果R_N在10%上变化，那么R_S/R_N比率在最差的情况下可以精度0.1%改变+/-15%。在校准R_S时，与以0.1%精度R_S/R_N比率在其目标的2%内的情况一样，保证最差的情况的R_S/R_N变化在4%内（上述热敏电阻器的标称电阻不确定性造成频率漂移）。变化越低，在每个电阻器开关区域内可分配的电压范围的裕度更大，例如，跨越给定的整个操作温度范围所需要的区域越少。

第六和基本上冗余的感测电阻器（从图9的右手边开始第三个）集成在图9的温度感测电路122内。该主要冗余的感测电阻器被指定为“训练”电阻器，并且主要包括该电阻器以在工厂校准的期间，使温度灵敏度最大化。对于图9内所描述的实施方式，训练电阻器的温度灵敏度比与该训练电阻器相邻（在该图中）的标称电阻/偏置电阻器大致高25%。因此，在预期的工厂校准温度中，该训练电阻器的灵敏度最大，并且选择其值，以避免在整个晶体谐振器的频率对温度校准的期间（随后进行讨论）的范围切换，并且与现有工厂RF调谐测量交错。在某些实施方式中，一个标称感测电阻器定位成（沿着温度轴）使得通过训练电阻器不能实现其他优点，并且在那些情况下，不考虑训练电阻器。相反，在感测电阻器范围转变靠近预期的工厂校准温度范围时，其有利之处显而易见。

在某些实施方式中，多R_sense状态实现为并联电阻器，而在其他实施方式中，多R_sense状态实现为串联电阻器，利用转换开关来连接或旁路电阻器，其中，可实现较大的调谐范围。

而且，虽然与热敏电阻105相比，其速率慢得多，但是感测电阻器的电阻值R_S也随着温度变化（统称为电阻器的电阻温度系数或t_CR）。因此，对于在基本上从室温中去除的温度处进行标称操作的所有感测/偏置电阻器，补偿它们的γ_Target（即，R_Sense/R_N）值，以解释电阻的t_CR以及特定的感测电阻器的标称操作温度和室温（即，进行测量的温度）之间的温差。这样，即使在室温下调谐感测电阻，在标称操作条件下的R_S/R_N比率也为所需的（未补偿的γ_Target）值。

在示例性实施方式中，温度感测电路的校准与蜂窝基带的校准并行进行。该温度感测电路校准的主要特性时间是测试设备控制器和正在校准的移动或电子设备之间的通信，无论该控制器是在发出指令还是请求数据。要注意的是，特性时间的整体影响取决于具体的校准程序顺序。为此，以下列表强调了示例性初始温度感测电路校准顺序：

1、配置用于温度&热敏电阻器的电阻测量的测试设备和移动装置。

2、执行温度&热敏电阻器的电阻测量。

3、从所测量的温度&热敏电阻器的电阻数据计算热敏电阻器的标称电阻。

4、测量未调谐的感测电阻（重复N次，其中，N等于感测电阻器的数量）。

5、配置用于第i个感测电阻器的电阻测量的测试设备和移动装置。

6、执行感测电阻测量。

7、根据所计算的热敏电阻器的标称电阻，计算每个感测电阻器的目标值。

8、根据各自的测量和目标值，计算每个感测电阻器的调谐状态。

9、指示移动装置维持每个感测电阻器的调谐状态。

10、测量调谐的感测电阻（重复N次，其中，N等于感测电阻器的数量）。

11、配置用于第i个感测电阻器的电阻测量的测试设备和移动装置。

12、执行感测电阻测量。

13、配置用于放大器输出偏移电压测量的测试设备和移动装置。

14、请求移动装置执行V_ADC测量并且将结果发送给测试设备控制器。

15、由数字万用表（DMM）执行放大器输出偏移电压测量。

16、配置用于放大器增益测量的测试设备和移动装置。

17、请求移动装置执行V_ADC测量并且将结果发送给测试设备控制器。

18、由DMM执行放大器增益测量（即，V_Sense和V_ADC的DMM测量）。

19、发送给并且指示移动装置保存：热敏电阻器的标称电阻、所有调谐的感测电阻、放大器增益&放大器输出电压偏移。

20、配置用于标称温度感测测量的测试设备。

21、指示移动装置执行标称温度估计并且将结果发送给控制器。

22、执行V_REF、V_Sense、&V_ADC（亦称为V_MUX）DMM测量并且计算温度估计。

23、比较控制器和移动装置温度估计以及设置状态（即，成功/失败）

24、将温度感测电路校准完成和状态通信给移动装置。

假设所考虑的温度感测电路122由六个感测电阻构成，则例如，总校准时间为大约2.5秒。然而，一旦识别“最佳”程序，那么硬件（HW）配置状态顺序以及每个HW配置状态中的驻留时间在此后基本上未变化。因此，在一个实施方式中，通过在IC内实现温度感测电路HW配置和测量定序器，可消除测试设备控制器和移动装置之间的大部分通信，其中，HW配置序列以及每个配置处的驻留时间可编程。而且，假设具有六个感测电阻器，定序器可消除在上述所列程序中所指出的测试设备控制器和移动装置之间的多个通信，从而将整个温度感测电路测试时间从～2.5秒减小为小于3/4秒，很可能进一步进行减小。即使该定序器用于与现有蜂窝校准并行执行温度感测电路校准，也可理想地减小该测试时间。

一旦校准热敏电阻器和温度感测电路的感测电阻器，则测试固定装置、设备或上述定序器可切换连接，以继续校准增益和偏移，如图10中所示。在进行这种校准的期间，V_REF开关保持断开，而R_s1连接。施加在图3的终端V_Sense处的（V_Sense1和V_Sense2）处的电压值，并且读取和记录相应的ADC输出（V_ADC1和V_ADC2）。增益和偏移误差可计算为

$\&PartialD;G=\frac{V_{{\mathrm{ADC}}_1}-V_{{\mathrm{ADC}}_2}}{(V_{{\mathrm{Sense}}_1}+\&PartialD;V_{{\mathrm{Sense}}_1})-(V_{{\mathrm{Sense}}_2}+\&PartialD;V_{{\mathrm{Sense}}_2})}-G$       （等式18）

${\&PartialD;V}_{{\mathrm{ADC}}_{\mathrm{offset}}}=(G+\&PartialD;G)(V_{{\mathrm{Sense}}_1}+\&PartialD;V_{{\mathrm{Sense}}_1})-V_{{\mathrm{ADC}}_1}$       （等式19）。

在某些实施方式中，温度感测电路校准可仅通过芯片组内部测量和计算完成。

已经根据本公开描述了本设计以及用于多电阻器温度感测电路122的相关校准的实施方式，下一个步骤是，描述改善的基于晶体谐振器的振荡器的频率温度特性曲线拟合。如等式1中所示，基于晶体谐振器的振荡器频率偏移通常由三阶多项式等式建模。虽然频率偏移的上下限通常由晶体制造商提供，但是真实的频率偏移可作为温度的函数在不同的单元之间大幅变化。为了了解特定供应商的晶体特性，通常从供应商中获得较小的代表性数量的样品，进行定性并且详细进行研究。

在通常的实践中，一组三阶多项式参数（系数）用于将基于晶体谐振器的参考振荡器频率偏移对温度拟合到跨越‐30°C到85°C的整个温度区域的通用三阶多项式。因此，重要的是，考虑这种普通模型在本应用中不适当的原因。这种考虑因素由在本公开中早期识别的两个关键严格的GPS系统要求所主导：

所有参考振荡器不连续步骤必须不超过规定的最大值，为了进行示例性的目的，已经将该最大值规定为值3ppb；

参考振荡器的频率偏移（相对于理想的固定参考）累积速率必须不超过规定的最大值，为了进行示例性的目的，也已经将该最大值规定为值10ppb/秒。由于实际的热质量和最大的功耗问题，在移动通信系统温度转换上，通常将1/2°C/秒规定为上限是安全的。因此，最大参考振荡器的频率转换相对于示例性最大值被规定为20ppb/°C的温度可重新表示为最大参考振荡器的频率偏移累积速率。

现在，在一个实施方式中，这些考虑因素用于温度补偿自由运转的基于晶体谐振器的参考振荡器103的任务中，其与温度漂移的绝对频率偏移可高达10到15ppm。由于已经示出了本公开的上述多R_Sense温度感测电路讨论和例示，所以完全可实现1m°C（即，千分之一摄氏度）温度感测电路的可重复性。该功能与大约1000ppb/°C的候选的基于晶体谐振器的参考振荡器的最大频率转换良好地调准。这种功能与1/2°C/秒的最大移动通信系统温度转换以及～500Hz的温度感测电路的有效取样率耦合，完全能够确保对于最大参考振荡器不连续的步骤满足甚至基于晶体谐振器的参考振荡器103的通常的固定参数通用三阶多项式拟合。

因此，即使通过单个区段（section）拟合（即，在整个操作温度范围上固定的三阶多项式参数），绝对误差也非问题，其中，绝对误差可在+/-200ppb内。现有GPS滤波功能容易估计和补偿这些（比较）缓慢演变的误差。相反，真正的问题在于最大的误差累积速率，其对于基于晶体谐振器的参考振荡器模型通过每摄氏度的频率误差累积最佳地进行表示（即，示例性值20ppb/°C），这是因为这些单元自然地用于频率对温度的模型并且等同于频率对温度的导数。

从系统的角度来看，可适当地将示例性最大频率误差累积值20ppb/°C视为分配给各种频率误差累积源的GPS系统的总预算，其中，基于晶体谐振器的参考振荡器模型接收该预算的大部分。在该示例性实施方式中，晶体模型被分有14ppb/°C（总预算的70%）。如图11中所示，发现普通的三阶模型始终超过频率误差累积预算，如图11的实线曲线所示。

这种情况成为推进三阶多项式模型改善的动力，这些改善不仅满足14ppb/°C的频率误差累积分配，但是也可通过确保可从最小的工厂测量中分析地提取整个产品晶体频率对温度模型的方式制定，其中最小的工厂测量与现有工厂RF调谐和校准测量热分布兼容。该方向的第一步骤在于将等式1的通用三次多项式转换成包括偏移变量T₀的形式，其中，将二次项抑制为由以下等式表示

f_REF=p₀'+p₁'(T-T₀)+p₃'(T-T₀)³      （等式20）。

由于由卡丹（Cardan，1501-1576）提出，所以该公式化并不新颖。实际上，在等式1的参数p₀、p₁、p₂和p₃以及等式20的参数p₀’、p₁’、T₀和p₃’之间具有一一对应。T_Offset三次多项式公式化相比于等式1的通常（p₀、p₁、p₂、以及p₃）三次多项式公式化具有两个明显优势。首先，在所有频率对温度测量中，具有内在的温度偏置，并且通过使用T_Offset三次多项式公式化，在解释这种不确定性时不需要额外的变量。如上所述，在热敏电阻105校准的标准化电阻和温度偏移之间也具有偶然的（线性）对应（如果充分精确地校准温度感测电路和热敏电阻器标称电阻）。这与在Steinhart-Hart等式（等式2&3）中体现的热敏电阻器的电阻与温度之间的表面上（较强的）线性关系无关。

T_Offset三次多项式公式化的第二个明显的优点在于，其相对于温度（T）的导数为抛物线，其中，该抛物线关于T_Offset对称。通过在进行晶体模型的频率温度参数提取测量之前，校准热敏电阻标准化的电阻和整个温度感测电路122（适当精确地），并且进一步将温度感测电路122用于上述频率温度参数提取测量的温度测量部分中，可显示出，热敏电阻标准化的电阻不确定性和温度测量偏置可结合成单个温度偏置项，这就在提取基于晶体谐振器的参考振荡器三次模型（分析）参数时，嵌入T_Offset项内。

通过所建立的基于晶体谐振器的参考振荡器建模技术的这些初步方面，在一个实施方式中，通过建立三次（T_Offset公式化）多项式模型的温度相关的参数关系，实现进一步改善（相对于普通的三次多项式模型）。在一个实施方式中，基本上中间的导数确实为（数字）中心差分，由以下等式表示

$\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{Ref}}}{\mathrm{dT}}\&ap;\frac{f_{\mathrm{Ref}}(T+\mathrm{\&Delta;T})-f_{\mathrm{Ref}}(T-\mathrm{\&Delta;T})}{2\mathrm{\&Delta;T}}$       （等式21），

并且用于整个基于晶体谐振器的参考振荡器代表性样品总体的表征数据。随后，所产生的数据被指定为基于晶体谐振器的参考振荡器代表性样品总体差分数据或差分数据。随后，（等式21的）大致中间的导数被指定为数字中心导数。此外，等式20的三次（T_Offset公式化）多项式模型的（精确的）导数由以下等式表示

$\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{dT}}={p_1}^{\&prime;}+3{P_3}^{\&prime;}{(T-T_0)}^2$       （等式22）。

随后，三次（TOffset公式化）多项式模型的（精确的）导数被指定为（T_Offset公式化）抛物线模型。用于样本总体的每个样品的样品数据现在由表征数据组和差分数据组构成。

通过如下编码所关注的温度相关的参数，完成用于将在本文中指定为多项式方法的指定参数的温度相关性进行编码的技术，

$p_i^{\&prime;}=p_{i_{\left(0\right)}}^{\&prime;}\left(1+p_{i_{\left(1\right)}}^{\&prime;}(T-T_0)+p_{i_{\left(2\right)}}^{\&prime;}{(T-T_0)}^2+...+p_{i_{\left(n\right)}}^{\&prime;}{(T-T_0)}^n\right)$       （等式23），

其中，

被指定为p_i′参数的温度相关的子参数。用于确定指定的三次多项式参数的温度相关性的技术包括但不应限于诸如线性回归、多项式回归、主分量的方法。而且，如果该参数位于相应的模型（即，用于频率域的等式20的三次多项式模型、用于差分频率域的等式22的抛物线模型、或者在双差分频率域的情况中的相对于温度采用等式22的部分导数而获得的线性模型）中，则基于晶体谐振器的参考振荡器的样本总体的频率对温度数据（被指定为晶体样品频率域数据）、晶体样品频率域数据的数字中心导数（被指定为晶体样品差分频率域数据）、或晶体样品差分频率域数据的数字中心导数（被指定为晶体样品双差分频率域数据）就可用于确定三次多项式参数的温度相关性。

在一个实施方式中，基于晶体谐振器的参考振荡器的最终温度相关的三次（T_Offset公式化）模型采用以下形式

$f_{\mathrm{Ref}}\left(T\right)=p_{0_{\left(0\right)}}^{\&prime;}+p_{1_{\left(0\right)}}^{\&prime;}(1+p_{1_{\left(1\right)}}^{\&prime;}(T-T_0))(T-T_0)+\left(({\mathrm{\&alpha;}}_{\left(\mathrm{1,3}\right)}{p}_{1_{\left(0\right)}}^{\&prime;}+p_{3_{\left(0\right)}}^{\&prime;})(1+p_{3_{\left(1\right)}}^{\&prime;}(T-T_0))\right){(T-T_0)}^{\text{3}}$

（等式24）。

对于该示例性温度相关的三次模型，参数

表示参数p₁′&p₃′之间的相关性。而且，使用代表性样品总体数据（包括其数字中心导数），确定等式24中的参数

并且为了进行制造，在此后进行固定，使参数

从某些（大约4以下）工厂频率和温度测量对中分析地提取。在至少一个实施方式中，这些工厂频率和温度测量对与先前现有的工厂测量（如蜂窝系统的RF调谐和校准）交错。

在另一个实施方式中，将整个操作温度范围分成多个局部温度范围。而且，每个局部温度范围由温度的子范围构成，其与相邻的局部温度范围重叠。使用共同的样品晶体频率域数据、样品晶体差分频率域数据以及先前定义的样品晶体双频率域数据，为每个局部温度范围确定固定的参数三次（T_Offset公式化）模型。使用转换函数，将这些局部温度范围固定的参数三次（T_Offset公式化）模型中的每个共同拼接成多范围模型。

在一个实施方式中，转换函数由双曲正切函数如等式25中定义的低通（Low-pass）、带通（Bnad-pass）以及高通（High-pass）函数构成：

$\mathrm{Lowpass}\left[T_{\mathrm{LP}}\right]=\frac{1}{2}(1+\mathrm{Tanh}[\frac{2(T_{\mathrm{LP}}-T)}{\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{Rise}}}\left]\right)$

$\mathrm{Highpass}\left[T_{\mathrm{HP}}\right]=\frac{1}{2}(1+\mathrm{Tanh}[\frac{2(T-T_{\mathrm{HP}})}{\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{Rise}}}\left]\right)$

Bandpass[T_LP,T_HP]=Lowpass[T_HP]×Highpass[T_LP]

（等式25）。

要注意的是，在低通函数内，相对于在供低通或高通函数使用时，反转T_LP&T_HP的作用。此外，如该实施方式中一样，参数ΔT_Rise通常由所有转换函数共用，并且换算每个转换函数的上升/下降温度跨度（即，按照°C单位，10%到90%）。其他转换函数技术包括但不限于线性转换和查找表。在最佳执行的转换函数实施方式中，转换函数及其第一和第二导数（相对于温度）为连续函数。

在一个实施方式中，整个操作温度范围由三个局部温度范围构成。对于该实施方式，该方法的一个可能的模型由以下等式表示

$f_{\mathrm{Ref}}\left(T\right)=(p_1^{\&prime;}(1+\mathrm{\&delta;}{p}_{1_{\mathrm{Cold}}})(T-T_0)+p_3^{\&prime;}(1+{\mathrm{\&delta;p}}_{3_{\mathrm{Cold}}}){(T-T_0)}^3)\mathrm{Lowpass}\left[T_{\mathrm{LP}}\right]+$

$p_0^{\&prime;}+(p_1^{\&prime;}(T-T_0)+p_3^{\text{\&prime;}}{(T-T_0)}^3)\mathrm{Bandpass}[T_{\mathrm{LP}},T_{\mathrm{HP}}]+$

$(p_1^{\&prime;}(1+{\mathrm{\&delta;p}}_{1_{\mathrm{Hot}}})(T-T_0)+p_3^{\&prime;}(1+{\mathrm{\&delta;p}}_{3_{\mathrm{Hot}}}){(T-T_0)}^3)\mathrm{Highpass}\left[T_{\mathrm{Hp}}\right]$

（等式26）。

通过检查，等式26简化为

$f_{\mathrm{Ref}}\left(T\right)=p_0^{\&prime;}+p_1^{\&prime;}(T-T_0)+p_3^{\&prime;}{(T-T_0)}^3+$

$({\mathrm{\&delta;p}}_{1_{\mathrm{Cold}}}(T-T_0)+{\mathrm{\&delta;p}}_{3_{\mathrm{Cold}}}{(T-T_0)}^3)\mathrm{Lowpass}\left[T_{\mathrm{LP}}\right]+$

$({\mathrm{\&delta;p}}_{3_{\mathrm{Hot}}}(T-T_0)+{\mathrm{\&delta;p}}_{3_{\mathrm{Hot}}}{(T-T_0)}^3)\mathrm{Highpass}\left[T_{\mathrm{HP}}\right]$

（等式27）。

对于该示例性多温度区域三次模型（等式26和27），在生产调度之前，优选地使用代性样品总体，确定等式25到27中的参数。为了进行制造，随后固定这些参数

使参数

从某些（大约4以下）工厂频率和温度测量对分析地提取，这些对通常与先前现有的工厂测量（如蜂窝系统的RF调谐和校准）交错。

在图11中以虚线标绘在低温/室温/高温中示例性三区段曲线拟合的频率误差转换，其中，从室温系数计算低温和高温中的多项式系数。如图11中所示，改善了曲线拟合设计的频率误差转换在从-30°C到85°C的整个温度范围内具有+/-5ppb/秒。

除了温度感测电路和相关的温度-频率补偿算法以外，可将学习算法用于本公开中的任何模型中，以随着时间进一步改善模型的真实性。学习算法通过正常的GPS操作收集温度和频率测量，并且在较大的数据样品上对多项式参数进行微调，以进一步减小曲线拟合误差。

在某些实施方式中，可在工厂测量多个温度频率对，以提取曲线拟合系数。在至少一个实施方式中，这些工厂频率和温度测量对与先前具有的工厂测量如蜂窝系统的RF调谐和校准交错。

在其他实施方式中，为了使与校准晶体谐振器的频率偏差对温度特性相关的工厂测试时间最小化，在系统存储器1062内进行和记录单个制造现场的XO频率偏移测量（图13）。该单频率到温度测量对随后与自学算法相结合使用，该算法允许GPS温度补偿算法适应于共享的晶体谐振器的特定频率对温度特性，由于基于晶体谐振器的振荡器单元之间的变化，该特性偏离总体平均值。

根据本公开的系统的一个实施方式的特征在于：晶体谐振器102，其未补偿并且被配置为将高Q的谐振电容频率源提供给晶体振荡器103；温度传感器105，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式作为温度的函数而变化；以及晶体振荡器103，被配置为为蜂窝系统101和全球定位系统108输出参考时钟频率。该系统进一步包括可编程蜂窝RF锁相环112，被配置为在蜂窝RF模块104内接收参考时钟并且在蜂窝通信模块101的操作期间，补偿在蜂窝接收的下行链路信号和蜂窝LO之间的所计算的频率误差；可编程蜂窝基带数字锁相环110，被配置为根据用于基带模块106的上述蜂窝计算的频率误差，生成补偿的时钟；以及可编程GPS RF锁相环114和可编程GPS基带数字控制振荡器115，被配置为接收参考时钟频率，并且也能够接收参考时钟频率误差估计信号（包括温度漂移的误差）并且通过基本上消除它们各自输出信号中的所估计的频率误差的影响的方式，补偿（即，偏移）它们各自编程的输出信号。此外，温度感测电路122被配置为输出与由上述温度传感器105表示的晶体温度基本上成比例的电压。温度感测电路122包括电阻分压器电路、运算放大器（A）、反馈和电压偏移电阻器、以及模数转换器（ADC）。电阻分压器电路进一步由温度传感器（热敏电阻器）电阻元件以及多个开关感测/偏置电阻器构成。

分析温度传感器（热敏电阻）模型被配置为接收温度感测电路的输出电压信号并且将该电压信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将温度传感器电阻估计转换成基于晶体谐振器的参考振荡器温度估计。分析晶体参考振荡器频率偏差对温度模型被配置为接收分析温度传感器模型的温度估计信号，然后，通过根据校准的温度-频率特性曲线的晶体谐振器温度和参考振荡器频率偏差之间的一一映射，该信号转换成频率偏差（即，相对于理想的固定参考频率的误差）估计。GPS PLL114和/或GPS NCO115被配置为接收频率偏差估计信号，并且也能够通过基本上消除它们各自输出信号中的所估计的频率误差的影响的方式，补偿（即，偏移）它们各自编程的输出信号的频率和/或相位，从而允许GPS PLL114和/或GPSNCO115输出基本上进行了温度补偿的频率信号，以使GPS系统108精确地处理所接收的卫星信号。

在各种实施方式中，该系统可进一步包括曲线拟合的多个区段，以使晶体频率偏移对温度和与整个操作温度范围中的子集对应的每个区段拟合。在各种实施方式中，多区段温度-频率曲线拟合种的低温和高温多项式系数源自室温多项式系数。在各种实施方式中，在温度补偿之后，多区段曲线拟合从曲线拟合大幅减小残余频率误差的转换，以通过充分的裕度满足GPS频率转换要求。

在各种实施方式中，该系统可进一步包括曲线拟合的温度相关的多项式系数，以拟合晶体频率偏移对温度。温度相关的多项式系数（而非与通常模式中一样在温度范围上固定）使用代表性样品总体数据以及从一些工厂温度频率测量对中提取的参数来确定。在某些实施方式中，这可与分段的温度-频率曲线拟合相结合。在各种实施方式中，温度补偿模块123通过或者不通过自学算法进行操作，该算法可进一步优化曲线拟合。

在各种实施方式中，允许基于晶体谐振器的振荡器电路（例如，晶体谐振器102&晶体谐振器103）对于蜂窝通信模块101、GPS模块108以及温度补偿模块123自由运转。在各种实施方式中，温度感测电路122集成在GPS模块108中；位于GPS模块108的外部；集成在蜂窝系统101中，其中，GPS为单独的处理器；位于蜂窝系统101的外部，其中，GPS为单独的处理器；集成在蜂窝GPS组合系统中；或者位于蜂窝GPS组合系统的外部。

在各种实施方式中，温度感测电路122包括多个感测电阻器，每个电阻器被设计成覆盖从-30°C到85°C的整个操作温度范围的子集。温度感测电路122中的多个感测电阻器可位于分压器中的低压位置（即，靠近地）或者可位于分压器中的高压位置（即，靠近V_REF）。

在各种实施方式中，温度感测电路122包括在其输入处具有阻抗缓冲器的ADC；包括在其输入处没有阻抗缓冲器的ADC；包括比单一增益放大器（A）更大的阻抗缓冲器；包括具有单一增益放大器（A）的阻抗缓冲器；包括具有恒定的增益对温度的增益放大器（A）；包括具有可变的增益对温度的增益放大器（A）；包括在其输入处具有电压偏移的ADC；和/或包括在其输入处没有电压偏移的ADC。在各种实施方式中，温度感测电路122中的ADC通过或不通过在两个相邻的温度子区域之间进行过采样和抖动，进行操作。

在各种实施方式中，温度感测电路122中的电压偏移可为恒定的偏移对温度或者可为可变的偏移对温度。在各种实施方式中，通过或不通过集成控制定序器在工厂校准温度感测电路122。在各种实施方式中，温度感测电路122大幅扩大SNR和灵敏度，以在整个操作温度范围-30°C到85°C中满足千分之一摄氏度分辨率（～1ppb频率分辨率）。而且，在各种实施方式中，具有或没有其差分函数的多项式函数的温度偏移公式化可用于提取曲线参数，以拟合晶体的温度-频率关系。在某些实施方式中，具有和没有温度相关性的多项式参数也可用于拟合晶体的温度-频率关系。在其他实施方式中，使用转换函数组合多区域模型。

在各种实施方式中，温度感测电路122内的电阻器阵列通过或不通过训练电阻器进行操作；通过或不通过重叠区域（与处理变化分开）进行操作；或者通过或不通过重叠滞后进行操作。在各种实施方式中，温度感测电路122中的电阻器阵列通过或不通过相对于校准的热敏电阻器标称电阻值调谐成目标值的其电阻值进行操作。

接下来，根据本公开的系统的一个实施方式的特征在于：晶体谐振器102，其未补偿并且被配置为将高Q的谐振频率源提供给晶体振荡器103；温度传感器105，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式以温度的函数而变化；晶体振荡器103，被配置为为蜂窝系统101和全球定位系统108输出参考时钟频率；可编程蜂窝RF锁相环112，被配置为在蜂窝RF模块104内接收参考时钟并且在蜂窝RF模块104的操作期间，补偿在蜂窝接收的下行链路信号和蜂窝LO之间的所计算的频率误差；可编程蜂窝基带数字锁相环110，被配置为根据用于基带模块106的上述蜂窝计算的频率误差生成补偿的时钟；温度补偿模块123、温度感测电路122，被配置为输出与由上述温度传感器105表示的晶体温度基本上成比例的电压；分析温度传感器（热敏电阻器）模型，其接收温度感测电路的输出电压（或电流/电阻）信号并且将该电压（或电流）信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将温度传感器电阻估计转换为基于晶体谐振器的参考振荡器温度估计；基于分析晶体谐振器的参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收分析温度传感器模型的温度估计信号，然后通过根据校准的温度-频率特性曲线的晶体谐振器温度和参考振荡器频率偏移之间的一对一映射，将该信号转换为频率偏移（即，相对于理想的固定参考频率的误差）估计；DCXO（或压控振荡器（VCO）），被配置为接收参考时钟频率，并且也能够接收参考时钟频率误差估计信号（温度漂移的误差）并且通过从它们各自的输出信号基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿（即，偏移）它们各自编程的输出信号；以及时钟缓冲器，其用于将温度补偿的参考时钟从DCXO中缓冲到GPS中，作为参考频率信号，从而允许GPS系统108精确地处理所接收的卫星GPS信号。

在各种实施方式中，温度感测电路122包括电阻分压器电路、运算放大器（A）、反馈电阻器、电压偏移电阻器以及模数转换器（ADC）。电阻分压器电路进一步由温度传感器（热敏电阻器）电阻元件以及多个开关感测电阻器构成。

接下来，根据本公开的系统的一个实施方式的特征在于：晶体谐振器102，其未补偿并且被配置为将高Q的谐振频率源提供给晶体振荡器103；温度传感器105，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式以温度的函数而变化；晶体振荡器103，被配置为为全球定位系统108输出参考时钟频率；可编程GPS RF锁相环114和可编程GPS基带数字控制振荡器115，被配置为接收参考时钟频率，并且也能够接收参考时钟频率误差估计信号（包括温度漂移的误差）并且通过从它们各自的输出信号基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿（即，偏移）它们各自编程的输出信号；温度感测电路122，被配置为输出与由上述温度传感器105表示的晶体温度基本上成比例的电压（或电流/电阻）；分析温度传感器（热敏电阻）模型，其接收温度感测电路的输出电压信号并且将该电压信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将温度传感器电阻估计转换为基于晶体谐振器的参考振荡器温度估计；以及基于分析晶体谐振器的参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收分析温度传感器模型的温度估计信号，然后通过根据校准的温度-频率特性曲线的晶体谐振器温度和参考振荡器频率偏移之间的一对一映射，将该信号转换为频率偏移（即，相对于理想的固定参考频率的误差）估计。

在各种实施方式中，温度感测电路122包括电阻分压器电路、运算放大器（A）、反馈电阻器、电压偏移电阻器以及模数转换器（ADC）。电阻分压器电路进一步由温度传感器（热敏电阻器）电阻元件以及多个开关感测电阻器构成。在各种实施方式中，通过DCXO或VCO也可补偿由于温度漂移所造成的频率误差。

接下来，根据本公开的方法的一个实施方式的特征在于：在蜂窝模块101内耦合晶体振荡器103和（未补偿）的晶体谐振器102；在蜂窝模块101内从晶体振荡器103中接收参考信号；由蜂窝RF锁相环112和蜂窝基带PLL110在蜂窝模块101操作期间补偿所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝LO之间的所计算的频率误差；在全球定位系统（GPS）模块108内，从晶体振荡器103接收参考信号；以及由GPS RF PLL114或GPS BB NCO115，根据温度感测电路输出和校准的温度频率特性曲线，在整个操作温度区域上，在GPS模块108操作期间补偿由于温度漂移所造成的计算的频率误差。

在各种实施方式中，该方法进一步包括通过分压器，将热敏电阻器中的温度转换成电压，在该分压器中，电阻器阵列具有通过使分压器与在关闭状态的一个或多个电阻器连接的方式将每个电阻器控制在打开或关闭状态的开关。在某些实施方式中，可使用电阻分压器或电流分压器代替分压器。

为-30°C到85°C的温度范围内其相应的子温度区域，优化用于该阵列中的电阻器的电阻值。分配每个开关点的温度的最小重叠，以确保在工厂校准之后，在最差情况的处理变化和不确定性的情况下，在两个相邻的温度区域之间没有温度间隙。

在各种实施方式中，该方法进一步包括通过或不通过增益放大器以及在ADC之前通过或不通过电压偏移，通过ADC将感测电压转换成数字读数。该增益在整个温度范围内可恒定或者可变化。该电压偏移在整个温度范围内可恒定或者可变化。在各种实施方式中，该方法进一步包括通过在工厂内将感测/偏置电阻值R_S和热敏电阻器的正常电阻值R_N的比率（即，R_S/R_N）调谐成特定的目标；以及通过定序器为电阻器阵列内的所有电阻器调谐感测/偏置电阻和测量，以减小校准时间。

在各种实施方式中，该方法进一步包括表征低温的温度-频率曲线拟合系数和室温的系数之间的关系；根据一小组代表性晶体样品，表征高温和室温的温度-频率曲线拟合系数之间的关系；在工厂校准的期间，根据一组频率温度测量，提取室温的温度-频率曲线拟合系数；根据通过研究这一小组晶体样品所获得的室温系数和特性，计算低温和高温的温度-频率拟合系数；以及将温度上的晶体谐振器102的晶体频率偏移拟合成具有多个多项式区段的模型，其中每个区段与从-30°C到85°C的子温度区域对应。

已经描述了共集成参考晶体振荡器系统的某些实施方式和部件，而图12的流程图中所示的一种共享参考晶体谐振器102的方法包括：在蜂窝模块101内从晶体振荡器103中接收（1102）参考时钟，并且在蜂窝模块101操作期间，在蜂窝RF和BB内补偿（1104）在所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝LO信号之间的所计算的频率误差，而不改变晶体频率。而且，还在全球定位系统（GPS）模块108内接收（1106）来自晶体振荡器103的参考时钟。对于GPS模块108，在晶体谐振器102的整个操作温度范围上，根据温度感测电路122、多区段晶体温度-频率特性曲线、以及相关的温度补偿算法，计算（通过GPS或蜂窝软件/固件）并且补偿（1108）（通过GPS或蜂窝软件/固件）由于晶体温度漂移所造成的频率误差。在本实施方式中，在GPS Rx PLL114、GPS BB NCO115、或者这两者内，可进行这种补偿，并且使得晶体谐振器102完全自由运转。也能够通过DCXO或VCO，补偿晶体内的由于温度漂移所造成的频率误差，其中，晶体振荡器的频率仅仅由温度补偿算法校正，而非通过蜂窝AFC。在整个操作温度范围上，根据GPS LO的频率测量读数（根据晶体振荡器103的参考时钟）以及所接收的GPS信号，计算和补偿（1110）任何残余的频率误差和剩余的频率误差源。

接下来，在图13的流程图中，共享参考晶体谐振器102的一个实施方式包括：耦合（1120）电控或数字控制的晶体振荡器103和未补偿的晶体谐振器102；在蜂窝模块101内从晶体振荡器103中接收（1130）参考信号；由蜂窝RF锁相环112和蜂窝基带PLL110在蜂窝模块101操作期间补偿（1140）所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝LO之间的所计算的频率误差；以及由电压或数字控制的晶体振荡器103，根据温度感测电路输出和校准的温度频率特性曲线，在整个操作温度区域上，在GPS模块108操作期间补偿（1150）由于温度漂移所造成的计算的频率误差。

在各种实施方式中，该方法进一步包括在GPS模块108内耦合晶体振荡器103和未补偿的晶体谐振器102；在GPS模块108内从晶体振荡器103中接收参考信号；以及由GPS RF PLL114或由GPS BB NCO115，根据温度感测电路输出和校准的温度频率特性曲线，在整个操作温度区域上，在GPS模块108操作期间补偿温度漂移所造成的计算的频率误差。

现在参照图14，共享参考晶体谐振器102的方法的一个实施方式包括：根据一小组代表性晶体样品，表征（1160）低温的温度-频率曲线拟合系数和室温的温度-频率曲线拟合系数之间的关系；表征（1170）高温的温度-频率曲线拟合系数和室温的温度-频率曲线拟合系数之间的关系；在工厂校准的期间，根据一组频率温度测量，提取（1180）室温的温度-频率曲线拟合系数；通过研究这一小组代表性晶体样品所获得的室温系数和特性（表征），计算（1190）低温和高温的温度-频率拟合系数；以及将温度上晶体的晶体频率偏移拟合（1195）成具有多个多项式区段的模型，每个区段与子温度区域（例如，-30°C到85°C）对应。

接下来参照图15，该图示出了根据本公开的实施方式的示例性通信装置，其包括共集成的参考晶体振荡器系统（CRCO）1058和温度感测电路1059。虽然通信装置用于进行阐述，但是CRCO1058可用于任何类型的电子装置或封装内。通信装置1002可包括天线1052、蜂窝发射器和/或接收器模块（Tx/Rx）1054（例如，蜂窝系统101）、处理器1060、GPS系统1061（例如，GPS系统108）、存储器1062、模数转换器（ADC）1064、CRCO1058（例如，晶体谐振器102&晶体谐振器103）、温度感测电路1059（例如，温度感测电路122）、温度传感器1063（例如，温度传感器105）、显示器1006、用户控制器1008、扬声器1004以及麦克风1010。

天线1052可适合于发送和/或接收无线信号。虽然示出了一根天线，但是并不这样限制实施方式。在这一点上，Tx/Rx1054可利用同一天线进行发送和接收，可利用不同的天线进行发送和接收，和/或可利用多根天线进行发送和/或接收。

共集成的参考晶体振荡器系统（CRCO）1058可包括晶体和合适的逻辑、电路和/或代码，其可操作以生成一个或多个振荡信号。此外，CRCO1058可提供一个或多个信号和数据，其能够确定随着时间和/或温度变化的所生成的振荡信号的频率。

在某些实施方式中，CRCO1058可与一个或多个外部部件耦合，以实现晶体振荡器电路。在其他实施方式中，CRCO1058可包括与晶体谐振器102耦合的一个或多个有源和/或无源部件，以实现晶体振荡器电路。在这种实施方式中，除了晶体谐振器102以外，无需外部部件，CRCO1058还可生成振荡信号。在一个实施方式中，温度传感器1063（例如，热敏电阻器）与CRCO1058相集成，以提供温度读数，这些温度读数可用于计算频率测量。在可选的实施方式中，可使用外部温度传感器1063。

频率合成器1056可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，其可操作用于生成一个或多个振荡信号。在某些实施方式中，频率合成器1056可包括有源和/或无源元件，它们可与CRCO1058的xtal+和xtal-终端耦合，以实现晶体振荡器电路。在某些实施方式中，例如，频率合成器可包括整数N PLL、分数N PLL和/或直接数字频率合成器（DDFS）。晶体振荡器电路的输出可与参考频率耦合并且为PLL和/或DDFS提供参考频率。

在图15中所描述的示例性实施方式中，将频率合成器1056显示为单独的块；然而，不这样限制实施方式。在各种实施方式中，频率合成器1056的一部分或全部可集成到Tx/Rx1054内。

Tx/Rx1054可包括合适的逻辑、电路、接口和/或代码，其可操作用于使用各种无线协议发送和/或接收信号。通信装置1002所使用的示例性通信无线协议可包括各种蜂窝协议、WiMAX、蓝牙、Wi-Fi、DVB-H/S/T（数字视频广播-手持/卫星/地球）、GNSS（全球导航卫星系统）、广播无线电以及广播电视。Tx/Rx1054可操作用于对所接收的信号进行放大、下变频、滤波、解调制以及模数转换。Tx/Rx1054可操作用于对要发送的信号进行放大、上变频、滤波、调制以及数模转换。在各种实施方式中，Tx/Rx1054可使用频率合成器1056和/或CRCO1058中的一个或多个参考频率。

处理器1060可包括合适的逻辑、电路、接口和/或代码，其能够处理数据和/或控制通信装置1002的操作。处理器1060能够将控制信号提供给通信装置1002的各个其他部分和从这些部分接收控制信号。处理器1060可控制在通信装置1002的各个部分之间传输数据。在这一点上，处理器1060可控制读取和写入通信装置1002中的存储器和/或控制寄存器。此外，处理器1060能够执行应用程序和/或代码。例如，应用、程序和/或代码能够处理数据、配置通信装置1002的一部分、和/或控制通信装置1002的操作。例如，处理器1060可包括多个寄存器和算术与逻辑单元（ALU），用于对数据和/或控制信号进行数学和逻辑操纵。

存储器1062可包括合适的逻辑、电路和/或代码，其可操作用于储存包括可实现操作通信装置1002的参数和/或代码的信息。所储存的信息可包括所接收的数据和/或要显示、发送和/或处理的数据。例如，在存储器1062内可缓冲一个或多个数据流的一个或多个所接收的部分。这些参数可包括配置数据，并且代码可包括操作代码如软件和/或固件，但是在这一点上，不需要限制该信息。在各种实施方式中，存储器1062可储存表征CRCO1058和/或温度感测电路1059的性能的数据。

ADC1064可包括合适的逻辑、电路、接口和/或代码，其可操作用于将模拟信号转换成数字表示。在这一点上，例如，ADC1064可在取样时钟所规定的时间将模拟信号取样并且量化。在各种实施方式中，ADC1064可生成一个或多个串行或并行比特的数字信号。

根据本公开，温度传感器1063可使用温度感测电路1059，补偿GPS系统硬件和/或接收器通道数字时钟的PLL，以在CRCO1058的自由运转的晶体的整个温度变化范围上，保持卫星锁定。温度感测电路1059可包括硬件和合适的逻辑、电路和/或代码（例如，GPS软件118、120），其可操作用于检测、校正和/或补偿GPS系统所使用的时钟信号内的频率误差。

显示器1006可包括合适的逻辑、电路、接口和/或代码，其可操作用于将可视化信息提供给通信装置1002的用户，和/或能够由该用户进行交互。在各种实施方式中，可通过显示器1006显示图形用户界面。可利用移动通信装置1002的用户界面，选择需要从其中接收内容的那个或那些源。可根据用户输入，选择用于进行通信的频率和/或无线标准。因此，根据这种用户输入，可调节和/或配置频率合成器1056和/或Tx/Rx1054。在各种实施方式中，可通过显示器1006显示可视化媒体内容（例如，视频、图像以及文本）。

用户控制器1008可操作用于能够允许用户与通信装置1002相互作用，以控制通信装置1002所处理的服务和/或内容。用户控制器1008可包括例如键区、键盘、滚球、多向按钮、滚轮和/或触摸屏。

扬声器1004可操作用于为用户显示音频信息。扬声器可呈现电话中的声音和/或由通信装置播放的音乐和/或铃声。麦克风1010可操作用于将声学信号转换成电子信号。麦克风能够允许用户参与电话和/或通过口头输入与通信装置互动。

在操作的期间，通信装置1002的各种功能和/或部分可利用由CRCO1058和频率合成器1056所生成的参考频率。然而，参考频率例如可随着时间和/或温度发生变化。也可具有与CRCO1058内的温度指示和/或频率变化相关的滞后现象。因此，在制造CRCO1058期间，表征CRCO1058的性能的数据可储存在CRCO1058或存储器1062内。在某些实施方式中，数据可来自CRCO1058本身的表征和/或测量。在其他实施方式中，数据可来自可代表CRCO1058的性能的一个或多个其他CRCO的表征，例如，相同的生产进程或批次中的CRCO。

可利用表征数据，配置和/或控制通信系统1002部分，以补偿CRCO1058的性能随着时间和/或温度发生的变化。在各种实施方式中，在操作通信装置1002的期间，处理器1060可将表征数据从CRCO1058中复制到存储器1062中。随后，根据所复制的数据和所接收的温度指示，处理器1060可生成一个或多个控制信号，以配置与GPS系统或模块1061合作的发射器和/或接收器。例如，处理器1060可在GPS系统1061内配置PLL的分频器。在其他实施方式中，处理器1060可不将数据复制到存储器1062中，但是可根据需要从CRCO1058读取数据。此外，处理器1060也可接收温度指示，其可为检测电路1059的模拟电压或数字电压，用于估计与温度漂移相关的频率误差，并且生成一个或多个控制信号，以配置GPS RF PLL或BB NCO或者这两者，从而补偿频率误差。

本公开的某些实施方式可以硬件、软件、固件或其组合实现。实施方式可以软件或固件实现，其储存在存储器内并且由一个合适的指令执行系统执行。如果以硬件实现，则实施方式可以以下技术中的任意或组合实现，它们在本领域中是众所周知：具有用于对数据信号执行逻辑功能的逻辑门的离散逻辑电路、具有合适的组合逻辑门的专用集成电路（ASIC）、可编程门阵列（PGA）、现场可编程门阵列（FPGA）等。

流程图中的任何处理描述或块应理解为表示代码的模块、区段或部分，它们包括一个或多个可执行的指令，用于在该处理中执行特定的逻辑功能或步骤，并且本领域中的技术人员应理解的是，可选的实施方式也包括在本公开的一个实施方式的范围内，其中，根据所包括的功能，可通过与所示或讨论的顺序不同的顺序执行功能，包括基本上同时或通过相反的顺序。

温度补偿软件程序包括用于执行逻辑功能的可执行的指令的有序列表，该程序可以任何计算机可读介质实现，以供指令执行系统、设备或装置（例如，基于计算机的系统、包含处理器的系统、或者可从指令执行系统、设备或装置中获取指令并且执行这些指令的其他系统）使用或者与其相连接。在本文的背景中，“计算机可读介质”可为任何包含、储存、传送或输送供指令执行系统、设备、或装置使用或者与其连接的指令的装置。计算机可读介质可为例如但不限于电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统、设备或装置。计算机可读介质的更多具体实例（并非详尽的列表）包括以下元件：具有一条或多条配线的电连接（电子）、便携式电脑磁盘（磁性）、随机存取存储器（RAM）（电子）、只读存储器（ROM）（电子）、可擦除可编程只读存储器（EPROM或闪速存储器）（电子）、光纤（光学）、以及便携式光盘只读存储器（CDROM）（光学）。此外，某些实施方式的范围包括在以硬件或软件配置的介质实现的逻辑中实现某个功能。

应强调的是，本公开的上述实施方式仅仅为实施方式可能的示例，提出这些实施方式，仅仅为了清晰地理解本公开的原理。在基本上不背离本公开的精神和原理的情况下，可对上述实施方式进行多种变化和修改。所有这些修改和变化在本文中旨在包含在本公开的范围内并且受到所附权利要求的保护。

Claims (10)

1.一种系统，包括：

未补偿的晶体谐振器，被配置为将频率源提供给晶体振荡器；

温度传感器，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式作为温度的函数而变化，并且被配置为测量当前温度；

晶体振荡器，被配置为为蜂窝模块和全球定位系统（GPS）模块输出参考时钟频率信号；

可编程蜂窝射频（RF）锁相环，被配置为在所述蜂窝模块内接收所述晶体振荡器的参考时钟信号，并且在所述蜂窝模块的操作期间，补偿蜂窝接收的下行链路信号和蜂窝本地振荡器（LO）信号之间的所计算的频率误差；

可编程蜂窝基带数字锁相环，被配置为根据所计算的所述频率误差生成补偿时钟，用于基带频率信号发送；

可编程GPS RF锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器，被配置为接收所述参考时钟信号并且能够接收与所估计的频率误差对应的参考时钟频率误差估计信号，并且通过从所述GPS RF锁相环和所述可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的所述频率误差的影响的方式，补偿所述输出信号；

温度感测电路，被配置为输出与由所述温度传感器表示的所述当前温度基本上成比例的信号；

分析温度传感器模型，被配置为接收所述温度感测电路的输出信号并且将所述温度感测电路的输出信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将所述温度传感器电阻估计转换为晶体谐振器参考振荡器温度估计；

分析晶体参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收所述分析温度传感器模型的温度传感器电阻估计，并且通过根据校准的温度-频率特性曲线的所述晶体谐振器温度和参考振荡器频率偏移之间的一对一映射，将所述温度传感器电阻估计转换为频率偏移估计，

其中，所述可编程GPS RF锁相环、所述可编程GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合进一步被配置为接收所述频率偏移估计，并且通过从所述GPS RF锁相环和所述可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的所述频率误差的影响的方式，补偿所述输出信号的频率、所述输出信号的相位或者这两者的组合，从而允许所述GPS RF锁相环、所述GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合输出基本上进行温度补偿了的频率信号，以精确地处理所接收的卫星GPS信号，

其中，所述温度感测电路包括电阻分压器电路、运算放大器、反馈电阻器、电压偏移电阻器以及模数转换器（ADC），

其中，所述电阻分压器电路进一步由温度传感器电阻元件和多个开关感测电阻器构成。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述晶体振荡器对于所述蜂窝模块、所述GPS模块以及所述温度感测电路自由运转。

3.根据权利要求1所述的系统，其中，所述晶体振荡器包括数字控制晶体振荡器（DCXO），被配置为接收所述参考时钟信号并且在所述GPS模块的操作期间，补偿所述参考时钟信号中的频率误差，其中，所述频率误差包括温度漂移的误差。

4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述温度感测电路通过单端实现方式或差动实现方式来实现。

5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述温度传感器包括与所述未补偿的晶体谐振器集成的热敏电阻。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述温度感测电路集成在所述GPS模块内、或集成在具有蜂窝GPS组合系统的集成芯片上、或位于所述GPS模块或集成芯片上的蜂窝GPS组合系统的外部。

7.根据权利要求1所述的系统，其中，所述温度感测电路包括多个感测电阻器，每个感测电阻器被设计成覆盖从-30℃到85℃的子集温度区域。

8.根据权利要求1所述的系统，进一步包括：

曲线拟合的多个区段，用于将晶体频率偏移对温度与对应于整个操作温度范围上的子集的每个区段拟合。

9.一种系统，包括：

未补偿的晶体谐振器，被配置为将频率源提供给晶体振荡器；

温度传感器，其电阻通过基本上可重复并且可预测的方式作为温度的函数而变化，并且被配置为测量当前温度；

晶体振荡器，被配置为为全球定位系统（GPS）输出参考时钟频率信号；

可编程GPS射频（RF）锁相环和可编程GPS基带数字控制振荡器，被配置为接收所述参考时钟频率信号并且能够接收参考时钟频率误差估计信号，并且通过从所述GPS RF锁相环和所述可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的频率误差的影响的方式，补偿所述输出信号；

温度感测电路，被配置为输出与由所述温度传感器表示的所述当前温度基本上成比例的信号；

分析温度传感器模型，被配置为接收所述温度感测电路的输出信号并且将所述温度感测电路的输出信号映射到温度传感器电阻估计，并且进一步将所述温度传感器电阻估计转换为晶体谐振器参考振荡器温度估计；

分析晶体参考振荡器频率偏移对温度模型，被配置为接收所述分析温度传感器模型的温度传感器电阻估计，并且通过根据校准的温度-频率特性曲线的所述晶体谐振器的温度和所述晶体振荡器的频率偏移之间的一对一映射，将所述温度传感器电阻估计转换为频率偏移估计，

其中，所述可编程全球定位系统（GPS）RF锁相环、所述可编程GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合进一步被配置为接收所述频率偏移估计，并且通过从所述GPS RF锁相环和所述可编程GPS基带数字控制振荡器的输出信号中基本上消除所估计的所述频率误差的影响的方式，补偿所述输出信号的频率、所述输出信号的相位或者这两者的组合，从而允许所述GPS RF锁相环、所述GPS基带数字控制振荡器、或这两者的组合输出基本上进行温度补偿了的频率信号，以精确地处理所接收的卫星GPS信号，

其中，所述温度感测电路包括电阻分压器电路、运算放大器、反馈电阻器、电压偏移电阻器以及模数转换器（ADC），

其中，所述电阻分压器电路进一步由温度传感器电阻元件和多个开关感测电阻器构成。

10.一种方法，包括：

在蜂窝模块中耦合晶体振荡器和未补偿的晶体谐振器；

在所述蜂窝模块内从所述晶体振荡器接收参考信号；

由蜂窝射频（RF）锁相环和蜂窝基带PLL在蜂窝模块的操作期间补偿所接收的蜂窝下行链路信号和蜂窝本地振荡器信号之间的所计算的频率误差；

在全球定位系统（GPS）模块内从所述晶体振荡器接收所述参考信号；

由温度感测电路输出与当前温度基本上成比例的信号；以及

由GPS RF锁相环、GPS基带数字控制振荡器、或者这两者的组合在所述GPS模块的操作期间，根据温度感测电路输出和校准的温度频率特性曲线，在整个操作温度区域上补偿由于温度漂移所造成的所计算的频率误差。

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